CN103595285A - 一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法及装置，涉及模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制领域。解决了模块化多电平换流器的桥臂之间存在能量不均衡，导致模块化多电平换流器运行不稳定的问题。本发明所述控制方法通过在桥臂环流中加入一个交流分量，使上下桥臂之间形成能量交换的通路，能够在不影响模块化多电平换流器交流输出电压的前提下，通过控制交流环流分量的大小来实现上下桥臂的能量均衡控制，本发明采用了由准比例谐振调节器构成的内环控制器，通过对上下桥臂的能量均衡控制，模块化多电平换流器的稳定性与可靠性均提高了5%以上。本发明适用于对模块化多电平换流器的桥臂间能量进行均衡控制。

Description

一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法及装置

技术领域

本发明涉及模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制领域。

背景技术

模块化多电平换流器（modular multilevel converter,MMC）作为一种新型的高压大功率电能变换技术，已日益获得了各国研究人员的普遍关注。与传统两电平、三电平换流器相比，MMC具有结构简单、容易拓展，开关损耗低，电压谐波少，安装维护成本低廉等诸多优点。

在三相MMC电路结构中，其每相电路中包含上下两个桥臂，每个桥臂由N个结构相同的子模块和一个电感器串联而成，每个子模块为半桥拓扑结构，包含两个绝缘栅双极晶体管（Insulated gate bipolar transistor,IGBT）和一组电容器。然而，MMC在实际工作时，由于元器件参数的差异、不均匀的损耗分布、以及控制信号的延迟等诸多原因，这些子模块的电容器很容易发生电压不相等的问题。如果不加以抑制，将造成某个子模块的电容电压大大高出其他子模块，从而威胁该子模块中IGBT和电容器的可靠性，缩短其工作寿命，甚至，可能会给整个MMC系统造成严重的故障或损害。

针对MMC中的子模块电容电压不平衡的问题，赵成勇等人的《一种模块化多电平换流器的子模块分组均压控制方法》（见专利CN102916592A），庞辉等人的《一种模块化多电平换流器的均压控制方法》（见专利CN102130619A），以及孔明等人的《一种三相模块化多电平换流器能量平衡控制方法》（见专利CN103095167A）中，分别提出了相应的电容电压平衡控制方法。

然而，这些方法均是以MMC的每个桥臂为控制单元，根据该桥臂的电流方向来控制投入/切除该桥臂中需要充电/放电的子模块，这样虽然能够保证同一桥臂内的子模块电容电压保持平衡，但却并没有考虑上下两个桥臂之间的能量平衡问题。如果MMC上下桥臂之间发生能量的不均匀分布时，同样会对MMC的稳定运行带来不利影响，降低其工作性能。

发明内容

本发明为了解决模块化多电平换流器的桥臂之间存在能量不均衡，导致模块化多电平换流器运行不稳定的问题，提出了一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法及装置。

一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法，所述模块化多电平换流器为三相电路结构，每一相电路均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括N个结构相同的子模块，所述下桥臂包括N个结构相同的子模块，每个子模块中均有一个电容，其特征在于，所述控制方法包括以下步骤：

步骤一、检测单相桥臂中各个子模块中的电容电压，并分别计算出单相桥臂中上桥臂的N个子模块的电容电压之和U_{sum_up}与下桥臂的N个子模块的电容电压之和U_{sum_lw}，同时得到单相桥臂交流侧的交流输出电压U_{ref_a}；

步骤二、计算步骤一得到的U_{sum_up}与U_{sum_lw}的平均值，将该平均值U_sum与直流电源U的电压U_dc进行减法运算，并对得到的差值进行PI调节获得单相桥臂环流中直流分量的给定值

步骤三、将步骤一得到的U_{sum_up}和U_{sum_lw}进行减法运算，将得到的差值经PI调节后与一个单位正弦信号相乘，得到单相桥臂环流中交流分量的给定值

步骤四、将步骤二得到的单相桥臂环流中直流分量的给定值和步骤三得到的单相桥臂环流中交流分量的给定值

相加，得到单相桥臂环流的电流给定值即：

步骤五、检测单相桥臂中上桥臂的电流i_up和下桥臂的电流i_lw，并对i_up和i_lw取平均值，得到单相桥臂实际电流i_c，即：i_c=(i_up+i_lw)/2；

