JP2013158077A - マルチレベル電力変換器 - Google Patents

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Takehisa Koganezawa
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Abstract

【課題】電圧均一回路を用いることなく、半導体素子の必要個数を減らし、装置の小型化及びコスト低減ができるマルチレベル電力変換器を提供する。
【解決手段】直流電源ＶDCと、該ＶDCの正、負極端間に直列接続された、リアクトルＬ１，スイッチング素子Ｓ９，Ｓ１０，コンデンサＣ１，スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２と、前記Ｃ１の両端間に各々接続されたＳ１，Ｓ２とＳ３，Ｓ４と、前記ＶDCの正、負極端間に直列接続された、リアクトルＬ２，スイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４，コンデンサＣ２，スイッチング素子Ｓ１５，Ｓ１６と、前記Ｃ２の両端間に各々接続されたＳ５，Ｓ６とＳ７，Ｓ８と、前記Ｓ１〜Ｓ１６のオン、オフ制御によってマルチレベル電圧を切り換える制御手段とを備え、前記Ｓ３，Ｓ４の共通接続点とＳ５，Ｓ６の共通接続点を共通に接続し、前記Ｓ１，Ｓ２の共通接続点と、Ｓ７，Ｓ８の共通接続点とを交流出力端子Ａ，Ｂとする。
【選択図】図１

Description

本発明は、マルチレベルの相電圧が出力可能で、且つ１個の直流電圧源で動作する電力変換回路に係り、直流電源から複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器に関する。
従来、マルチレベル電力変換器として、例えば非特許文献１に記載の５レベルインバータが知られている。図１３は非特許文献１に記載の５レベルインバータの主回路１相分の構成図を示している。図１３の回路において、５レベルインバータ１の直流側に設けたダイオード整流器２の直流出力電圧を４分圧するために４台の直流リンクコンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４が直列接続され、これらコンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４に蓄えられたエネルギーを用いて、インバータ１には５分圧に対応する５レベルの電位を有する交流出力が生成される。
上記の５レベルインバータ１の動作を説明する。コンデンサＣｄｃ１〜Ｃｄｃ４で分圧する電圧の中性点をＭ点とし、インバータ１の出力端をＡ点とし、直流電圧を均一に４分圧した電圧をＥとすると、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８を以下のオン・オフパターン制御の組み合わせ（スイッチングモードＳＭ１〜ＳＭ５）によって制御することで、端子間Ａ−Ｍに５レベルの電圧出力が生成される。
（ＳＭ１）Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とＳ４がオン、Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７とＳ８がオフのとき、端子間Ａ−Ｍには電圧＋２Ｅが出力される。
（ＳＭ２）Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４とＳ５がオン、Ｓ１，Ｓ６，Ｓ７とＳ８がオフのとき、端子間Ａ−Ｍには電圧＋Ｅが出力される。
（ＳＭ３）Ｓ３，Ｓ４，Ｓ５とＳ６がオン、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ７とＳ８がオフのとき、端子間Ａ−Ｍには電圧０が出力される。
（ＳＭ４）Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６とＳ７がオン、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とＳ８がオフのとき、端子間Ａ−Ｍには電圧−Ｅが出力される。
（ＳＭ５）Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７とＳ８がオン、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とＳ４がオフのとき、端子間Ａ−Ｍには電圧−２Ｅが出力される。
Ｋａｚｕｎｏｒｉ Ｈａｓｅｇａｗａ，Ｈｉｒｏｈｕｍｉ Ａｋａｇｉ，"Ｖｏｌｔａｇｅ Ｂａｌａｎｃｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ Ｆｏｕｒ Ｓｐｌｉｔ ＤＣ Ｃａｐａｃｉｔｏｒｓ ｆｏｒ ａ Ｆｉｖｅ−Ｌｅｖｅｌ Ｄｉｏｄｅ−Ｃｌａｎｐｅｄ ＰＷＭ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ａ Ｆｒｏｎｔ−Ｅｎｄ Ｄｉｏｄｅ Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ"，ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ （ＩＰＥＣ），ＩＥＥＪ／ＩＥＥＥ，ｐｐ．７３４−７３９，Ｊｕｎ，２０１０
