JP2012029384A - 電力変換装置の制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源電圧が印加される複数のコンデンサの電圧を平衡化するために特別な回路を追加せず、回路構成の簡略化、装置全体の小型・低コスト化を可能にする。
【解決手段】第１，第２のコンデンサＣ_１，Ｃ_２が直列接続されたコンデンサ直列回路と、このコンデンサ直列回路に並列接続された直流電源Ｅと、複数の半導体スイッチが直列接続された半導体スイッチ直列回路と、この半導体スイッチ直列回路に接続された第３のコンデンサＣ_３と、を少なくとも備え、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧を電源として第３のコンデンサＣ_３の電圧が一定値になるように半導体スイッチをオンオフさせて半導体スイッチ直列回路の内部接続点から電圧指令値どおりの交流電圧を出力させる電力変換装置の制御回路において、第１，第２のコンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧偏差を検出する減算器９１及び偏差増幅器６と、その出力である補正量を電圧指令値に加算する加算器９Ｕとを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電圧−交流電圧間の電力変換を行う電力変換装置の制御回路に関するものである。

図８は、後述する非特許文献１に記載されているインバータの主回路構成図である。この回路は、容量が等しいコンデンサＣ_１〜Ｃ_４の直列回路の直流電圧を、ＩＧＢＴ等の８個の自己消弧形半導体スイッチＳ_１〜Ｓ_８とダイオードＤ_１〜Ｄ_６とから構成されたＵ相ユニット４０Ｕ、Ｖ相ユニット４０Ｖ、Ｗ相ユニット４０Ｗにより三相交流電圧に変換して負荷５０に供給するものである。この種のインバータは、直流回路の中点Ｍから見て５つの電圧レベルを出力可能であるため、一般に５レベルインバータと呼ばれている。
なお、図８において、１０は三相交流電源、２０は整流回路、３０は電圧均一化回路、Ｐ_１，Ｐ_２，Ｎ_１，Ｎ_２は節点、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子である。

さて、この５レベルインバータでは、構成部品の特性のばらつき等により、４つのコンデンサＣ_１〜Ｃ_４の電圧が不均一（以下、不平衡ともいう）になる場合がある。コンデンサＣ_１〜Ｃ_４の電圧が不平衡になると、所望の出力電圧が得られないだけでなく、各部品に印加される電圧がそれぞれの最大定格電圧を超え、装置が破壊に至る恐れがある。
このため、図８の回路では電圧均一化回路３０を設けてコンデンサＣ_１〜Ｃ_４の電圧を均一（以下、平衡ともいう）に保っている。ここで、電圧均一化回路３０は、整流回路２０の出力端子間に、半導体スイッチＳ_１１〜Ｓ_１４及び直列共振回路（インダクタＬ_ｒ及びコンデンサＣ_ｒ）、同じく半導体スイッチＳ_１５〜Ｓ_１８及び直列共振回路からなる回路を直列に接続して構成されており、半導体スイッチＳ_１１〜Ｓ_１８を上記直列共振回路の共振周波数よりも低い周波数にてスイッチングすることでインバータの出力相電圧に零相電圧を重畳し、電圧不平衡の原因となる節点電流を抑制している。なお、この電圧均一化回路３０の具体的な動作は本発明に直接関係しないため、ここでは詳述を省略する。

佐野憲一朗，藤田英明，「ダイオードクランプ形５レベル変換器用ＲＳＣＣ直流電圧均一化回路の電流定格低減の検討」，平成２０年電気学会産業応用部門大会，第１分冊，Ｉ−５４９〜５５２（Ｆｉｇ．１）