步骤六、将步骤四中得到的单相桥臂环流的电流给定值

和步骤五中得到的单相桥臂实际电流i_c进行减法运算，将得到的差值送入准比例谐振调节器中，经准比例谐振调节器处理后获得控制指令u_{ref_c}；

步骤七、根据步骤一中的交流输出电压U_{ref_a}与步骤六中得到的控制指令u_{ref_c}，得到上桥臂的参考信号U_{ref_up}和下桥臂的参考信号U_{ref_lw}；

步骤八、将步骤七中得到的上桥臂的参考信号U_{ref_up}和下桥臂的参考信号U_{ref_lw}送入脉宽调制器中，经该脉宽调制器处理后获得脉宽控制信号，控制模块化多电平换流器的子模块中绝缘栅双极晶体管的导通或关断，从而实现对单相桥臂间的能量平衡的控制。

一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制装置它包括第一PI调节器、第二PI调节器、准比例谐振调节器、脉宽调制器、第一减法器、第二减法器、第三减法器、第四减法器、第一加法器、第二加法器、第三加法器、第四加法器、乘法器、第一平均值计算器和第二平均值计算器，

模块化多电平换流器的单相桥臂中上桥臂的N个子模块的电容电压之和U_{sum_up}与下桥臂的N个子模块的电容电压之和U_{sum_lw}经第四加法器相加后，将结果发送至第二平均值计算器，

第二平均值计算器对U_{sum_up}与U_{sum_lw}之和求平均值得到U_sum，

U_sum与直流电源U的电压U_dc经第一减法器进行减法运算后将结果发送至第一PI调节器中进行计算得到单相桥臂环流中直流分量的给定值

U_{sum_up}与U_{sum_lw}通过第二减法器进行减法运算后将结果发送至第二PI调节器，经该第二PI调节器进行处理之后输出结果信号给乘法器，该乘法器将所述结果信号与一个单位正弦信号相乘得到单相桥臂环流中交流分量的给定值

与

经第二加法器进行加法运算后得到单相桥臂环流的电流给定值

模块化多电平换流器的单相桥臂中上桥臂的电流i_up和下桥臂的电流i_lw经第一加法器进行加法运算后将结果发送至第一平均值计算器，

第一平均值计算器对i_up与i_lw之和取平均值得到单相桥臂实际电流i_c，

和i_c通过第三减法器进行减法运算后将结果发送至准比例谐振调节器，

准比例谐振调节器通过计算得到控制指令u_{ref_c}，

控制指令u_{ref_c}与模块化多电平换流器的单相桥臂交流输出电压U_{ref_a}通过第四减法器进行减法运算后得到上桥臂的参考信号U_{ref_up}，并将U_{ref_up}发送至脉冲调制器，

u_{ref_c}与模块化多电平换流器的单相桥臂交流输出电压U_{ref_a}通过第三加法器进行加法运算后得到下桥臂的参考信号U_{ref_lw}，并将U_{ref_lw}发送至脉冲调制器，

脉冲调制器对U_{ref_up}和U_{ref_lw}进行处理得到模块化多电平换流器的脉宽控制信号，从而实现对单相桥臂间的能量平衡的控制。

有益效果：本发明通过在桥臂环流中加入一个交流分量，使上下桥臂之间形成能量交换的通路，能够在不影响模块化多电平换流器交流输出电压的前提下，通过控制交流环流分量的大小来实现上下桥臂的能量均衡控制。为保证对交流环流分量的控制精度，本发明采用了由准比例谐振调节器构成的内环控制器。通过对上下桥臂的能量均衡控制，模块化多电平换流器的稳定性与可靠性均提高了5%以上，同时，本发明应用灵活，能够适用于任何对称或不对称的三相模块化多电平换流器以及单相模块化多电平换流器当中。