前記の図１３の構成では、５レベルインバータの直流側の電源電圧（ダイオード整流器２の出力電圧）を４分圧するために４つの直流リンクコンデンサＣdc1〜Ｃdc4が直列接続されており、これらのコンデンサに蓄えられたエネルギーを用いて５レベル電圧の交流出力が生成される。
原理上、出力電圧波形に合わせた電圧レベルとなるように、５レベルインバータには有効電力が流入もしくは流出するため、４つのコンデンサＣdc1〜Ｃdc4に生じる直流電圧の各平均値が等しくならないという問題が発生する。交流出力の各レベルについての波高を全て等しくするためには、各コンデンサＣdc1〜Ｃdc4に生じる直流電圧の平均値が全て等しくなるよう制御する必要がある。
そのため、図１３に示す非特許文献１の回路では、各コンデンサＣdc1〜Ｃdc4に生じる直流電圧の平均値を昇降圧チョッパ動作によって均一にするための電圧均一回路３をインバータ１の直流側に設けている。この電圧均一回路３は、半導体スイッチの他に、結合巻線をもつ大型の直流リアクトルＬCや逆流阻止用ダイオードを必要とし、これら回路素子の増加が装置の大形化及びコスト高になるという問題があった。
また、図１３に示す５レベルインバータ１には、半導体スイッチの他に、高耐圧大電流容量のクランプ用ダイオードを多く必要とし、それらが回路の大形化及びコスト高の要因になる。
本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、電圧均一回路を用いることなく、半導体素子の必要個数を減らし、装置の小型化及びコスト低減ができるマルチレベル電力変換器を提供することにある。
上記課題を解決するための請求項１記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に順次直列に接続された第１のリアクトル、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１のスイッチング手段、第１のコンデンサおよび互いに逆の耐圧方向に制御できる第２のスイッチング手段と、前記直流電源の正、負極端間に順次直列に接続された第２のリアクトル、互いに逆の耐圧方向に制御できる第３のスイッチング手段、第２のコンデンサおよび互いに逆の耐圧方向に制御できる第４のスイッチング手段と、前記第１のコンデンサの両端間に直列接続された第１および第２のスイッチング素子と、前記第１のコンデンサの両端間に直列接続された第３および第４のスイッチング素子と、前記第２のコンデンサの両端間に直列接続された第５および第６のスイッチング素子と、前記第２のコンデンサの両端間に直列接続された第７および第８のスイッチング素子と、前記第１〜第８のスイッチング素子をオン、オフ制御することと、前記第１〜第４のスイッチング手段を前記直流電源と第１および第２のコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御することによって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記第３および第４のスイッチング素子の共通接続点と前記第５および第６のスイッチング素子の共通接続点を共通に接続し、前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の第１の共通接続点と、前記第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴としている。
上記構成により、従来のような電圧均一回路を用いることなく交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。
また、第１および第２のコンデンサの電圧を小さい電圧に制御した場合でも高調波の少ない複数の電圧レベルを出力させることが可能となり、スイッチング損失も低減することができる。
また、第１〜第４のスイッチング手段のオン、オフ制御によって第１および第２のコンデンサの合計電圧を可変制御することができる。これによって、直流電源電圧に対して任意の複数の電圧レベルの出力が可能となり、直流電源電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減することができる。
また、請求項２に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項１において、前記第１および第２のリアクトル、第１〜第４のスイッチング手段、第１〜第８のスイッチング素子、第１および第２のコンデンサによってマルチレベル電圧変換部を構成し、前記マルチレベル電圧変換部を三相交流の各相に各々設け、前記三相各相のマルチレベル電圧変換部の第１の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第２の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴としている。
上記構成により、少ない素子数でＹ結線接続による三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。
