JP2010246189A

JP2010246189A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2010246189A
Application number: JP2009089231A
Authority: JP
Inventors: Junichi Ito; 淳一伊東; Akihiro Odaka; 章弘小高
Original assignee: Fuji Electric Systems Co Ltd; Nagaoka University of Technology NUC
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd; Nagaoka University of Technology NUC
Priority date: 2009-04-01
Filing date: 2009-04-01
Publication date: 2010-10-28
Anticipated expiration: 2029-04-01
Also published as: JP5417641B2

Abstract

【課題】出力電圧に含まれる高調波成分が少ないという利点を損なわずに、半導体素子で発生する損失を低減し、素子数を減少させて装置全体の低価格化、回路構成の簡略化を図る。
【解決手段】第１〜第４の半導体スイッチＳ_１〜Ｓ_４を直列に接続した半導体スイッチ直列回路と、第１，第２のコンデンサＣ_１，Ｃ_２の直列回路とを、直流電源Ｅにそれぞれ並列に接続し、双方向の電流を遮断可能で双方向の耐圧を有する第１，第２の双方向スイッチＳ_５Ｄ，Ｓ_６Ｄを直列に接続した双方向スイッチ直列回路と、第３のコンデンサＣ_３とを、第２，第３の半導体スイッチＳ_２，Ｓ_３の直列回路にそれぞれ並列に接続し、第１，第２のコンデンサＣ_１，Ｃ_２の直列接続点と第１，第２の双方向スイッチＳ_５Ｄ，Ｓ_６Ｄの直列接続点とを接続し、第２，第３の半導体スイッチＳ_２，Ｓ_３の直列接続点を、出力端子として負荷５０に接続する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧から複数レベルの電圧を生成して出力可能な電力変換装置に関するものである。

図１２は、後述する非特許文献１に記載されているインバータの主回路構成図である。この回路は、容量が等しいコンデンサＣ_１〜Ｃ_４の直列回路の直流電圧を、Ｕ相ユニット１０Ｕ、Ｖ相ユニット１０Ｖ、Ｗ相ユニット１０Ｗにより３相交流電圧に変換するものであり、出力１相分について考えると、８個の自己消弧形半導体スイッチ（図１２はＩＧＢＴを用いた例であり、以下では、自己消弧形半導体スイッチをその代表例であるＩＧＢＴとして呼称する。）と、１４個のダイオード（６個のダイオードＤ_１〜Ｄ_６及び８個の環流ダイオード）とにより構成されている。なお、以下では、環流ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴを半導体スイッチＳ_１〜Ｓ_８という（単にスイッチともいう）ものとする。
また、図１２において、Ｅ_ｄは直流電圧、Ｍは直流回路の中点、Ｉ_ＵはＵ相電流、Ｕ，Ｖ，Ｗは出力端子、５０は負荷を示す。

次に、この従来技術における１相分（Ｕ相）の動作を説明する。
図１３は、図１２のスイッチＳ_１〜Ｓ_８のオンオフ状態と、直流回路の中点Ｍを基準に観測した出力端子Ｕの電圧Ｖ_ＵＭとの関係を示したものであり、「１」はスイッチがオンの状態を、「０」はスイッチがオフの状態である。なお、図１２における各コンデンサＣ_１〜Ｃ_４の電圧値をＥ_ｄ／４とする。

この図１３に基づいて適切なスイッチをオンオフすることにより、出力電圧Ｖ_ＵＭの電圧波形は、例えば図８のようになり、平均値が正弦波状の電圧を出力することが可能となる。
この従来技術は、非特許文献１に記載されている如く、一般にダイオードクランプ形５レベルインバータと呼ばれている。この５レベルインバータは、広く普及している２レベルインバータに比べ、出力電圧に含まれる高調波成分が少ない。このため、例えば負荷５０を電動機とした場合に、高調波による電動機の発生損失を低減できると共に、出力電圧の変化量が２レベルインバータに比べて少ないことから、電動機に発生するサージ電圧が低減され、サージ電圧に起因する電動機の絶縁劣化を抑制できる、等の多くの利点を有している。

佐野憲一郎，藤田英明，「ダイオードクランプ形５レベル変換器用ＲＳＣＣ直流電圧均一化回路の電流定格低減の検討」，平成２０年電気学会産業応用部門大会，第１分冊，Ｉ−５４９〜５５２（Ｆｉｇ．１）