附图说明

图1为三相模块化多电平换流器的结构示意图；

图2为单相模块化多电平换流器的结构示意图；

图3为模块化多电平换流器中单相电路的结构示意图；

图4为模块化多电平换流器中子模块的结构示意图；

图5为具体实施方式一所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法的控制框图；

图6为模块化多电平换流器中单相电路的上桥臂子模块电容电压之和随时间变化的波形图；

图7为模块化多电平换流器中单相电路的下桥臂子模块电容电压之和随时间变化的波形图；

图8为具体实施方式一所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法的控制流程图。

具体实施方式

具体实施方式一、结合图1、图2、图3、图4、图5和图8说明本具体实施方式，本具体实施方式所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法，所述模块化多电平换流器为三相电路结构，每一相电路均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括N个结构相同的子模块，所述下桥臂包括N个结构相同的子模块，每个子模块中均有一个电容，其特征在于，所述控制方法包括以下步骤：

步骤一、检测单相桥臂中各个子模块中的电容电压，并分别计算出单相桥臂中上桥臂的N个子模块的电容电压之和U_{sum_up}与下桥臂的N个子模块的电容电压之和U_{sum_lw}，同时得到单相桥臂交流侧的交流输出电压U_{ref_a}；

步骤二、计算步骤一得到的U_{sum_up}与U_{sum_lw}的平均值，将该平均值U_sum与直流电源U的电压U_dc进行减法运算，并对得到的差值进行PI调节获得单相桥臂环流中直流分量的给定值

步骤三、将步骤一得到的U_{sum_up}和U_{sum_lw}进行减法运算，将得到的差值经PI调节后与一个单位正弦信号相乘，得到单相桥臂环流中交流分量的给定值

步骤四、将步骤二得到的单相桥臂环流中直流分量的给定值

和步骤三得到的单相桥臂环流中交流分量的给定值

相加，得到单相桥臂环流的电流给定值

即：

步骤五、检测单相桥臂中上桥臂的电流i_up和下桥臂的电流i_lw，并对i_up和i_lw取平均值，得到单相桥臂实际电流i_c，即：i_c=(i_up+i_lw)/2；

步骤六、将步骤四中得到的单相桥臂环流的电流给定值

和步骤五中得到的单相桥臂实际电流i_c进行减法运算，将得到的差值送入准比例谐振调节器4中，经准比例谐振调节器4处理后获得控制指令u_{ref_c}；

步骤七、根据步骤一中的交流输出电压U_{ref_a}与步骤六中得到的控制指令u_{ref_c}，得到上桥臂的参考信号U_{ref_up}和下桥臂的参考信号U_{ref_lw}；

步骤八、将步骤七中得到的上桥臂的参考信号U_{ref_up}和下桥臂的参考信号U_{ref_lw}送入脉宽调制器5中，经该脉宽调制器5处理后获得脉宽控制信号，控制模块化多电平换流器的子模块中绝缘栅双极晶体管的导通或关断，从而实现对单相桥臂间的能量平衡的控制。

本实施方式中所述的PI调节器3保证了模块化多电平换流器的单相电路能量平衡，步骤三中将PI调节器3计算出的计算结果再乘以一个单位正弦信号保证了上下桥臂间形成有功功率的交换，实现桥臂间的能量均衡控制，步骤六中采用准比例谐振调节器4的目的是保证对环流给定信号中交流分量

的跟踪精度。

具体实施方式二、本具体实施方式与具体实施方式一所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法的区别在于，步骤二中所述的对得到的差值进行PI调节获得单相桥臂环流中直流分量的给定值