また請求項３に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項１において、前記第１および第２のリアクトル、第１〜第４のスイッチング手段、第１〜第８のスイッチング素子、第１および第２のコンデンサによってマルチレベル電圧変換部を構成し、前記マルチレベル電圧変換部を三相交流の各相に各々設け、Ｕ相のマルチレベル電圧変換部の第２の共通接続点とＶ相のマルチレベル電圧変換部の第１の共通接続点をＵ相の出力端とし、Ｖ相のマルチレベル電圧変換部の第２の共通接続点とＷ相のマルチレベル電圧変換部の第１の共通接続点をＶ相の出力端とし、Ｗ相のマルチレベル電圧変換部の第２の共通接続点とＵ相のマルチレベル電圧変換部の第１の共通接続点をＷ相の出力端としたことを特徴としている。
上記構成により、少ない素子数でΔ結線接続による三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。
また、請求項４に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項１、２、３の装置において、前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記第１のコンデンサを充電又は放電させる制御モードと第２のコンデンサを充電又は放電させる制御モードとを有していることを特徴としている。
上記構成により、制御モードの選択によって第１および第２のコンデンサの電圧バランスを制御することができる。
また請求項５に記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、一端が直流電源の正極端に接続されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極端との間に順次直列に接続された、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１のスイッチング手段、コンデンサおよび互いに逆の耐圧方向に制御できる第２のスイッチング手段と、前記コンデンサの両端間に直列接続された第１および第２のスイッチング素子と、前記コンデンサの両端間に直列接続された第３および第４のスイッチング素子とによってマルチレベル電圧変換部を構成し、前記マルチレベル電圧変換部をＭ個（Ｍは２以上の正数）設け、前記Ｍ個のマルチレベル電圧変換部の第１〜第４のスイッチング素子をオン、オフ制御することと、前記第１および第２のスイッチング手段を前記直流電源およびコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御することによって複数の電圧レベルを出力させる制御手段を設け、前記各マルチレベル電圧変換部のリアクトルの一端どうしを共通接続し、第２のスイッチング手段の前記直流電源の負極側端どうしを共通接続し、Ｎ番目（Ｎは正数）のマルチレベル電圧変換部の前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点をＮ＋１番目のマルチレベル電圧変換部の第３および第４のスイッチング素子の共通接続点に接続し、Ｍ番目のマルチレベル電圧変換部の第１および第２のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第１番目のマルチレベル電圧変換部の第３および第４のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴としている。
上記構成によれば、Ｍ個のマルチレベル電圧変換部によって、少ない素子数で（２Ｍ＋１）レベルの電圧を出力することができる。
また請求項６に記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、前記請求項５に記載のマルチレベル電力変換器を三相交流の各相に各々設け、前記三相各相のマルチレベル電力変換器の前記第１の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第２の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴としている。
上記構成により、少ない素子数でＵ，Ｖ，Ｗの出力相電圧を（２Ｍ＋１）レベルとしたＹ結線接続による三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。
また請求項７に記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、前記請求項５に記載のマルチレベル電力変換器を三相交流の各相に各々設け、Ｕ相のマルチレベル電力変換器の第２の共通接続点とＶ相のマルチレベル電力変換器の第１の共通接続点をＵ相の出力端とし、Ｖ相のマルチレベル電力変換器の第２の共通接続点とＷ相のマルチレベル電力変換器の第１の共通接続点をＶ相の出力端とし、Ｗ相のマルチレベル電力変換器の第２の共通接続点とＵ相のマルチレベル電力変換器の第１の共通接続点をＷ相の出力端としたことを特徴としている。
上記構成により、少ない素子数でＵ，Ｖ，Ｗの出力相電圧を（２Ｍ＋１）レベルとしたΔ結線接続による三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。
