JP2013055753A - マルチレベル電力変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧均一回路を用いることなく、半導体素子の必要個数を減らし、装置の小型化及びコスト低減ができるマルチレベル電力変換器を提供する。
【解決手段】直流電源Ｖ_DCと、直流電源Ｖ_DCの正、負極端間に順次直列接続された第１〜第４のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４と、直流電源Ｖ_DCの正、負極端間に順次直列接続された第５〜第８のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８と、前記のスイッチング素子Ｓ５およびスイッチング素子Ｓ６の共通接続点と、スイッチング素子Ｓ７およびスイッチング素子Ｓ８の共通接続点との間に接続されたコンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のオン、オフ制御によってマルチレベル電圧を切り換える制御手段とを備え、スイッチング素子Ｓ２およびスイッチング素子Ｓ３の第１の共通接続点と、スイッチング素子Ｓ６およびスイッチング素子Ｓ７の第２の共通接続点とをマルチレベル電圧の交流出力端子Ａ，Ｂとする。
【選択図】図１

Description

本発明は、マルチレベルの相電圧が出力可能で、且つ１個の直流電圧源で動作する電力変換回路に係り、直流電源から複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器に関する。

従来、マルチレベル電力変換器として、例えば非特許文献１に記載の５レベルインバータが知られている。図１２は非特許文献１に記載の５レベルインバータの主回路１相分の構成図を示している。図１２の回路において、５レベルインバータ１の直流側に設けたダイオード整流器２の直流出力電圧を５分圧するために４台の直流リンクコンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４が直列接続され、これらコンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４に蓄えられたエネルギーを用いて、インバータ１には５分圧に対応する５レベルの電位を有する交流出力が生成される。

上記の５レベルインバータ１の動作を説明する。コンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４で分圧する電圧の中性点をＭ点とし、インバータ１の出力端をＡ点とし、直流電圧を均一に４分圧した電圧をＥとすると、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８を以下のオン・オフパターン制御の組み合わせ（スイッチングモードＳＭ１〜ＳＭ５）によって制御することで、端子間ＡＭに５レベルの電圧出力が生成される。
（ＳＭ１）Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とＳ４がオン、Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７とＳ８がオフのとき、端子間ＡＭには電圧＋２Ｅが出力される。

（ＳＭ２）Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４とＳ５がオン、Ｓ１，Ｓ６，Ｓ７とＳ８がオフのとき、端子間ＡＭには電圧＋Ｅが出力される。

（ＳＭ３）Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５とＳ６がオン、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ７とＳ８がオフのとき、端子間ＡＭには電圧０が出力される。

（ＳＭ４）Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６とＳ７がオン、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とＳ８がオフのとき、端子間ＡＭには電圧−Ｅが出力される。

（ＳＭ５）Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７とＳ８がオン、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とＳ４がオフのとき、端子間ＡＭには電圧−２Ｅが出力される。

Ｋａｚｕｎｏｒｉ Ｈａｓｅｇａｗａ，Ｈｉｒｏｈｕｍｉ Ａｋａｇｉ，"Ｖｏｌｔａｇｅ Ｂａｌａｎｃｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ Ｆｏｕｒ Ｓｐｌｉｔ ＤＣ Ｃａｐａｃｉｔｏｒｓ ｆｏｒ ａ Ｆｉｖｅ−Ｌｅｖｅｌ Ｄｉｏｄｅ−Ｃｌａｎｐｅｄ ＰＷＭ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ａ Ｆｒｏｎｔ−Ｅｎｄ Ｄｉｏｄｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ"，ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ （ＩＰＥＣ），ＩＥＥＪ／ＩＥＥＥ，ｐｐ．７３４−７３９，Ｊｕｎ，２０１０

前記の図１２の構成では、５レベルインバータの直流側の電源電圧（ダイオード整流器２の出力電圧）を５分圧するために４つの直流リンクコンデンサＣ_dc1〜Ｃ_dc4が直列接続されており、これらのコンデンサに蓄えられたエネルギーを用いて５レベル電圧の交流出力が生成される。

原理上、出力電圧波形に合わせた電圧レベルとなるように、５レベルインバータには有効電力が流入もしくは流出するため、４つのコンデンサＣ_dc1〜Ｃ_dc4に生じる直流電圧の各平均値が等しくならないという問題が発生する。交流出力の各レベルについての波高を全て等しくするためには、各コンデンサＣ_dc1〜Ｃ_dc4に生じる直流電圧の平均値が全て等しくなるよう制御する必要がある。