的过程为： $i_{c,0}^{*}=(K_{p1}+\frac{K_{i1}}{s})(U_{\mathrm{dc}}-U_{\mathrm{sum}}),$

K_p1为PI调节的第一比例系数，K_i1为PI调节的第一积分系数。

具体实施方式三、本具体实施方式与具体实施方式一所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法的区别在于，步骤三中所述的将得到的差值经PI调节后获得与一个单位正弦信号相乘，得到单相桥臂环流中交流分量的给定值的过程为： $i_{c,1}^{*}=\left[(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})(U_{\mathrm{sum}\_\mathrm{up}}-U_{\mathrm{sum}\_\mathrm{lw}})\right]\×\sin ({\mathrm{\ω}}_{1}t+\mathrm{\δ}),$

K_p2为PI调节的第二比例系数，K_i2为PI调节的第二积分系数，ω₁为交流输出电压U_{ref_a}的角频率，δ为交流输出电压U_{ref_a}的相位。

具体实施方式四、本具体实施方式与具体实施方式一所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法的区别在于，步骤六中所述的准比例谐振调节器4对输入的差值进行处理后获得控制指令u_{ref_c}的过程为： $u_{\mathrm{ref}\_c}=[K_{p3}+\frac{{2K}_{i3}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}_1^2}](i_c-i_c^{*}),$

K_p3为准比例谐振调节器4的比例系数，K_i3为准比例谐振调节器4的谐振系数，ω_c为准比例谐振调节器4的截止频率。

具体实施方式五、本具体实施方式与具体实施方式一所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法的区别在于，步骤七中得到的上桥臂的参考信号U_{ref_up}的过程为U_{ref_up}=u_{ref_c}-U_{ref_a}，得到的下桥臂的参考信号U_{ref_lw}的过程为U_{ref_lw}=u_{ref_c}+U_{ref_a}。

具体实施方式六、结合图5说明本具体实施方式，一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制装置它包括第一PI调节器3、第二PI调节器17、准比例谐振调节器4、脉宽调制器5、第一减法器6、第二减法器7、第三减法器12、第四减法器13、第一加法器9、第二加法器10、第三加法器14、第四加法器15、乘法器8、第一平均值计算器11和第二平均值计算器16，

模块化多电平换流器的单相桥臂中上桥臂的N个子模块的电容电压之和U_{sum_up}与下桥臂的N个子模块的电容电压之和U_{sum_lw}经第四加法器15相加后，将结果发送至第二平均值计算器16，

第二平均值计算器16对U_{sum_up}与U_{sum_lw}之和求平均值得到U_sum，

U_sum与直流电源U的电压U_dc经第一减法器6进行减法运算后将结果发送至第一PI调节器3中进行计算得到单相桥臂环流中直流分量的给定值

U_{sum_up}与U_{sum_lw}通过第二减法器7进行减法运算后将结果发送至第二PI调节器17，经该第二PI调节器17进行处理之后输出结果信号给乘法器8，该乘法器8将所述结果信号与一个单位正弦信号相乘得到单相桥臂环流中交流分量的给定值

与

经第二加法器10进行加法运算后得到单相桥臂环流的电流给定值

模块化多电平换流器的单相桥臂中上桥臂的电流i_up和下桥臂的电流i_lw经第一加法器9进行加法运算后将结果发送至第一平均值计算器11，

第一平均值计算器11对i_up与i_lw之和取平均值得到单相桥臂实际电流i_c，

和i_c通过第三减法器12进行减法运算后将结果发送至准比例谐振调节器4，

准比例谐振调节器4通过计算得到控制指令u_{ref_c}，

控制指令u_{ref_c}与模块化多电平换流器的单相桥臂交流输出电压U_{ref_a}通过第四减法器13进行减法运算后得到上桥臂的参考信号U_{ref_up}，并将U_{ref_up}发送至脉冲调制器5，

u_{ref_c}与模块化多电平换流器的单相桥臂交流输出电压U_{ref_a}通过第三加法器14进行加法运算后得到下桥臂的参考信号U_{ref_lw}，并将U_{ref_lw}发送至脉冲调制器5，

脉冲调制器5对U_{ref_up}和U_{ref_lw}进行处理得到模块化多电平换流器的脉宽控制信号，从而实现对单相桥臂间的能量平衡的控制。

本实施方式中，第一PI调节器3和第二PI调节器17可以为两个不同的PI调节器，也可以为同一个PI调节器，当第一PI调节器3和第二PI调节器17为同一个PI调节器时，根据对不同信号进行处理，对PI调节器的比例系数和积分系数进行重新设定。