さて、図１２において、例えば出力電圧Ｖ_ＵＭがＥ_ｄ／２である場合に、Ｕ相電流Ｉ_Ｕが正（図１２における矢印の向きを正とする）方向に流れているとすると、図１３からも明らかなように、電流は４個のスイッチＳ_１〜Ｓ_４に流れることになる。
一般的に半導体素子は、電流が流れると必ず導通損失が発生する。換言すれば、電流が流れる半導体素子の数が多ければ発生損失が多くなるということであり、図１２の従来技術では、４個のスイッチＳ_１〜Ｓ_４に通流することから発生損失が大きくなるという問題があった。また、半導体素子の数として、１相分で考えると、図１２ではＩＧＢＴが８個、ダイオードが１４個で、合計２２個となり、３相分ではその３倍にも達するため、低価格化の妨げとなっていた。

そこで、本発明の解決課題は、従来技術のように出力電圧に含まれる高調波成分が少ないという利点を損なうことなく、半導体素子で発生する損失を低減すると共に、半導体素子の数を減少させて装置全体の低価格化、回路構成の簡略化を可能にした電力変換装置を提供することにある

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、第１〜第４の半導体スイッチを直列に接続した半導体スイッチ直列回路と、第１，第２のコンデンサの直列回路とを、直流電源にそれぞれ並列に接続し、
双方向の電流を遮断可能で双方向の耐圧を有する第１，第２の双方向スイッチを直列に接続した双方向スイッチ直列回路と、第３のコンデンサとを、前記半導体スイッチ直列回路内の第２，第３の半導体スイッチの直列回路にそれぞれ並列に接続し、
第１，第２のコンデンサの直列接続点と第１，第２の双方向スイッチの直列接続点とを接続し、かつ、
第２，第３の半導体スイッチの直列接続点を、出力端子として負荷に接続したものである。

請求項２に係る発明は、第１，第２の半導体スイッチの直列回路と、第１，第２のコンデンサの直列回路とを、直流電源にそれぞれ並列に接続し、
双方向の電流を遮断可能で双方向の耐圧を有する第１，第２の双方向スイッチの直列回路と、第３，第４の半導体スイッチの直列回路と、第５，第６の半導体スイッチの直列回路と、第３のコンデンサとを、それぞれ並列に接続し、
第１，第２の半導体スイッチの直列接続点と第３，第４の半導体スイッチの直列接続点とを接続すると共に、第１，第２のコンデンサの直列接続点と第１，第２の双方向スイッチの直列接続点とを接続し、
第５，第６の半導体スイッチの直列接続点を、出力端子として負荷に接続したものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または請求項２に記載した電力変換装置において、第１，第２のコンデンサの直列接続点と出力端子との間に、第１のコンデンサ，第２のコンデンサ，第１，第３のコンデンサの直列回路，第２，第３のコンデンサの直列回路，または、第３のコンデンサを接続し、もしくは、第１，第２のコンデンサの直列接続点と出力端子とを接続するように、前記各スイッチをオンまたはオフさせるものである。

請求項４に係る発明は、請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、前記各スイッチをオンまたはオフさせることにより、第３のコンデンサの電圧値を、第１，第２のコンデンサの電圧値の和の１／４となるように調整するものである。

本発明によれば、従来技術よりも少数の半導体素子により、出力電圧に含まれる高調波成分の少ない電力変換装置を構成することができる。このため、損失の低減や装置全体の低価格化、回路構成の簡略化が可能になる。