そのため、図１２に示す非特許文献１の回路では、各コンデンサＣ_dc1〜Ｃ_dc4に生じる直流電圧の平均値を昇降圧チョッパ動作によって均一にするための電圧均一回路３をインバータ１の直流側に設けている。この電圧均一回路３は、半導体スイッチの他に、結合巻線をもつ大型の直流リアクトルＬ_Cや逆流阻止用ダイオードを必要とし、これら回路素子の増加が装置の大形化及びコスト高になるという問題があった。

また、図１２に示す５レベルインバータ１には、半導体スイッチの他に、高耐圧大電流容量のクランプ用ダイオードを多く必要とし、それらが回路の大形化及びコスト高の要因になる。

本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、電圧均一回路を用いることなく、半導体素子の必要個数を減らし、装置の小型化及びコスト低減ができるマルチレベル電力変換器を提供することにある。

上記課題を解決するための請求項１記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に順次直列接続された第１〜第４のスイッチング素子と、前記直流電源の正、負極端間に順次直列接続された第５〜第８のスイッチング素子と、前記第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の共通接続点と、第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の共通接続点との間に接続されたコンデンサと、前記第１〜第８のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第６のスイッチング素子および第７のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴としている。

上記構成により、従来のような電圧均一回路を用いることなく交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。

また、請求項４に記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、第１〜第４のスイッチング素子を順次直列接続した第１の直列回路と、第５〜第８のスイッチング素子を順次直列接続した第２の直列回路とを並列に接続したブリッジ回路と、前記第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の共通接続点と、第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第１のコンデンサと、前記並列接続された第１の直列回路および第２の直列回路の一方の共通接続点と他方の共通接続点との間に接続された第２のコンデンサと、前記直流電源の正極端と前記第２のコンデンサの一端との間に順次直列接続された、リアクトルと、前記直流電源および第２のコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御される第９のスイッチング素子および第１０のスイッチング素子と、前記第２のコンデンサの他端と前記直流電源の負極端との間に順次直列接続された、前記第１０のスイッチング素子と同一タイミングでオン、オフ制御される第１１のスイッチング素子と前記第９のスイッチング素子と同一タイミングでオン、オフ制御される第１２のスイッチング素子と、前記第１〜第８のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記リアクトル、第１〜第１２のスイッチング素子、第１および第２のコンデンサによってマルチレベル電圧変換部を構成し、前記第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第６のスイッチング素子および第７のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴としている。

上記構成により、従来のような電圧均一回路を用いることなく交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。

さらに、第９〜第１２のスイッチング素子のオン、オフ制御によって第２のコンデンサの電圧を可変制御することができる。これによって、直流電源電圧に対して任意の複数の電圧レベルの出力が可能となり、直流電源電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減することができる。

また、請求項７に記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、第１〜第４のスイッチング素子を順次直列接続した第１の直列回路と、第５〜第８のスイッチング素子を順次直列接続した第２の直列回路と、前記第１の直列回路の一端と第２の直列回路の一端との間、および第１の直列回路の他端と第２の直列回路の他端との間に各々接続されたリアクトルと、前記第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の共通接続点と、第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第１のコンデンサと、前記第２の直列回路の一端と他端の間に接続された第２のコンデンサと、前記直流電源の正極端と前記第１の直列回路の一端との間に接続された第１のスイッチング手段と、前記第１の直列回路の他端と前記直流電源の負極端との間に接続された、前記第１のスイッチング手段と同一タイミングでオン、オフ制御される第２のスイッチング手段と、前記第１〜第８のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記リアクトル、第１〜第８のスイッチング素子、第１および第２のスイッチング手段、第１および第２のコンデンサによってマルチレベル電圧変換部を構成し、前記第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第６のスイッチング素子および第７のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴としている。

上記構成により、従来のような電圧均一回路を用いることなく交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。

さらに、リアクトルを介して電流が流れているスイッチング素子をオフ制御して電圧がゼロに急変したときのリアクトルのエネルギーは、第２のコンデンサに吸収されるため、スイッチング素子にサージ電圧が加わって素子が破壊されるのを防ぐことができる。このためリアクトルのサージ電圧を吸収するスナバ回路が不要となる。