また請求項８に記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に順次直列に接続された、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１のスイッチング手段、第１のリアクトル、第１のコンデンサ、第２のリアクトルおよび互いに逆の耐圧方向に制御できる第２のスイッチング手段と、前記直流電源の正、負極端間に順次直列に接続された、互いに逆の耐圧方向に制御できる第３のスイッチング手段、第３のリアクトル、第２のコンデンサ、第４のリアクトルおよび互いに逆の耐圧方向に制御できる第４のスイッチング手段と、前記第１のスイッチング手段および第１のリアクトルの共通接続点と前記第２のスイッチング手段および第２のリアクトルの共通接続点との間に直列接続された第１および第２のスイッチング素子と、前記第１のコンデンサの両端間に直列接続された第３および第４のスイッチング素子と、前記第３のスイッチング手段および第３のリアクトルの共通接続点と前記第４のスイッチング手段および第４のリアクトルの共通接続点との間に直列接続された第５および第６のスイッチング素子と、前記第２のコンデンサの両端間に直列接続された第７および第８のスイッチング素子と、前記第１〜第８のスイッチング素子をオン、オフ制御することと、前記第１〜第４のスイッチング手段を前記直流電源と第１および第２のコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御することによって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記第３および第４のスイッチング素子の共通接続点と前記第５および第６のスイッチング素子の共通接続点を共通に接続し、前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の第１の共通接続点と、前記第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴としている。
上記構成により、従来のような電圧均一回路を用いることなく交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。
さらに、リアクトルを介して電流が流れているスイッチング素子をオフ制御して電圧がゼロに急変したときのリアクトルのエネルギーは、第１および第２のコンデンサに吸収されるため、スイッチング素子にサージ電圧が加わって素子が破壊されるのを防ぐことができる。このためリアクトルのサージ電圧を吸収するスナバ回路が不要となる。
また、第１〜第４のスイッチング手段のオン、オフ制御によって第１および第２のコンデンサの合計電圧を可変制御することができる。これによって、直流電源電圧に対して任意の複数の電圧レベルの出力が可能となり、直流電源電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減することができる。
（１）請求項１〜８に記載の発明によれば、従来のような電圧均一回路を用いることなくコンデンサの電圧を制御できるため、交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。これによって、装置の小型化及びコスト低減を実現することができる。
また、コンデンサの電圧を小さい電圧に制御した場合でも高調波の少ない複数の電圧レベルを出力させることが可能となり、スイッチング損失も低減することができる。
また、第１〜第４のスイッチング手段のオン、オフ制御によってコンデンサの合計電圧を可変制御することができる。これによって、直流電源電圧に対して任意の複数の電圧レベルの出力が可能となり、直流電源電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減することができる。
（２）請求項２、６に記載の発明によれば、少ない素子数でＹ結線接続による三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。
（３）請求項３、７に記載の発明によれば、少ない素子数でΔ結線接続による三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。
（４）請求項４に記載の発明によれば、制御モードの選択によって第１および第２のコンデンサの電圧バランスを制御することができる。
（５）請求項５に記載の発明によれば、少ない素子数で（２Ｍ＋１）レベルの電圧を出力するマルチレベル電力変換器を実現することができる。
（６）請求項８に記載の発明によれば、リアクトルを介して電流が流れているスイッチング手段をオフ制御して電圧がゼロに急変したときのリアクトルのエネルギーは、コンデンサに吸収されるため、スイッチング手段にサージ電圧が加わって素子が破壊されるのを防ぐことができる。このためリアクトルのサージ電圧を吸収するスナバ回路が不要となる。