前述したように、電圧均一化回路３０はコンデンサＣ_１〜Ｃ_４の電圧が不平衡である場合を想定して設けられているものであり、他の手段によってコンデンサＣ_１〜Ｃ_４の電圧を平衡にできる場合には、電圧均一化回路３０自体が部品数の削減や装置全体の小型化、低コスト化を妨げる原因となっていた。
そこで本発明の解決課題は、直流電源電圧が印加される複数のコンデンサの電圧を平衡化するために特別な回路を追加することもなく、回路構成の簡略化、装置全体の小型化、低コスト化を可能にした電力変換装置の制御回路を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、第１，第２のコンデンサが直列接続されたコンデンサ直列回路と、このコンデンサ直列回路に並列接続された直流電源と、複数の半導体スイッチが直列接続された半導体スイッチ直列回路と、この半導体スイッチ直列回路に接続された第３のコンデンサと、を少なくとも備え、前記第１，第２のコンデンサの電圧を電源として第３のコンデンサの電圧が一定値になるように前記半導体スイッチをオンオフさせて前記半導体スイッチ直列回路の内部接続点から電圧指令値どおりの交流電圧を出力させるようにした電力変換装置の制御回路において、
第１，第２のコンデンサの電圧の偏差を検出する手段と、前記偏差に応じた補正量を前記電圧指令値に加算する手段と、を備えたものである。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電力変換装置の制御回路において、負荷力率を判断する手段と、負荷力率の判断結果に応じて前記補正量の極性を反転させる手段と、を備えたものである。

本発明によれば、従来の制御回路に僅かな部品を追加するだけで複数のコンデンサの電圧を平衡化することができ、回路構成の簡略化、装置全体の小型化、低コスト化が可能である。

本発明の第１実施形態を示す制御回路の構成図である。 本発明の第２実施形態を示す制御回路の構成図である。 先願に係る電力変換装置の出力一相分の主回路構成図である。 図３における出力電圧の波形図である。 先願に係る電力変換装置の制御回路の構成図である。 図３の回路を三相分備えた電力変換装置の構成図である。 本発明が適用される他の電力変換装置の出力一相分の主回路構成図である。 非特許文献１に記載されているインバータの主回路構成図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、本実施形態が適用される電力変換装置の一例として、発明者による先願（特願２００９−８９２３１）に係る電力変換装置について説明する。この電力変換装置は、図８の従来技術よりも半導体スイッチの数を減少させて発生損失を低減させることを主な目的としている。

図３は、上記先願に係る電力変換装置の出力一相（Ｕ相）分の主回路構成図である。
図３において、直流電源Ｅには、環流ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴからなる半導体スイッチＳ_１〜Ｓ_４の直列回路と、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の直列回路とが並列に接続されている。また、ＩＧＢＴを逆並列接続することによって双方向の電流遮断が可能で双方向の耐圧を備えた双方向スイッチＳ_５，Ｓ_６の直列回路が、半導体スイッチＳ_２，Ｓ_３の直列回路と並列に接続され、更にコンデンサＣ_３も並列に接続されている。
また、双方向スイッチＳ_５，Ｓ_６の直列接続点が直流回路の中点（コンデンサＣ_１，Ｃ_２の直列接続点）Ｍに接続され、半導体スイッチＳ_２，Ｓ_３の直列接続点が、Ｕ相の出力端子Ｕに接続されている。

ここで、直流電源Ｅの電圧をＥ_ｄ、コンデンサＣ_１の電圧をＶ_ｃ１、コンデンサＣ_２の電圧をＶ_ｃ２、コンデンサＣ_３の電圧をＶ_ｃ３とすると、中点Ｍから観測した出力電圧Ｖ_ＵＭと各スイッチＳ_１〜Ｓ_６のオンオフ状態との関係は、表１のようになる。
なお、表１では、各スイッチＳ_１〜Ｓ_６のオンオフ状態に応じた動作モードを、それぞれモード１〜８としてある。

この表１に基づいて、図３における適切なスイッチを選択してオンオフすると、出力電圧Ｖ_ＵＭは、図４に示すように５つの電圧レベル（Ｅ_ｄ／２，Ｅ_ｄ／４，０，−Ｅ_ｄ／４，−Ｅ_ｄ／２）を持ち、かつ、平均電圧が正弦波状の波形となる。
なお、表１における電流極性は、図３の負荷電流ｉ_Ｕの矢印方向を正方向（＋）としてあり、記号ｃ，ｄは、それぞれ、選択されたスイッチのオンオフモードと負荷電流の極性とによってコンデンサＣ_３が充電または放電されることを示している。