具体实施方式七、结合图3和图4说明本具体实施方式，本具体实施方式与具体实施方式六所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制装置的区别在于，所述子模块包括电容C、一号绝缘栅双极晶体管S1、二号绝缘栅双极晶体管S2、一号二极管D1和二号二极管D2，电容C的一端同时与一号绝缘栅双极晶体管S1的集电极和一号二极管D1的阴极连接，一号绝缘栅双极晶体管S1的发射极作为子模块的电压输入端同时与上一个子模块的电压输出端、一号二极管D1的阳极、二号绝缘栅双极晶体管S2的集电极和二号二极管D2的阴极连接，二号绝缘栅双极晶体管S2的发射极作为子模块的电压输出端同时与电容C的另一端、二号二极管D2的阳极和下一个子模块的电压输入端连接。

具体实施方式八、本具体实施方式与具体实施方式六所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制装置的区别在于，所述第一PI调节器3的输入与输出信号之间的关系为： $i_{c,0}^{*}=(K_{p1}+\frac{K_{i1}}{s})(U_{\mathrm{dc}}-U_{\mathrm{sum}}),$

K_p1为第一PI调节器3的比例系数，K_i1为PI调节器3的积分系数。

具体实施方式九、本具体实施方式与具体实施方式六所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制装置的区别在于，所述第二PI调节器17的输入与输出信号之间的关系为： $i_{c,1}^{*}=\left[(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})(U_{\mathrm{sum}\_\mathrm{up}}-U_{\mathrm{sum}\_\mathrm{lw}})\right]\×\sin ({\mathrm{\ω}}_{1}t+\mathrm{\δ}),$

K_p2为第二PI调节器17的第二比例系数，K_i2为第二PI调节器17的第二积分系数，ω₁为交流输出电压U_{ref_a}的角频率，δ为交流输出电压U_{ref_a}的相位。

具体实施方式十、本具体实施方式与具体实施方式六所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制装置的区别在于，所述准比例谐振调节器4的输入与输出信号之间的关系为：

$u_{\mathrm{ref}\_c}=[K_{p3}+\frac{{2K}_{i3}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}_1^2}](i_c-i_c^{*}),$

K_p3为准比例谐振调节器4的比例系数，K_i3为准比例谐振调节器4的谐振系数，ω_c为准比例谐振调节器4的截止频率。

图6所示为上桥臂子模块电容电压之和随时间变化的波形图，图7所示为下桥臂子模块电容电压之和随时间变化的波形图，本发明提出的桥臂均衡控制方法在0.5s时刻加入。由图可见，在施加平衡控制前，上桥臂电容电压之和与下桥臂电容电压之和存在0.4kV的电压差，而加入平衡控制后，两者均稳定在3kV，保证了能量在上下桥臂上的均匀分配。

Claims (10)

1.一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法，所述模块化多电平换流器为三相电路结构，每一相电路均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括N个结构相同的子模块，所述下桥臂包括N个结构相同的子模块，每个子模块中均有一个电容，其特征在于，所述控制方法包括以下步骤：

步骤一、检测单相桥臂中各个子模块中的电容电压，并分别计算出单相桥臂中上桥臂的N个子模块的电容电压之和U_{sum_up}与下桥臂的N个子模块的电容电压之和U_{sum_lw}，同时得到单相桥臂交流侧的交流输出电压U_{ref_a}；

步骤二、计算步骤一得到的U_{sum_up}与U_{sum_lw}的平均值，将该平均值U_sum与直流电源U的电压U_dc进行减法运算，并对得到的差值进行PI调节获得单相桥臂环流中直流分量的给定值