また、請求項２、５、８に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項１、４、７の装置において、前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記コンデンサ（第１のコンデンサ）を充電させる制御モードと放電させる制御モードとを有していることを特徴としている。

上記構成により、コンデンサ（第１のコンデンサ）を任意の電圧に調整することができる。

また、請求項３、６、９に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項１、４、７の装置において、前記マルチレベル電力変換器（マルチレベル電圧変換部）は三相交流の各相に各々設けられ、前記三相各相のマルチレベル電力変換器（マルチレベル電圧変換部）の、第１の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第２の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴としている。

上記構成により、少ない素子数でＹ結線接続による三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。

（１）請求項１〜９に記載の発明によれば、従来のような電圧均一回路を用いることなくコンデンサ（第１のコンデンサ）の電圧を制御できるため、交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。これによって、装置の小型化及びコスト低減を実現することができる。
（２）請求項２、５、８に記載の発明によれば、コンデンサ（第１のコンデンサ）を充電させる制御モードと放電させる制御モードを有しているので、コンデンサ（第１のコンデンサ）を任意の電圧に調整することができる。
（３）請求項３、６、９に記載の発明によれば、少ない素子数でＹ結線接続による三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。
（４）請求項４〜９に記載の発明によれば、第９〜第１２のスイッチング素子、又は第１および第２のスイッチング手段のオン、オフ制御によって第２のコンデンサの電圧を可変制御することができる。これによって、直流電源電圧に対して任意の電圧レベルの出力が可能となり、直流電源電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減することができる。
（５）請求項７〜９に記載の発明によれば、リアクトルを介して電流が流れている第１および第２のスイッチング手段をオフ制御して電圧がゼロに急変したときのリアクトルのエネルギーは、第２のコンデンサに吸収されるため、第１および第２のスイッチング手段にサージ電圧が加わって素子が破壊されるのを防ぐことができる。このためリアクトルのサージ電圧を吸収するスナバ回路が不要となる。

本発明の実施例１の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例１におけるスイッチングパターンのモードと出力端子間の電圧の関係を示す特性図。 本発明の実施例２の５レベル電力変換器の回路図。 図３の５レベル電力変換器を任意の多重数とした構成の回路図。 本発明の実施例３の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例４の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例５の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施形態における制御手段の制御ブロック図。 本発明の実施例６の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例６の５レベル電力変換器の動作を表し、（ａ）はコンデンサ充電時の電流経路を示す回路図、（ｂ）はスイッチング素子をオフしたときの電流経路を示す回路図。 本発明の実施例７の５レベル電力変換器の回路図。 従来のマルチレベル電力変換器の一例を示す回路図。

以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。本実施形態例では、従来の、各相のコンデンサ電圧の平均値を等しくするための電圧均一回路を用いることなく少ない素子数でマルチレベル電力変換器を構成した。

以下、本発明を５レベル電力変換器（５レベルインバータ）に適用した実施例を説明する。

図１に本発明の実施例１の５レベル電力変換器１００を示す。図１において、直流電源Ｖ_DCの正負極端間には、第１のスイッチング素子Ｓ１〜第４のスイッチング素子Ｓ４を順次直列接続した第１の直列回路と、第５のスイッチング素子Ｓ５〜第８のスイッチング素子Ｓ８を順次直列接続した第２の直列回路とが並列に接続されている。

前記スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の共通接続点とスイッチング素子Ｓ７およびＳ８の共通接続点との間にはコンデンサＣ１が接続されている。

前記スイッチング素子Ｓ２とＳ３の第１の共通接続点を出力端子Ａとし、前記スイッチング素子Ｓ６とＳ７の第２の共通接続点を出力端子Ｂとしている。

前記スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８は、例えば双方向スイッチで構成され、図示省略の制御部（制御手段）によって、例えば表１に示すモード１〜モード８を有するスイッチングパターンに従ってオン、オフ制御され、その結果出力端子Ａ，Ｂ間に５レベルの電圧が出力されるものである。

尚、前記直流電源Ｖ_DCの電源電圧は固定でも可変でもよい。

表１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のオン・オフのモード１〜８（表１中ではＭｏｄｅ１〜８と表記している）により出力端子Ａ，Ｂ間に出力される電圧とコンデンサＣ１の充放電の有無を示している。