本発明の第１実施形態を示す１相分の回路図である。図１における各スイッチのオンオフ状態、出力電圧、負荷電流極性、コンデンサＣ_３の充放電の関係を示す図である。図１における出力電圧Ｖ_ＵＭの波形図である。本発明の第２実施形態を示す１相分の回路図である。図４における各スイッチのオンオフ状態、出力電圧、負荷電流極性、コンデンサＣ_３の充放電の関係を示す図である。図４における出力電圧Ｖ_ＵＭの波形図である。第１実施形態の電力変換装置を制御するための制御ブロック図である。図１における出力電圧Ｖ_ＵＭの波形図である。図７における比較器の動作説明図である。第１実施形態を用いた単相インバータの構成図である。第１実施形態を用いた３相インバータの構成図である。非特許文献１に記載されているインバータの主回路構成図である。図１２における各スイッチのオンオフ状態と出力電圧との関係を示す図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す回路図であり、３相インバータの出力１相分（図示例ではＵ相）のみを示している。
図１において、直流電源Ｅには、環流ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴからなる半導体スイッチＳ_１〜Ｓ_４の直列回路と、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の直列回路とが並列に接続されている。また、ＩＧＢＴを逆並列接続することによって双方向の電流遮断が可能で双方向の耐圧を備えた双方向スイッチＳ_５Ｄ，Ｓ_６Ｄの直列回路が、スイッチＳ_２，Ｓ_３の直列回路と並列に接続され、更にコンデンサＣ_３も並列に接続されている。
また、双方向スイッチＳ_５Ｄ，Ｓ_６Ｄの直列接続点が直流回路の中点（コンデンサＣ_１，Ｃ_２の直列接続点）Ｍに接続され、スイッチＳ_２，Ｓ_３の直列接続点が、負荷（図示せず）に接続される出力端子Ｕとなっている。

上記構成において、半導体スイッチＳ_１〜Ｓ_４は請求項１における第１〜第４の半導体スイッチに、コンデンサＣ_１〜Ｃ_３は第１〜第３のコンデンサに、双方向スイッチＳ_５Ｄ，Ｓ_６Ｄは第１，第２の双方向スイッチに、それぞれ相当する。

ここで、直流電源Ｅの電圧をＥ_ｄ、コンデンサＣ_１の電圧をＶ_Ｃ１、コンデンサＣ_２の電圧をＶ_Ｃ２、コンデンサＣ_３の電圧をＶ_Ｃ３とすると、中点Ｍから観測した出力電圧Ｖ_ＵＭと各スイッチＳ_１〜Ｓ_４，Ｓ_５Ｄ，Ｓ_６Ｄのオンオフ状態との関係は、図２のようになる（図２における電流極性等に関する項目は後述する）。
なお、図２では、各スイッチＳ_１〜Ｓ_４，Ｓ_５Ｄ，Ｓ_６Ｄのオンオフ状態に応じた動作モードを、それぞれモード１〜８としてある。

この図２に基づいて、図１における適切なスイッチを選択してオンオフすると、出力電圧Ｖ_ＵＭは、図３に示すように７つの電圧レベル（Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ１−Ｖ_Ｃ３，Ｖ_Ｃ３，０，−Ｖ_Ｃ３，−Ｖ_Ｃ２＋Ｖ_Ｃ３，−Ｖ_Ｃ２）を持ち、かつ、平均電圧が正弦波状の波形となる。
図２から判るように、本実施形態では、負荷電流が通過するスイッチの数は常に２個となり、図１２の従来技術における通流スイッチの数（４個）と比べて半減するので、損失が低減される。また、図１の回路では、ＩＧＢＴ及びダイオードの個数の合計が１２個であり、図１２の２２個に比べて素子数が大幅に減少するため、低価格化、回路構成の簡略化が可能である。
なお、この実施形態では直流電圧Ｅ_ｄをコンデンサＣ_１，Ｃ_２により分割した構成となっているが、各コンデンサＣ_１，Ｃ_２に電圧値がＥ_ｄ／２の直流電圧源をそれぞれ接続してもよい。

次に、図４は本発明の第２実施形態を示す回路図であり、第１実施形態と同様に３相インバータの出力１相分（図示例ではＵ相）のみを示している。
図４において、直流電源Ｅには、環流ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴからなる半導体スイッチＳ_１，Ｓ_２の直列回路と、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の直列回路とが並列に接続されている。また、環流ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴからなる半導体スイッチＳ_５，Ｓ_６の直列回路と、同じく半導体スイッチＳ_７，Ｓ_８の直列回路と、ＩＧＢＴを逆並列接続することで双方向の電流遮断が可能で双方向の耐圧を備えた双方向スイッチＳ_３Ｄ，Ｓ_４Ｄの直列回路とが、全て並列に接続され、更にコンデンサＣ_３も並列に接続されている。

更に、スイッチＳ_１，Ｓ_２の直列接続点とスイッチＳ_５，Ｓ_６の直列接続点とが接続され、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の直列接続点と双方向スイッチＳ_３Ｄ，Ｓ_４Ｄの直列接続点とが接続されている。そして、スイッチＳ_７，Ｓ_８の直列接続点が、負荷に接続される出力端子Ｕとなっている。