本発明の実施例１の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例１の５レベル電力変換器におけるコンデンサの充放電モード１を表し、（ａ），（ｃ）は充電モード時の電流経路を示す回路図、（ｂ），（ｄ）は放電モード時の電流経路を示す回路図。 本発明の実施例１の５レベル電力変換器におけるコンデンサの充放電モード２を表し、（ａ），（ｃ）は充電モード時の電流経路を示す回路図、（ｂ），（ｄ）は放電モード時の電流経路を示す回路図。 本発明の実施例１の５レベル電力変換器におけるスイッチングパターンのモードと出力端子間の電圧の関係を表し、（ａ）はコンデンサ電圧をＥ／２に制御したときの電圧特性図、（ｂ）はコンデンサ電圧をＥに制御したときの電圧特性図。 本発明の実施例２の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例３の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例４の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例５の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例６の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例７の５レベル電力変換器の回路図。 本発明の実施例７の５レベル電力変換器における電流遮断時のサージエネルギー吸収のようすを表し、スイッチング素子を介してコンデンサを充電しているときの電流経路を示す回路図。 本発明の実施例７の５レベル電力変換器における電流遮断時のサージエネルギー吸収のようすを表し、スイッチング素子をオフしたときに発生するサージ電流がコンデンサに吸収される経路を示す回路図。 従来のマルチレベル電力変換器の一例を示す回路図。
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。本実施形態例では、従来の、各相のコンデンサ電圧の平均値を等しくするための電圧均一回路を用いることなく少ない素子数でマルチレベル電力変換器を構成した。
以下に示す実施例１〜３、７は、本発明を５レベル電力変換器（５レベルインバータ）に適用した実施例であり、実施例４〜６は、マルチレベル電圧変換部をＭ個多重して（２Ｍ＋１）レベルの電圧を出力できるようにしたマルチレベル電力変換器の実施例である。
図１に本発明の実施例１の５レベル電力変換器１００を示す。図１において、ＶDCは直流電源であり、Ｃ１，Ｃ２は直流電源ＶDCの電圧が充電又は放電される第１、第２のコンデンサである。
第１のコンデンサＣ１の両端間には、第１および第２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が直列に接続され、第３および第４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４が直列に接続されている。
第２のコンデンサＣ２の両端間には、第５および第６のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６が直列に接続され、第７および第８のスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８が直列に接続されている。
第１のコンデンサＣ１の一端および第１、第３のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３の共通接続点は、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１のスイッチング手段、例えば互いに逆の耐圧方向に直列接続されたスイッチング素子Ｓ１０，Ｓ９と、第１のリアクトルＬ１を介して前記直流電源ＶDCの正極端に接続されている。
第１のコンデンサＣ１の他端および第２、第４のスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４の共通接続点は、互いに逆の耐圧方向に制御できる第２のスイッチング手段、例えば互いに逆の耐圧方向に直列接続されたスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２を介して前記直流電源ＶDCの負極端に接続されている。
第２のコンデンサＣ２の一端および第５、第７のスイッチング素子Ｓ５，Ｓ７の共通接続点は、互いに逆の耐圧方向に制御できる第３のスイッチング手段、例えば互いに逆の耐圧方向に直列接続されたスイッチング素子Ｓ１４，Ｓ１３と、第２のリアクトルＬ２を介して前記直流電源ＶDCの正極端に接続されている。
第２のコンデンサＣ２の他端および第６、第８のスイッチング素子Ｓ６，Ｓ８の共通接続点は、互いに逆の耐圧方向に制御できる第４のスイッチング手段、例えば互いに逆の耐圧方向に直列接続されたスイッチング素子Ｓ１５，Ｓ１６を介して前記直流電源ＶDCの負極端に接続されている。
前記スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の共通接続点と、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の共通接続点は、共通に接続されている。
前記スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の第１の共通接続点を出力端子Ａとし、前記スイッチング素子Ｓ７およびＳ８の第２の共通接続点を出力端子Ｂとしている。