直流電源Ｖ_DCの電圧が２Ｅ、コンデンサＣ１の電圧がＥのとき、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧を出力可能である。

ここで、表１のスイッチングパターンの各モード１〜モード８と出力端子Ａ，Ｂ間の電流Ｉの経路を以下に説明する。尚表１は電流Ｉ＞０のときを示しており、また、以下の説明では直流電源Ｖ_DCの正極端をＰ、負極端をＮと表現する。

＜モード１＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ７，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ３→Ｓ４→Ｎ→Ｐ→Ｓ５→Ｓ６→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間には直流電源のＮ→Ｐが接続され、Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅとなる。

＜モード２＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ６，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ７が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ３→Ｓ４→Ｎ→Ｐ→Ｓ５→Ｃ１→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間には直流電源のＮ→Ｐ→コンデンサＣ１の正側→負側が直列に接続され、Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅ−Ｅ＝Ｅとなる。

＜モード３＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ７が各々オフ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ８→コンデンサＣ１→Ｓ６→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはコンデンサＣ１の負側→正側が接続され、Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。

＜モード４＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６が各々オフ、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ３→Ｓ４→Ｓ８→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８を介して直送され、Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。

＜モード５＞
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ７，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ６が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｓ１→Ｓ５→Ｓ６→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはスイッチング素子Ｓ２，Ｓ１，Ｓ５，Ｓ６を介して直送され、Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。

＜モード６＞
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ５，Ｓ７が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｓ１→Ｓ５→コンデンサＣ１→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間にはコンデンサＣ１の正側→負側が接続され、Ａ，Ｂ間の電圧は−Ｅとなる。

＜モード７＞
スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ７が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ６，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｓ１→直流電源のＰ→Ｎ→Ｓ８→コンデンサＣ１→Ｓ６→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間には直流電源のＰ→Ｎ→コンデンサＣ１の負側→正側が直列に接続され、Ａ，Ｂ間の電圧は−２Ｅ＋Ｅ＝Ｅとなる。

＜モード８＞
スイッチング素子Ｓ３〜Ｓ６が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ７，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｓ１→直流電源のＰ→Ｎ→Ｓ８→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。出力端子Ａ，Ｂ間には直流電源のＰ→Ｎが順に接続され、Ａ，Ｂ間の電圧は−２Ｅとなる。

上記モード１〜８と出力端子Ａ，Ｂ間の電圧Ｖ_ABの関係は図２のとおりであり、２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧を出力することが可能である。

本実施例によれば、出力電圧がＥ又は−ＥのときにコンデンサＣ１を充電するモードと放電するモードを選択することができるため、コンデンサＣ１の電圧をＥに保つことができる。電流Ｉの極性によりコンデンサＣ１の充放電の極性が変化するが、表１は電流Ｉ＞０のときを示している。

以上のように本実施例１によれば、直流電源１個、スイッチング素子８個、コンデンサ１個の少ない素子数で５レベル電力変換器を実現することができる。

図３に実施例２の回路構成を示す。本実施例２は、実施例１（図１）の５レベル電力変換器１００を三相分（１００Ｕ，１００Ｖ，１００Ｗ）設けてＹ結線に接続したものである。

図３において、図１と同一部分は同一符号をもって示している。

三相各相の５レベル電力変換器１００Ｕ，１００Ｖ，１００Ｗの、出力端子Ａどうしを中性点Ｎとして共通接続し、出力端子Ｂを三相各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗとしている。

図３の５レベル電力変換器１００Ｕ，１００Ｖ，１００Ｗの各動作は図１の５レベル電力変換器１００と同一である。

図３の回路では、Ｙ結線の中性点Ｎを基準に、三相Ｕ，Ｖ，Ｗに５レベル電圧２Ｅ，Ｅ，０−Ｅ，−２Ｅを出力することができる。

尚本実施例２では、三相各相に設ける５レベル電力変換器１００Ｕ，１００Ｖ，１００Ｗを図４のように各々多重構成とすることも可能である。

すなわち、図３と同様にＹ結線接続したＵ相の５レベル電力変換器１００Ｕ₁と出力端子Ｕとの間に複数個の５レベル電力変換器１００Ｕ₂〜１００Ｕ_nを直列接続し、Ｖ相の５レベル電力変換器１００Ｖ₁と出力端子Ｖとの間に複数個の５レベル電力変換器１００Ｖ₂〜１００Ｖ_nを直列接続し、Ｗ相の５レベル電力変換器１００Ｗ₁と出力端子Ｗとの間に複数個の５レベル電力変換器１００Ｗ₂〜１００Ｗ_nを直列接続して構成する。