上記構成において、半導体スイッチＳ_１，Ｓ_２は請求項２における第１，第２の半導体スイッチに、半導体スイッチＳ_５，Ｓ_６，Ｓ_７，Ｓ_８は第３〜第６の半導体スイッチに、双方向スイッチＳ_３Ｄ，Ｓ_４Ｄは第１，第２の双方向スイッチに、コンデンサＣ_１〜Ｃ_３は第１〜第３のコンデンサに相当する。

さて、前記同様に直流電源Ｅの電圧をＥ_ｄ、コンデンサＣ_１の電圧をＶ_Ｃ１、コンデンサＣ_２の電圧をＶ_Ｃ２、コンデンサＣ_３の電圧をＶ_Ｃ３とすると、中点Ｍから観測した出力電圧Ｖ_ＵＭと各スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３Ｄ，Ｓ_４Ｄ，Ｓ_５〜Ｓ_８のオンオフ状態との関係は、図５のようになる（図５における電流極性等に関する項目は後述する）。
なお、図５では、各スイッチＳ_１，Ｓ_２，Ｓ_３Ｄ，Ｓ_４Ｄ，Ｓ_５〜Ｓ_８のオンオフ状態に応じた動作モードを、それぞれモード１〜１２としてある。

この図５に基づいて、図４における適切なスイッチを選択してオンオフすると、出力電圧Ｖ_ＵＭは、図６に示すように９つの電圧レベル（Ｖ_Ｃ１＋Ｖ_Ｃ３，Ｖ_Ｃ１，Ｖ_Ｃ１−Ｖ_Ｃ３，Ｖ_Ｃ３，０，−Ｖ_Ｃ３，−Ｖ_Ｃ２＋Ｖ_Ｃ３，−Ｖ_Ｃ２，−Ｖ_Ｃ２−Ｖ_Ｃ３）を持ち、かつ、平均電圧が正弦波状の波形となる。
図５から判るように、本実施形態では、負荷電流が通過するスイッチの数は常に２個または３個となり、図１２の従来技術における通流スイッチの数（４個）と比べて減少するので、損失が低減される。また、図４の回路によれば、ＩＧＢＴ及びダイオードの個数の合計が１６個であり、図１の回路に比べると多くなるが、図１２の２２個よりも減少するため、従来よりも低価格化、回路構成を簡略化することができる。
この実施形態においても、各コンデンサＣ_１，Ｃ_２に電圧値がＥ_ｄ／２の直流電圧源をそれぞれ接続してもよい。

次いで、図７は図１に示した第１実施形態の電力変換装置を制御するための制御ブロック図である。この図７の説明に先立ち、コンデンサＣ_３の電圧を制御しつつ複数の電圧レベルを出力させる原理について以下に説明する。

まず、図１におけるコンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧がＥ_ｄ／２である状態で、適切なスイッチをオンオフすることによりコンデンサＣ_３を充放電させ、コンデンサＣ_３の電圧Ｖ_Ｃ３をＥ_ｄ／４に制御した場合、各スイッチのオンオフ状態に応じた出力電圧Ｖ_ＵＭは、前述した図２における出力電圧Ｖ_ＵＭの欄の右側に示す値、すなわち、Ｅ_ｄ／２，Ｅ_ｄ／４，０，−Ｅ_ｄ／４，−Ｅ_ｄ／２となる。
従って、図２に基づいて所定のスイッチをオンオフすることにより、出力電圧Ｖ_ＵＭは、図８に示すように、５つの電圧レベル（Ｅ_ｄ／２，Ｅ_ｄ／４，０，−Ｅ_ｄ／４，−Ｅ_ｄ／２）を持ち、かつ、平均電圧が正弦波状の波形となる。

なお、図２における「電流極性」は、負荷電流ｉ_Ｕの極性であり、図１における矢印の方向を＋としてある。また、各モードの右端に記した「ｃ」，「ｄ」は、そのモードにおける各スイッチのオンオフにより、電流極性に応じてコンデンサＣ_３が充電（「ｃ」）または放電（「ｄ」）することを示している。