表１によれば、例えば出力電圧をＥ_ｄ／４とするためには、モード２またはモード３の何れかを選択すればよいことがわかる。すなわち、負荷電流極性及びコンデンサＣ_３の電圧値Ｖ_ｃ３に応じて、モード２またはモード３の何れかを選択すれば、コンデンサＣ_３を充電または放電させることができ、コンデンサＣ_３の電圧値Ｖ_ｃ３をＥ_ｄ／４に調整しつつ同じ値（Ｅ_ｄ／４）の出力電圧を負荷に供給することが可能である。

次に、図５は、図３に示した電力変換装置の制御回路の構成図である。
図５において、三角波ｔｒｉ_１〜ｔｒｉ_４は、振幅（ピーク−ピーク値）が１／２であり、また、各三角波の直流成分（オフセット）は、それぞれ３／４，１／４，−１／４，−３／４である。
また、第１の比較器６１は、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と三角波ｔｒｉ_１〜ｔｒｉ_４とをそれぞれ比較し、以下の表２に示す論理に基づき、電力変換装置の５レベルの出力電圧Ｅ_ｄ／２，Ｅ_ｄ／４，０，−Ｅ_ｄ／４，−Ｅ_ｄ／２を決定する。

図５における第２の比較器６２は、コンデンサＣ_３の電圧Ｖ_ｃ３がその指令値Ｅ_ｄ／４に等しくなったことを検出するためのものであり、この比較器６２にはヒステリシス特性を持たせても良い。
また、第３の比較器６３は、負荷電流ｉ_Ｕの極性を検出するためのものである。

図５のオンオフスイッチ選択部７０は、比較器６１，６２，６３の出力に基づき、表１に従ってスイッチＳ_１〜Ｓ_６のうちの適切なスイッチをオンオフするように駆動信号を出力する。
例えば、出力電圧Ｖ_ＵＭをＥ_ｄ／４とする場合、コンデンサＣ_３の電圧が指令値Ｅ_ｄ／４よりも低く、かつ、負荷電流ｉ_Ｕの極性が正である時には、表１に基づいてモード２を選択し、各スイッチをオンオフ制御してコンデンサＣ_３を充電しつつＥ_ｄ／４を出力する。
また、表１によれば、出力電圧Ｖ_ＵＭを０とする場合には、モード４及びモード５の何れかを選択可能であるが、一方のモードのみを選択すると特定のスイッチに損失が偏るため、オンオフスイッチ選択部７０では、モード４及びモード５を交互に選択する等の方法により、特定のスイッチに損失が偏るのを防止することも可能にしている。

なお、図６は図３に示した回路を三相分備えた電力変換装置であり、Ｕ相ユニット１００Ｕ、Ｖ相ユニット１００Ｖ、Ｗ相ユニット１００ＷがそれぞれコンデンサＣ_１，Ｃ_２を共有した構成となっている。図６において、Ｓ_１Ｕ〜Ｓ_６Ｕ，Ｓ_１Ｖ〜Ｓ_６Ｖ，Ｓ_１Ｗ〜Ｓ_６ＷはＵ，Ｖ，Ｗ各相のスイッチ、Ｃ_３Ｕ，Ｃ_３Ｖ，Ｃ_３Ｗはコンデンサを示す。
図６の電力変換装置によれば、直流電源Ｅの電圧Ｅ_ｄを三相交流電圧に変換し、交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに中点Ｍから見て５つの電圧レベルを出力して負荷５０に供給すると共に、図８の従来技術と同等の機能を図８よりも少数の半導体スイッチによって実現可能としている。

さて、図６に示した電力変換装置においても、部品のばらつき等に起因して、直流電源Ｅ側のコンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧に不均衡を生じる場合がある。これらのコンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧不均衡を、図８に示したような電圧均一化回路３０を用いずに抑制するための手段を以下に説明する。