図４によれば、５レベル電力変換器の多重数ｎを増加させることにより、任意の多重数に構成することができる。

以上のように実施例２の図３の構成によれば、直流電源３個、スイッチング素子２４個、コンデンサ３個のみで、三相の５レベル電力変換器を実現することができる。

図５に実施例３の回路構成を示す。本実施例３では実施例１の直流電源Ｖ_DCをコンデンサＣ２で置き換えた回路を実現したものであり、次のように構成されている。

すなわち、第１〜第４のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を順次直列接続した第１の直列回路と、第５〜第８のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８を順次直列接続した第２の直列回路とが並列に接続され、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の共通接続点と、スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の共通接続点との間に第１のコンデンサＣ１が接続され、直流電源Ｖ_DCの正極端と負極端との間に、リアクトルＬ、第９のスイッチング素子Ｓ９、第１０のスイッチング素子Ｓ１０、第２のコンデンサＣ２、第１１のスイッチング素子Ｓ１１および第１２のスイッチング素子Ｓ１２が順次直列に接続され、スイッチング素子Ｓ１０およびコンデンサＣ２の共通接続点がスイッチング素子Ｓ１およびＳ５の共通接続点に接続され、コンデンサ２およびスイッチング素子Ｓ１１の共通接続点がスイッチング素子Ｓ４およびＳ８の共通接続点に接続され、スイッチング素子Ｓ２およびＳ３の共通接続点を出力端子Ａとし、スイッチング素子Ｓ６およびＳ７の共通接続点を出力端子Ｂとしている。

尚、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２は例えば双方向スイッチで構成されている。前記スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８は実施例１と同様に、図示省略の制御部によって例えば表１に示すモード１〜モード８を有するスイッチングパターンに従ってオン、オフ制御され、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２は前記Ｓ１〜Ｓ８とは別個に図示省略の制御部によってオン、オフ制御される。

上記構成において、力行時には、スイッチング素子Ｓ１０とＳ１１をオンすることでコンデンサＣ２にリアクトルＬを介して電流を流して、コンデンサＣ２を充電することが可能である。

スイッチング素子Ｓ１０とＳ１１がオンのときは、直流電源Ｖ_DCよりもコンデンサＣ２の電圧が小さい時にはリアクトルＬを介してコンデンサＣ２が充電される。

スイッチング素子Ｓ１０とＳ１１がオフかつ出力電流Ｉ_B＞０のとき（電流の向きが、表１のモード１〜８における出力端子Ａ，Ｂ間に流れる電流の方向であるとき）には、直流電源Ｖ_DCからコンデンサＣ２へは電流が流れないため充電されず、コンデンサＣ２は出力端子Ｂから充電される。

また、回生時には、スイッチング素子Ｓ９とＳ１２をオンすることでコンデンサＣ２にリアクトルＬを介して電流を流して、コンデンサＣ２を放電することが可能である。

スイッチング素子Ｓ９とＳ１２がオフかつ出力電流Ｉ_B＜０のとき（電流の向きが、表１のモード１〜８における出力端子Ａ，Ｂ間に流れる電流の方向と反対であるとき）には、直流電源Ｖ_DCからコンデンサＣ２へは電流が流れないため充電されず、コンデンサＣ２は出力端子Ｂから充電される。

直流電源Ｖ_DCの電圧を２Ｅとすると、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧Ｖ_ABは実施例１と同様に、２Ｅ，Ｅ，０−Ｅ，−２Ｅの５レベル電圧を出力可能である。

また、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２のオン、オフ制御によりコンデンサＣ２の電圧を可変制御することで、直流電源Ｖ_DCに対して任意の５レベル電圧（例えばＥ，Ｅ／２，０，−Ｅ／２，−Ｅ）が出力可能であり、直流電源電圧Ｖ_DCと出力電圧Ｖ_ABのマッチングを取ることによるスイッチング損失を最小限に低減することができる。