図２によれば、例えば出力電圧Ｖ_ＵＭとしてＥ_ｄ／４を得るためには、モード２またはモード３の何れかを選択すれば良いことが判る。すなわち、電流極性及びコンデンサＣ_３の電圧Ｖ_Ｃ３に応じて、モード２またはモード３の何れかを選択すれば、コンデンサＣ_３を充電または放電することが可能になり、コンデンサＣ_３の電圧Ｖ_Ｃ３をＥ_ｄ／４に調整しつつ、出力電圧Ｖ_ＵＭとしてＥ_ｄ／４を負荷に供給することが可能になる。

前述した図４の第２実施形態についても、同様なことが言える。
つまり、各スイッチのオンオフ状態、出力電圧、コンデンサＣ_３の充放電及び電流極性の関係は図５のように整理することができる。例えば、出力電圧Ｖ_ＵＭとしてＥ_ｄ／４を得るためには、電流極性とコンデンサＣ_３の電圧Ｖ_Ｃ３に応じて、モード４またはモード５の何れか選択すれば、コンデンサＣ_３の電圧Ｖ_Ｃ３をＥ_ｄ／４に調整しつつ、出力電圧Ｖ_ＵＭとしてＥ_ｄ／４を負荷に供給することができる。

なお、図１の第１実施形態では、出力可能な電圧の絶対値の最大値がＥ_ｄ／２であるのに対し、図４の第２実施形態では３Ｅ_ｄ／４となる。また、前述した如く、コンデンサＣ_３の電圧をＥ_ｄ／４とした場合、図１では５つの電圧レベルを出力可能であるのに対し、図４では７つの電圧レベルを出力可能である。

次に、図７の制御ブロック図に基づき、図１に示した第１実施形態の電力変換装置を制御する方法を説明する。
図７において、三角波Ｔｒｉ_１〜Ｔｒｉ_４は、振幅（ピーク−ピーク値）が１／２であり、また、各三角波の直流成分（オフセット）は、それぞれ３／４，１／４，−１／４，−３／４である。
また、比較器６１は、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と三角波Ｔｒｉ_１〜Ｔｒｉ_４とをそれぞれ比較し、図９に示す論理に基づき、電力変換装置の５レベルの出力電圧Ｅ_ｄ／２，Ｅ_ｄ／４，０，−Ｅ_ｄ／４，−Ｅ_ｄ／２を決定する。

図７の比較器６２は、コンデンサＣ_３の電圧Ｖ_Ｃ３がその指令値Ｅ_ｄ／４に等しくなったことを検出するためのものであり、この比較器６２にはヒステリシス特性を持たせても良い。
また、比較器６３は、負荷電流ｉ_Ｕの極性を検出するためのものである。

図７のオンオフスイッチ選択部７０は、比較器６１，６２，６３の出力に基づき、図２に従ってスイッチＳ_１〜Ｓ_６Ｄのうちの適切なスイッチをオンオフするように駆動信号を出力する。
例えば、出力電圧Ｖ_ＵＭをＥ_ｄ／４とする場合、コンデンサＣ_３の電圧が指令値Ｅ_ｄ／４よりも低く、かつ、負荷電流ｉ_Ｕの極性が正である時には、図２に基づいてモード２を選択し、コンデンサＣ_３を充電しつつＥ_ｄ／４を出力する。
また、図２によれば、出力電圧Ｖ_ＵＭを０とする場合には、モード４及びモード５の何れかを選択可能であるが、一方のモードのみを選択すると特定のスイッチに損失が偏るため、図７のオンオフスイッチ選択部７０では、モード４及びモード５を交互に選択する等の方法により、特定のスイッチに損失が偏るのを防止することもできる。

以上に説明した制御方法は図１の第１実施形態に係る電力変換装置を対象としたものであるが、図４の第２実施形態に係る電力変換装置についても同様である。
すなわち、図７のオンオフスイッチ選択部７０が、第１実施形態では図２に基づいてオンオフするスイッチを選択するのに対し、第２実施形態では、図５に基づいてオンオフするスイッチを選択すれば良い。