例えば、前記スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８は、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチで構成され、Ｓ９〜Ｓ１６は図１に記載のように双方向に直列接続したスイッチ２個で構成する、もしくはＳ９とＳ１０、Ｓ１１とＳ１２、Ｓ１３とＳ１４、Ｓ１５とＳ１６をそれぞれ１個の双方向スイッチで構成してもよい。
前記スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８は、図示省略の制御部（制御手段）によって、５レベルの電圧を出力するためのスイッチングパターンに従ってオン、オフ制御され、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１６は、前記スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８とは別個に、前記直流電源ＶDC、コンデンサＣ１，Ｃ２の各電圧に応じて、図示省略の制御部によってオン、オフ制御され、その結果出力端子Ａ，Ｂ間に５レベルの電圧が出力されるものである。
尚、前記直流電源ＶDCの電源電圧は固定でも可変でもよい。
上記構成において、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のオン、オフは、例えば表１に示すモード１〜モード１４を有するスイッチングパターンに従って制御される。
Figure 2013158077
表１はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８のオン・オフのモード１〜１４（表１中ではＭｏｄｅ１〜１４と表記している）により出力端子Ａ，Ｂ間に出力される電圧ＶABとコンデンサＣ１，Ｃ２の充放電の有無を示している。
直流電源ＶDCの電圧がＥのとき、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧、又はＥ，Ｅ／２，０，−Ｅ／２，−Ｅの５レベルの電圧を出力可能である。
ただし、電流Ｉ＞０とすると表１のようにコンデンサＣ１とＣ２が充放電されるため、次のようなコンデンサ電圧の制御が必要である。すなわち、力行時、かつ直流電源ＶDCの電圧よりもコンデンサＣ1の電圧の方が小さい場合には、スイッチング素子Ｓ１０とＳ１１をオン制御することでコンデンサＣ１にリアクトルＬ１を介して電流を流して、コンデンサＣ１を充電することが可能である。
同様に、力行時、かつ直流電源ＶDCの電圧よりもコンデンサＣ２の電圧の方が小さい場合には、スイッチング素子Ｓ１４とＳ１５をオン制御することでコンデンサＣ２にリアクトルＬ２を介して電流を流して、コンデンサＣ２を充電することが可能である。
また回生時、かつ直流電源ＶDCの電圧よりもコンデンサＣ1の電圧の方が大きい場合には、スイッチング素子Ｓ９とＳ１２をオン制御することでコンデンサＣ１にリアクトルＬ１を介して電流を流して、コンデンサＣ１を放電することが可能である。
同様に、回生時、かつ直流電源ＶDCの電圧よりもコンデンサＣ２の電圧の方が大きい場合には、スイッチング素子Ｓ１３とＳ１６をオン制御することでコンデンサＣ２にリアクトルＬ２を介して電流を流して、コンデンサＣ２を放電することが可能である。
また、力行時、かつ直流電源ＶDCの電圧よりもコンデンサＣ1とＣ２の合計電圧の方が小さい場合には、スイッチング素子Ｓ１４とＳ１１をオン制御するか、又はスイッチング素子Ｓ１０とＳ１５をオン制御することでコンデンサＣ１とＣ２にリアクトルＬ２又はＬ１を介して電流を流して、コンデンサＣ１とＣ２を両方充電することが可能である。
また回生時、かつ直流電源ＶDCの電圧よりもコンデンサＣ1とＣ２の合計電圧の方が大きい場合には、スイッチング素子Ｓ１３とＳ１２をオン制御するか、又はスイッチング素子Ｓ９とＳ１６をオン制御することでコンデンサＣ１とＣ２にリアクトルＬ２又はＬ１を介して電流を流して、コンデンサＣ１とＣ２を両方放電することが可能である。
このようなコンデンサＣ１，Ｃ２の充放電モードは図２、図３のように示される。コンデンサ充放電モード１を示す図２の（ａ）は、（ＶＣ２）＜Ｅ（ＶＣ２はコンデンサＣ２の電圧、Ｅは直流電源ＶDCの電圧）の時にスイッチング素子Ｓ１４とＳ１５をオン制御することで実線の矢印のように直流電源ＶDC→リアクトルＬ２→スイッチング素子Ｓ１３の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｓ１４→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｓ１５→スイッチング素子Ｓ１６の寄生ダイオード→直流電源ＶDCの経路で充電電流が流れ、コンデンサＣ２を充電することができることを示している。
図２（ｂ）は、（ＶＣ２）＞Ｅの時にスイッチング素子Ｓ１３とＳ１６をオン制御することで破線の矢印のように直流電源ＶDC→スイッチング素子Ｓ１６→スイッチング素子Ｓ１５の寄生ダイオード→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｓ１４の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｓ１３→リアクトルＬ２→直流電源ＶDCの経路で放電電流が流れ、コンデンサＣ２を放電することができることを示している。