図１は、本発明の第１実施形態に係る制御回路の構成図であり、図６に示した電力変換装置を制御するためのものである。
図１において、５Ｕは図６におけるスイッチＳ_１Ｕ〜Ｓ_６Ｕをオンオフ制御するＵ相制御部、５Ｖは同じくスイッチＳ_１Ｖ〜Ｓ_６Ｖをオンオフ制御するＶ相制御部、５Ｗは同じくスイッチＳ_１Ｗ〜Ｓ_６Ｗをオンオフ制御するＷ相制御部である。これらの制御部５Ｕ，５Ｖ，５Ｗの構成は、基本的には図５に示したものと同様であるが、本実施形態では、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧Ｖ_ｃ１，Ｖ_ｃ２の偏差を検出し、この電圧偏差を増幅して得た補正量を各相の出力電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊に加算してコンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧不平衡を抑制する点が特徴となっている。

すなわち、図１において、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧検出値Ｖ_ｃ１，Ｖ_ｃ２の偏差が減算器９１により求められる。この偏差は偏差増幅器６により増幅され、補正量として各相の加算器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗにより出力電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊にそれぞれ加算される。
加算器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗの出力は、三角波ｔｒｉ_１〜ｔｒｉ_４と共に各相の第１の比較器１Ｕ，１Ｖ，１Ｗに入力されている。三角波ｔｒｉ_１〜ｔｒｉ_４は、前述したように振幅（ピーク−ピーク値）が１／２であり、また、各三角波の直流成分（オフセット）は、それぞれ３／４，１／４，−１／４，−３／４となっている。
第１の比較器１Ｕ，１Ｖ，１Ｗは、加算器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗの出力と三角波ｔｒｉ_１〜ｔｒｉ_４とをそれぞれ比較し、例えばＵ相については前述した表２に示す論理に基づき（Ｖ相、Ｗ相も同様）、出力電圧の５つの電圧レベル（Ｅ_ｄ／２，Ｅ_ｄ／４，０，−Ｅ_ｄ／４，−Ｅ_ｄ／２）を決定する。

また、図１における各相の第２の比較器２Ｕ，２Ｖ，２Ｗは、図６のコンデンサＣ_３Ｕ，Ｃ_３Ｖ，Ｃ_３Ｗの電圧Ｖ_ｃ３Ｕ，Ｖ_ｃ３Ｖ，Ｖ_ｃ３Ｗがその指令値Ｅ_ｄ／４に等しくなったことをそれぞれ検出し、更に、各相の第３の比較器３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは、負荷電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗの極性をそれぞれ検出するためのものである。なお、比較器２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ，３Ｕ，３Ｖ，３Ｗの検出出力は、それぞれ各相のオンオフスイッチ選択部４Ｕ，４Ｖ，４Ｗに入力されている。

本実施形態では、上記の構成によって出力電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊を補正する結果、各相出力電圧にはコンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧偏差分に対応する電圧が重畳されることになる。しかし、重畳された電圧は線間電圧では相殺されるので、各相出力電圧に直流成分が重畳される等の問題を生じることはない。
以下、本実施形態によりコンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧不平衡が抑制される理由を概念的に説明する。なお、説明を簡単にするため、この第１実施形態では相電圧と電流との位相が一致している状態（負荷力率＝１）を想定する。

前述の図３において、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の接続点（中点）Ｍから流出する電流をｉ_Ｍとし、図３におけるｉ_Ｍの矢印の方向を正方向とする。このように定義した場合、ｉ_Ｍが正であると、コンデンサＣ_１は充電されて電圧Ｖ_ｃ１は上昇する。一方、コンデンサＣ_２は放電して電圧Ｖ_ｃ２は減少する。

さて、下記の表３は、負荷力率が１の場合における各スイッチのモード毎の負荷電流経路を示したものである。表３の上段におけるモード１〜５（便宜的に状態（１）〜（５）とする）は出力電圧が正の電圧であり、出力電流が正方向に流れている状態に相当すると共に、下段のモード４〜８（便宜的に状態（６）〜（１０）とする）は出力電圧が負の電圧であり、出力電流が負方向に流れている状態に相当する。なお、これらのモード１〜８は、前述した表１のモード１〜８に一致している。