すなわち、例えば直流電源電圧Ｖ_DCと出力電圧Ｖ_ABの差（電圧比）が大きい場合、スイッチング損失が大となるが、本実施例３のようにスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２をオン、オフ制御してコンデンサＣ２の電圧を適切に制御することで、スイッチング損失を最小限に低減することが可能となる。

尚、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２は、直流電源Ｖ_DCおよびコンデンサＣ１、Ｃ２の各電圧を監視し、それらの電圧に応じて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８とは別個にオン、オフ制御されるものである。

以上のように実施例３によれば、直流電源１個、直流リアクトル１個、スイッチング素子１２個、コンデンサ２個のみで、スイッチング損失を低減させた５レベル電力変換器を実現することができる。

図６に実施例４の回路構成を示す。本実施例４は、実施例３（図５）のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２、リアクトルＬおよびコンデンサＣ１，Ｃ２によって５レベル電圧変換部２００を構成し、該５レベル電圧変換部２００を三相分（２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗ）設けて直流電源Ｖ_DCに対してＹ結線に接続したものである。

図６において、図５と同一部分は同一符号をもって示している。

三相各相の５レベル電圧変換部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗの、出力端子Ａどうしを中性点Ｎとして共通接続し、出力端子Ｂを三相各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗとしている。

図６の５レベル電圧変換部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗの各動作は図５の回路と同一である。

図６の回路では、Ｙ結線の中性点Ｎを基準に、三相Ｕ，Ｖ，Ｗに任意の５レベルの電圧（２Ｅ，Ｅ，０−Ｅ，−２ＥやＥ，Ｅ／２，０，−Ｅ／２，−Ｅを出力することができる。

以上のように実施例４によれば、直流電源１個、直流リアクトル３個、スイッチング素子３６個、コンデンサ６個によって、三相の５レベル電力変換器を実現することができる。

図７に実施例５の回路構成を示す。本実施例５では、実施例４（図６）のＹ結線された各相の５レベル電圧変換部２００Ｕ，２００Ｖ，２００ＷからリアクトルＬを除去して５レベル電圧変換部２００Ｕ´，２００Ｖ´，２００Ｗ´を構成し、該５レベル電圧変換部２００Ｕ´，２００Ｖ´，２００Ｗ´と直流電源Ｖ_DCの間に三相共通の１個のリアクトルＬを接続している。

図７の５レベル電圧変換部２００Ｕ´，２００Ｖ´，２００Ｗ´の各動作は図６の回路と同一である。

図７の回路では、Ｙ結線の中性点Ｎを基準に、三相Ｕ，Ｖ，Ｗに任意の５レベルの電圧（２Ｅ，Ｅ，０−Ｅ，−２ＥやＥ，Ｅ／２，０，−Ｅ／２，−Ｅを出力することができる。

以上のように実施例５によれば、直流電源１個、直流リアクトル１個、スイッチング素子３６個、コンデンサ６個によって、三相の５レベル電力変換器を実現することができる。

ここで、本発明を三相回路に適用した実施例２，４，５における各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２を制御する制御部（制御手段）の一例を図８と共に説明する。図８は制御部の一例である５レベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路５００の制御ブロック図を示している。

図８において、５レベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路５００には、三相電圧指令値Ｖ^*と、メイン直流コンデンサ（コンデンサＣ１）電圧指令値ＶＣ₁ ^*、５レベル電圧変換部２００Ｕ´，２００Ｖ´，２００Ｗ´の各コンデンサＣ１の検出電圧値ＶＣ_U1，ＶＣ_V1，ＶＣ_W1および各コンデンサＣ２の検出電圧値ＶＣ_U2，ＶＣ_V2，ＶＣ_W2が入力される。

ＶＣ₁はＶＣ₁ ^*に制御し、ＶＣ₂はＶＣ₁の１／２に制御する。直流コンデンサ電圧を所望の電圧に制御しながら、５レベルの電圧を出力するスイッチングパターンを、例えば表１から選択し、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１２のゲート指令を各インバータセルへ出力する（図示ＴＯ ＩＮＶ-Ｕ, ＴＯ ＩＮＶ-Ｖ, ＴＯ ＩＮＶ-Ｗ）。

前記実施例３、実施例４、実施例５は、従来の回路と比較して、各相のコンデンサ電圧の平均値を等しくするための電圧均一回路を用いることなく、また、少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現できる。