步骤三、将步骤一得到的U_{sum_up}和U_{sum_lw}进行减法运算，将得到的差值经PI调节后与一个单位正弦信号相乘，得到单相桥臂环流中交流分量的给定值

步骤四、将步骤二得到的单相桥臂环流中直流分量的给定值和步骤三得到的单相桥臂环流中交流分量的给定值相加，得到单相桥臂环流的电流给定值

即：

步骤五、检测单相桥臂中上桥臂的电流i_up和下桥臂的电流i_lw，并对i_up和i_lw取平均值，得到单相桥臂实际电流i_c，即：i_c=(i_up+i_lw)/2；

步骤六、将步骤四中得到的单相桥臂环流的电流给定值

和步骤五中得到的单相桥臂实际电流i_c进行减法运算，将得到的差值送入准比例谐振调节器（4）中，经准比例谐振调节器（4）处理后获得控制指令u_{ref_c}；

步骤七、根据步骤一中的交流输出电压U_{ref_a}与步骤六中得到的控制指令u_{ref_c}，得到上桥臂的参考信号U_{ref_up}和下桥臂的参考信号U_{ref_lw}；

步骤八、将步骤七中得到的上桥臂的参考信号U_{ref_up}和下桥臂的参考信号U_{ref_lw}送入脉宽调制器（5）中，经该脉宽调制器（5）处理后获得脉宽控制信号，控制模块化多电平换流器的子模块中绝缘栅双极晶体管的导通或关断，从而实现对单相桥臂间的能量平衡的控制。

2.根据权利要求1所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法，其特征在于，步骤二中所述的对得到的差值进行PI调节获得单相桥臂环流中直流分量的给定值

的过程为： $i_{c,0}^{*}=(K_{p1}+\frac{K_{i1}}{s})(U_{\mathrm{dc}}-U_{\mathrm{sum}}),$

K_p1为PI调节的第一比例系数，K_i1为PI调节的第一积分系数。

3.根据权利要求1所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法，其特征在于，步骤三中所述的将得到的差值经PI调节后获得与一个单位正弦信号相乘，得到单相桥臂环流中交流分量的给定值

的过程为： $i_{c,1}^{*}=\left[(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})(U_{\mathrm{sum}\_\mathrm{up}}-U_{\mathrm{sum}\_\mathrm{lw}})\right]\×\sin ({\mathrm{\ω}}_{1}t+\mathrm{\δ}),$

K_p2为PI调节的第二比例系数，K_i2为PI调节的第二积分系数，ω₁为交流输出电压U_{ref_a}的角频率，δ为交流输出电压U_{ref_a}的相位。

4.根据权利要求1所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法，其特征在于，步骤六中所述的准比例谐振调节器（4）对输入的差值进行处理后获得控制指令u_{ref_c}的过程为： $u_{\mathrm{ref}\_c}=[K_{p3}+\frac{{2K}_{i3}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}_1^2}](i_c-i_c^{*}),$

K_p3为准比例谐振调节器（4）的比例系数，K_i3为准比例谐振调节器（4）的谐振系数，ω_c为准比例谐振调节器（4）的截止频率。

5.根据权利要求1所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制方法，其特征在于，步骤七中得到的上桥臂的参考信号U_{ref_up}的过程为U_{ref_up}=u_{ref_c}-U_{ref_a}，得到的下桥臂的参考信号U_{ref_lw}的过程为U_{ref_lw}=u_{ref_c}+U_{ref_a}。

6.一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制装置，其特征在于，它包括PI调节器（3）、准比例谐振调节器（4）、脉宽调制器（5）、第一减法器（6）、第二减法器（7）、第三减法器（12）、第四减法器（13）、第一加法器（9）、第二加法器（10）、第三加法器（14）、第四加法器（15）、乘法器（8）、第一平均值计算器（11）和第二平均值计算器（16），

模块化多电平换流器的单相桥臂中上桥臂的N个子模块的电容电压之和U_{sum_up}与下桥臂的N个子模块的电容电压之和U_{sum_lw}经第四加法器（15）相加后，将结果发送至第二平均值计算器（16），