次いで、図１０は、前述した第１実施形態を用いた単相インバータの構成図である。この場合、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の直列接続点である中点Ｍと、スイッチＳ_２，Ｓ_３の直列接続点である出力端子Ｕとの間に単相の負荷５１が接続される。
また、図１１は、第１実施形態を用いた３相インバータの構成図である。同図において、８０ＵはＵ相ユニット、８０ＶはＶ相ユニット、８０ＷはＷ相ユニットであり、各ユニットの構成は実質的に図１，図１０と同一である。ここで、Ｓ_１Ｕ〜Ｓ_４Ｕ，Ｓ_１Ｖ〜Ｓ_４Ｖ，Ｓ_１Ｗ〜Ｓ_４Ｗは半導体スイッチ、Ｓ_５ＵＤ，Ｓ_６ＵＤ，Ｓ_５ＶＤ，Ｓ_６ＶＤ，Ｓ_５ＷＤ，Ｓ_６ＷＤは双方向スイッチ、Ｃ_３Ｕ，Ｃ_３Ｖ，Ｃ_３Ｗはコンデンサを示す。
この回路では、スイッチＳ_２Ｕ，Ｓ_３Ｕの直列接続点、同Ｓ_２Ｖ，Ｓ_３Ｖの直列接続点、同Ｓ_２Ｗ，Ｓ_３Ｗの直列接続点を３相の出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとして３相の負荷５０が接続される。
なお、図４の第２実施形態についても、同様にして単相インバータ、３相インバータを構成することができる。

Ｓ_１〜Ｓ_８，Ｓ_１Ｕ〜Ｓ_４Ｕ，Ｓ_１Ｖ〜Ｓ_４Ｖ，Ｓ_１Ｗ〜Ｓ_４Ｗ：半導体スイッチ
Ｓ_３Ｄ，Ｓ_４Ｄ，Ｓ_５Ｄ，Ｓ_６Ｄ，Ｓ_５ＵＤ，Ｓ_６ＵＤ，Ｓ_５ＶＤ，Ｓ_６ＶＤ，Ｓ_５ＷＤ，Ｓ_６ＷＤ：双方向スイッチ
Ｄ_１〜Ｄ_６：ダイオード
Ｃ_１〜Ｃ_４，Ｃ_３Ｕ，Ｃ_３Ｖ，Ｃ_３Ｗ：コンデンサ
Ｅ：直流電源
Ｍ：中点
Ｕ，Ｖ，Ｗ：出力端子
１０Ｕ，８０Ｕ：Ｕ相ユニット
１０Ｖ，８０Ｖ：Ｖ相ユニット
１０Ｗ，８０Ｗ：Ｗ相ユニット
５０，５１：負荷
６１〜６３：比較器
７０：オンオフスイッチ選択部

Claims

第１〜第４の半導体スイッチを直列に接続した半導体スイッチ直列回路と、第１，第２のコンデンサの直列回路とを、直流電源にそれぞれ並列に接続し、
双方向の電流を遮断可能で双方向の耐圧を有する第１，第２の双方向スイッチを直列に接続した双方向スイッチ直列回路と、第３のコンデンサとを、前記半導体スイッチ直列回路内の第２，第３の半導体スイッチの直列回路にそれぞれ並列に接続し、
第１，第２のコンデンサの直列接続点と第１，第２の双方向スイッチの直列接続点とを接続し、
第２，第３の半導体スイッチの直列接続点を、出力端子として負荷に接続したことを特徴とする電力変換装置。
第１，第２の半導体スイッチの直列回路と、第１，第２のコンデンサの直列回路とを、直流電源にそれぞれ並列に接続し、
双方向の電流を遮断可能で双方向の耐圧を有する第１，第２の双方向スイッチの直列回路と、第３，第４の半導体スイッチの直列回路と、第５，第６の半導体スイッチの直列回路と、第３のコンデンサとを、それぞれ並列に接続し、
第１，第２の半導体スイッチの直列接続点と第３，第４の半導体スイッチの直列接続点とを接続すると共に、第１，第２のコンデンサの直列接続点と第１，第２の双方向スイッチの直列接続点とを接続し、
第５，第６の半導体スイッチの直列接続点を、出力端子として負荷に接続したことを特徴とする電力変換装置。
請求項１または請求項２に記載した電力変換装置において、
第１，第２のコンデンサの直列接続点と出力端子との間に、第１のコンデンサ，第２のコンデンサ，第１，第３のコンデンサの直列回路，第２，第３のコンデンサの直列回路，または、第３のコンデンサを接続し、もしくは、第１，第２のコンデンサの直列接続点と出力端子とを接続するように、
前記各スイッチをオンまたはオフさせることを特徴とする電力変換装置。
請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、
前記各スイッチをオンまたはオフさせることにより、第３のコンデンサの電圧値を、第１，第２のコンデンサの電圧値の和の１／４となるように調整することを特徴とする電力変換装置。