しかし、直流リアクトルＬを介して電流が流れているスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２の双方向スイッチをオフすると、電流がゼロに急変するため、スイッチング素子Ｓ９とＳ１０に加わるサージ電圧が大きくなり、素子が破壊される可能性があり、リアクトルＬに並列に抵抗を設置してエネルギーを消費するなどのスナバ回路が必要となる場合がある。

そこで本実施例６では、直流リアクトルＬを介して電流が流れている双方向スイッチ（スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２）をオフして、電流がゼロに急変するときに双方向スイッチにサージ電圧が印加されず、サージ電圧のエネルギーを吸収する別のスナバ回路を不要とした回路を構成した。

尚、本実施例６では、スイッチング素子Ｓ９およびＳ１０により第１のスイッチング手段を構成、スイッチング素子Ｓ１１およびＳ１２により第２のスイッチング手段を構成している。

図９に実施例６の回路構成を示す。本実施例６では、実施例３，４，５のように直流電源Ｖ_DCの正極端とスイッチング素子Ｓ９の間に接続されたリアクトルＬを除去し、その代わりに、スイッチング素子Ｓ１０およびＳ１の共通接続点とスイッチング素子Ｓ５の間と、スイッチング素子Ｓ４およびＳ１１の共通接続点とスイッチング素子Ｓ８の間にリアクトルＬを各々接続したものである。

上記構成において、リアクトルＬとスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２を介してコンデンサＣ２を充放電しているときに、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２をオフした場合、コンデンサＣ２がリアクトルＬのサージ電圧を吸収するスナバとして動作する。このためスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２にはサージ電圧は印加されない。

図１０にリアクトルＬとスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２を介してコンデンサＣ２を充電しているときに、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２をオフした場合の動作例を示す。コンデンサＣ２の電圧が直流電源Ｖ_DCの２Ｅよりも小さいときにはスイッチング素子Ｓ１０とＳ１１をオンすることで直流電源Ｖ_DCからコンデンサＣ２を充電することができる。

このとき、直流電源Ｖ_DCとコンデンサＣ２の電圧差とリアクトルＬに応じて図６（ａ）のようにＳ９→Ｓ１０→Ｌ→Ｃ２→Ｓ１１→Ｓ１２の経路で充電電流が流れる。次にスイッチング素子Ｓ１０とＳ１１をオフすると、図６（ｂ）のようにリアクトルＬに流れている電流をコンデンサＣ２が吸収する（スイッチング素子Ｓ４，Ｓ３，Ｓ２，Ｓ１の寄生ダイオードを通した閉回路によってコンデンサＣ２が充電される）。

これによって、電流を遮断したときに発生するサージ電圧に対してコンデンサＣ２がスナバ回路として動作する。

このためスイッチング素子にサージ電圧が加わって素子が破壊されるのを防止することができ、これによってリアクトルＬのサージ電圧を吸収するスナバ回路が不要となる。

尚、前記第１のスイッチング手段を構成するスイッチング素子Ｓ９およびＳ１０を１個の双方向スイッチで構成し、第２のスイッチング手段を構成するスイッチング素子Ｓ１１およびＳ１２を１個の双方向スイッチで構成してもよい。

図１１に実施例７の回路構成を示す。実施例７では実施例６（図９）の直流電源Ｖ_DCを除く５レベル電圧変換部３００を三相分（３００Ｕ，３００Ｖ，３００Ｗ）設けて直流電源Ｖ_DCに対してＹ結線に接続したものである。

図１１において、図９と同一部分は同一符号をもって示している。

三相各相の５レベル電圧変換部３００Ｕ，３００Ｖ，３００Ｗの、出力端子Ａどうしを中性点Ｎとして共通接続し、出力端子Ｂを三相各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗとしている。

図１１の５レベル電圧変換部３００Ｕ，３００Ｖ，３００Ｗの各動作は図９の回路と同一である。

図１１の回路では、Ｙ結線の中性点Ｎを基準に、三相Ｕ，Ｖ，Ｗに５レベルの電圧２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅを出力することができる。

以上のように実施例７によれば、直流電源１個、スイッチング素子３６個、コンデンサ６個、リアクトル６個によって、サージ電圧吸収用のスナバ回路を必要としない三相の５レベル電力変換器を実現することができる。