第二平均值计算器（16）对U_{sum_up}与U_{sum_lw}之和求平均值得到U_sum，

U_sum与直流电源U的电压U_dc经第一减法器（6）进行减法运算后将结果发送至第一PI调节器（3）中进行计算得到单相桥臂环流中直流分量的给定值

U_{sum_up}与U_{sum_lw}通过第二减法器（7）进行减法运算后将结果发送至第二PI调节器（17），经该第二PI调节器（17）进行处理之后输出结果信号给乘法器（8），该乘法器（8）将所述结果信号与一个单位正弦信号相乘得到单相桥臂环流中交流分量的给定值

与

经第二加法器（10）进行加法运算后得到单相桥臂环流的电流给定值

模块化多电平换流器的单相桥臂中上桥臂的电流i_up和下桥臂的电流i_lw经第一加法器（9）进行加法运算后将结果发送至第一平均值计算器（11），

第一平均值计算器（11）对i_up与i_lw之和取平均值得到单相桥臂实际电流i_c，

和i_c通过第三减法器（12）进行减法运算后将结果发送至准比例谐振调节器（4），

准比例谐振调节器（4）通过计算得到控制指令u_{ref_c}，

控制指令u_{ref_c}与模块化多电平换流器的单相桥臂交流输出电压U_{ref_a}通过第四减法器（13）进行减法运算后得到上桥臂的参考信号U_{ref_up}，并将U_{ref_up}发送至脉冲调制器（5），

u_{ref_c}与模块化多电平换流器的单相桥臂交流输出电压U_{ref_a}通过第三加法器（14）进行加法运算后得到下桥臂的参考信号U_{ref_lw}，并将U_{ref_lw}发送至脉冲调制器（5），

脉冲调制器（5）对U_{ref_up}和U_{ref_lw}进行处理得到模块化多电平换流器的脉宽控制信号，从而实现对单相桥臂间的能量平衡的控制。

7.根据权利要求6所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制装置，其特征在于，所述子模块包括电容C、一号绝缘栅双极晶体管（S1）、二号绝缘栅双极晶体管（S2）、一号二极管（D1）和二号二极管（D2），电容C的一端同时与一号绝缘栅双极晶体管（S1）的集电极和一号二极管（D1）的阴极连接，一号绝缘栅双极晶体管（S1）的发射极作为子模块的电压输入端同时与上一个子模块的电压输出端、一号二极管（D1）的阳极、二号绝缘栅双极晶体管（S2）的集电极和二号二极管（D2）的阴极连接，二号绝缘栅双极晶体管（S2）的发射极作为子模块的电压输出端同时与电容C的另一端、二号二极管（D2）的阳极和下一个子模块的电压输入端连接。

8.根据权利要求6所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制装置，其特征在于，所述第一PI调节器（3）的输入与输出信号之间的关系为：

K_p1为第一PI调节器（3）的比例系数，Ki1为PI调节器（3）的积分系数。

9.根据权利要求6所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制装置，其特征在于，所述第二PI调节器（17）的输入与输出信号之间的关系为： $i_{c,1}^{*}=\left[(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s})(U_{\mathrm{sum}\_\mathrm{up}}-U_{\mathrm{sum}\_\mathrm{lw}})\right]\×\sin ({\mathrm{\ω}}_{1}t+\mathrm{\δ}),$

K_p2为第二PI调节器（17）的第二比例系数，K_i2为第二PI调节器（17）的第二积分系数，ω₁为交流输出电压U_{ref_a}的角频率，δ为交流输出电压U_{ref_a}的相位。

10.根据权利要求6所述的一种模块化多电平换流器的桥臂间能量均衡控制装置，其特征在于，所述准比例谐振调节器（4）的输入与输出信号之间的关系为：

$u_{\mathrm{ref}\_c}=[K_{p3}+\frac{{2K}_{i3}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}_1^2}](i_c-i_c^{*}),$

K_p3为准比例谐振调节器（4）的比例系数，K_i3为准比例谐振调节器（4）的谐振系数，ω_c为准比例谐振调节器（4）的截止频率。

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