表３から分かるように、ｉ_Ｍが流れるのは、状態（３），（４），（５），（６），（７），（８）である。例えば、交流出力電圧の一周期内で状態（３），（４），（５）が発生する期間が減少し、状態（６），（７），（８）が発生する期間が増加すると、交流出力電圧の一周期におけるｉ_Ｍの平均値は負の値になる。
このことを応用して考えると、例えば、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧がＶ_ｃ１＞Ｖ_ｃ２であって不平衡である場合、これを抑制するには、交流出力電圧の一周期におけるｉ_Ｍの平均値を負にすればよいことになる。

例として、Ｖ_ｃ１＞Ｖ_ｃ２であった場合に、出力電圧指令値に補正量を加算することによって出力電圧に正の直流成分を重畳することを考える。正の電圧を発生している期間（状態（１）〜（５））で考えると、直流成分を重畳したことで出力される正の電圧が増加することになるから、状態（１），（２），（３）の発生する期間が増加し、状態（４），（５）の発生する期間が減少する。ここで、ｉ_Ｍの平均値を負の値にすることを考えると、上記に反し、状態（３）の発生する期間が増加する。

しかし、コンデンサＣ_３の電圧が一定値となるように制御することを考えると、コンデンサＣ_３が充電される状態（２）とコンデンサＣ_３が放電される状態（３）の期間とは同等であるから、結果として、状態（３）の発生する期間が増加することはｉ_Ｍの増減には寄与しない。（状態（３）の発生する期間が増加することでｉ_Ｍは増えるが、状態（２）の発生する期間が増加することでｉ_Ｍの減少につながり、結果として、状態（２），（３）の発生する期間の増加はｉ_Ｍの増減に寄与しない）。
すなわち、結果としては、状態（２），（３）の発生する期間を除外して考えると、状態（１）の発生する期間が増加し、状態（４），（５）の発生する期間が減少することで、ｉ_Ｍが減少する。

一方、負の電圧を発生している期間（状態（６）〜（１０））で考えると、直流成分を重畳したことで出力される負の電圧が減少（絶対値が減少）することになるから、状態（６），（７）の発生する期間が増加し、状態（８），（９），（１０）の発生する期間が減少する。この場合、前記と同様に、結果としては、コンデンサＣ_３が放電される状態（８）及びコンデンサＣ_３が充電される状態（９）の発生する期間を除外して考えると、状態（６），（７）の発生する期間が増加し、状態（１０）の発生する期間が減少することで、ｉ_Ｍが負の方向に増加する。

以上のことを整理すると、Ｖ_ｃ１＞Ｖ_ｃ２の場合には、出力電圧に正の直流成分を重畳すれば交流出力電圧の一周期におけるｉ_Ｍの平均値が減少する（負の方向に増加する）ことになり、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧不平衡を抑制することができる。
また、Ｖ_ｃ１＜Ｖ_ｃ２の場合には、出力電圧に負の直流成分を重畳すれば交流出力電圧の一周期におけるｉ_Ｍの平均値が増加することになり、同様にコンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧不平衡を抑制することができる。
図１における減算器９１、偏差増幅器６及び加算器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗは、上記の作用を実現するために、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧Ｖ_ｃ１，Ｖ_ｃ２に応じて生成した補正量を用いて各相の出力電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊を補正するものである。

次に、図２は本発明の第２実施形態に係る制御回路の構成図である。この第２実施形態は、第１実施形態として説明した図１に対し、力率演算器８１、力率の正負判別器８２、スイッチ８３及び乗算器８４からなる偏差増幅極性切替部８０が付加されている点が異なっている。

以下、この第２実施形態の動作について説明する。第１実施形態において説明したのは、負荷力率が１の場合である。これに対し、負荷力率が−１の場合は、動作が逆になる。
例えば、Ｖ_ｃ１＞Ｖ_ｃ２であった場合に、交流出力電圧の一周期におけるｉ_Ｍの平均値を負にすることで、コンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧不平衡を抑制する点では、第１実施形態と同様である。しかし、負荷力率が−１の場合には、電流の極性が第１実施形態の場合と異なるため、Ｖ_ｃ１＞Ｖ_ｃ２の場合に、前記同様に出力電圧に正の直流成分を重畳すると電圧不平衡を助長することになる。