１００，１００Ｕ，１００Ｖ，１００Ｗ…５レベル電力変換器
２００，２００Ｕ，２００Ｕ´，２００Ｖ，２００Ｖ´，２００Ｗ，２００Ｗ´３００Ｕ，３００Ｖ，３００Ｗ…５レベル電圧変換部
５００…５レベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路
Ｓ１〜Ｓ１２…スイッチング素子
Ｖ_DC…直流電源
Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ
Ｌ…リアクトル
Ａ，Ｂ…出力端子

Claims (9)

1. 直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、
   直流電源と、
   前記直流電源の正、負極端間に順次直列接続された第１〜第４のスイッチング素子と、
   前記直流電源の正、負極端間に順次直列接続された第５〜第８のスイッチング素子と、
   前記第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の共通接続点と、第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の共通接続点との間に接続されたコンデンサと、
   前記第１〜第８のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、
   前記第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第６のスイッチング素子および第７のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。
2. 前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記コンデンサを充電させる制御モードと放電させる制御モードとを有していることを特徴とする請求項１に記載のマルチレベル電力変換器。
3. 前記マルチレベル電力変換器は三相交流の各相に各々設けられ、前記三相各相のマルチレベル電力変換器の、第１の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第２の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴とする請求項１又は２に記載のマルチレベル電力変換器。
4. 直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、
   直流電源と、
   第１〜第４のスイッチング素子を順次直列接続した第１の直列回路と、第５〜第８のスイッチング素子を順次直列接続した第２の直列回路とを並列に接続したブリッジ回路と、
   前記第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の共通接続点と、第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第１のコンデンサと、
   前記並列接続された第１の直列回路および第２の直列回路の一方の共通接続点と他方の共通接続点との間に接続された第２のコンデンサと、
   前記直流電源の正極端と前記第２のコンデンサの一端との間に順次直列接続された、リアクトルと、前記直流電源および第２のコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御される第９のスイッチング素子および第１０のスイッチング素子と、
   前記第２のコンデンサの他端と前記直流電源の負極端との間に順次直列接続された、前記第１０のスイッチング素子と同一タイミングでオン、オフ制御される第１１のスイッチング素子と前記第９のスイッチング素子と同一タイミングでオン、オフ制御される第１２のスイッチング素子と、
   前記第１〜第８のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、
   前記リアクトル、第１〜第１２のスイッチング素子、第１および第２のコンデンサによってマルチレベル電圧変換部を構成し、
   前記第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第６のスイッチング素子および第７のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。
5. 前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記第１のコンデンサを充電させる制御モードと放電させる制御モードとを有していることを特徴とする請求項４に記載のマルチレベル電力変換器。
6. 前記マルチレベル電圧変換部は三相交流の各相に各々設けられ、前記三相各相のマルチレベル電圧変換部の、第１の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第２の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴とする請求項４又は５に記載のマルチレベル電力変換器。
7. 直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、
   直流電源と、
   第１〜第４のスイッチング素子を順次直列接続した第１の直列回路と、
   第５〜第８のスイッチング素子を順次直列接続した第２の直列回路と、
   前記第１の直列回路の一端と第２の直列回路の一端との間、および第１の直列回路の他端と第２の直列回路の他端との間に各々接続されたリアクトルと、
   前記第５のスイッチング素子および第６のスイッチング素子の共通接続点と、第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第１のコンデンサと、
   前記第２の直列回路の一端と他端の間に接続された第２のコンデンサと、
   前記直流電源の正極端と前記第１の直列回路の一端との間に接続された第１のスイッチング手段と、
   前記第１の直列回路の他端と前記直流電源の負極端との間に接続された、前記第１のスイッチング手段と同一タイミングでオン、オフ制御される第２のスイッチング手段と、
   前記第１〜第８のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、
   前記リアクトル、第１〜第８のスイッチング素子、第１および第２のスイッチング手段、第１および第２のコンデンサによってマルチレベル電圧変換部を構成し、
   前記第２のスイッチング素子および第３のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第６のスイッチング素子および第７のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。
8. 前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記第１のコンデンサを充電させる制御モードと放電させる制御モードとを有していることを特徴とする請求項７に記載のマルチレベル電力変換器。
9. 前記マルチレベル電圧変換部は三相交流の各相に各々設けられ、前記三相各相のマルチレベル電圧変換部の、第１の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第２の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴とする請求項７又は８に記載のマルチレベル電力変換器。

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