このため、図２の偏差増幅極性切替部８０における力率演算部８１が出力電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊及び出力電流検出値ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗに基づいて負荷力率を演算し、正負判別器８２による正負の判別結果に応じてスイッチ８３を切り替えることにより、乗算器８４において偏差増幅器６の出力に乗じるゲインを「１」または「−１」に切り替える。これにより、負荷力率が負の場合には、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊に加算する補正量としての直流成分の極性を反転することができ、これによってコンデンサＣ_１，Ｃ_２の電圧不平衡を抑制することが可能になる。

ここで、上述した第１，第２実施形態は、もっぱら図６に示した電力変換装置を対象としたものであるが、本発明は、例えば図７に示すような構成の回路（図７はＵ相分のみを示す）を三相分備えた電力変換装置にも適用可能である。この電力変換装置では、スイッチＳ_１〜Ｓ_８を適切に選択してオンオフすることで、出力電圧Ｖ_ＵＭとして９つの電圧レベル（Ｖ_ｃ１＋Ｖ_ｃ３，Ｖ_ｃ１，Ｖ_ｃ１−Ｖ_ｃ３，Ｖ_ｃ３，０，−Ｖ_ｃ３，−Ｖ_ｃ２＋Ｖ_ｃ３，−Ｖ_ｃ２，−Ｖ_ｃ２−Ｖ_ｃ３）を持ち、かつ、平均電圧が正弦波状の波形を得ることができる。 なお、電力変換装置自体の構成及び動作は本発明の要旨ではないため、ここでは詳述を省略する。

また、上述した実施形態では直流電圧を三相交流電圧に変換する場合について説明したが、本発明は、出力周波数が０［Ｈｚ］の場合、すなわち、直流電圧に変換する場合にも勿論適用可能である。

Ｓ_１〜Ｓ_４，Ｓ_１Ｕ〜Ｓ_４Ｕ，Ｓ_１Ｖ〜Ｓ_４Ｖ，Ｓ_１Ｗ〜Ｓ_４Ｗ：半導体スイッチ
Ｓ_５，Ｓ_６，Ｓ_５Ｕ，Ｓ_６Ｕ，Ｓ_５Ｖ，Ｓ_６Ｖ，Ｓ_５Ｗ，Ｓ_６Ｗ：双方向スイッチ
Ｃ_１，Ｃ_２，Ｃ_３，Ｃ_３Ｕ，Ｃ_３Ｖ，Ｃ_３Ｗ：コンデンサ
Ｅ：直流電源
Ｍ：中点
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子
１Ｕ〜３Ｕ，１Ｖ〜３Ｖ，１Ｗ〜３Ｗ：比較器
４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ：オンオフスイッチ選択部
５Ｕ：Ｕ相制御部
５Ｖ：Ｖ相制御部
５Ｗ：Ｗ相制御部
６：偏差増幅器
９Ｕ，９Ｖ，９Ｗ：加算器
５０：負荷
８０：偏差増幅極性切替部
８１：力率演算器
８２：正負判別器
８３：スイッチ
８４：乗算器
９１：減算器
１００Ｕ：Ｕ相ユニット
１００Ｖ：Ｖ相ユニット
１００Ｗ：Ｗ相ユニット

Claims (2)

1. 第１，第２のコンデンサが直列接続されたコンデンサ直列回路と、このコンデンサ直列回路に並列接続された直流電源と、複数の半導体スイッチが直列接続された半導体スイッチ直列回路と、この半導体スイッチ直列回路に接続された第３のコンデンサと、を少なくとも備え、前記第１，第２のコンデンサの電圧を電源として第３のコンデンサの電圧が一定値になるように前記半導体スイッチをオンオフさせて前記半導体スイッチ直列回路の内部接続点から電圧指令値どおりの交流電圧を出力させるようにした電力変換装置の制御回路において、
   第１，第２のコンデンサの電圧の偏差を検出する手段と、前記偏差に応じた補正量を前記電圧指令値に加算する手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置の制御回路。
2. 請求項１に記載した電力変換装置の制御回路において、
   負荷力率を判断する手段と、負荷力率の判断結果に応じて前記補正量の極性を反転させる手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置の制御回路。

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