図２（ｃ）は、（ＶＣ１）＜Ｅ（ＶＣ１はコンデンサＣ１の電圧、Ｅは直流電源ＶDCの電圧）の時にスイッチング素子Ｓ１０とＳ１１をオン制御することで実線の矢印のように直流電源ＶDC→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｓ９の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｓ１０→コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｓ１１→スイッチング素子Ｓ１２の寄生ダイオード→直流電源ＶDCの経路で充電電流が流れ、コンデンサＣ１を充電することができることを示している。
図２（ｄ）は、（ＶＣ１）＞Ｅの時にスイッチング素子Ｓ９とＳ１２をオン制御することで破線の矢印のように直流電源ＶDC→スイッチング素子Ｓ１２→スイッチング素子Ｓ１１の寄生ダイオード→コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｓ１０の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｓ９→リアクトルＬ１→直流電源ＶDCの経路で放電電流が流れ、コンデンサＣ１を放電することができることを示している。
これらの動作により、コンデンサ充放電モード１によれば、直流電源ＶDCの電圧ＥによってコンデンサＣ１又はＣ２をＥまで充放電すること、および力行と回生の切り換えを行うことが可能である。
コンデンサ充放電モード２を示す図３の（ａ）は、（ＶＣ１＋ＶＣ２）＜Ｅの時にスイッチング素子Ｓ１４とＳ１１をオン制御することで実線の矢印のように直流電源ＶDC→リアクトルＬ２→スイッチング素子Ｓ１３の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｓ１４→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｓ６の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｓ３の寄生ダイオード→コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｓ１１→スイッチング素子Ｓ１２の寄生ダイオード→直流電源ＶDCの経路で充電電流が流れ、コンデンサＣ２とＣ１を充電することができることを示している。
図３（ｂ）は、（ＶＣ１＋ＶＣ２）＞Ｅの時にスイッチング素子Ｓ１３，Ｓ６，Ｓ３，Ｓ１２をオン制御することで破線の矢印のように直流電源ＶDC→スイッチング素子Ｓ１２→スイッチング素子Ｓ１１の寄生ダイオード→コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｓ３→スイッチング素子Ｓ６→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｓ１４の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｓ１３→リアクトルＬ２→直流電源ＶDCの経路で放電電流が流れ、コンデンサＣ１とＣ２を放電することができることを示している。
図３（ｃ）は、（ＶＣ１＋ＶＣ２）＜Ｅの時にスイッチング素子Ｓ１０とＳ１５をオン制御することで実線の矢印のように直流電源ＶDC→リアクトルＬ１→スイッチング素子Ｓ９の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｓ１０→コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｓ４の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｓ５の寄生ダイオード→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｓ１５→スイッチング素子Ｓ１６の寄生ダイオード→直流電源ＶDCの経路で充電電流が流れ、コンデンサＣ１とＣ２を充電することができることを示している。
図３（ｄ）は、（ＶＣ１＋ＶＣ２）＞Ｅの時にスイッチング素子Ｓ９，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ１６をオン制御することで破線の矢印のように直流電源ＶDC→スイッチング素子Ｓ１６→スイッチング素子Ｓ１５の寄生ダイオード→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｓ５→スイッチング素子Ｓ４→コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｓ１０の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｓ９→リアクトルＬ１→直流電源ＶDCの経路で放電電流が流れ、コンデンサＣ２とＣ１を放電することができることを示している。
これらの動作により、コンデンサ充放電モード２によれば、コンデンサＣ１とＣ２で直流電源ＶDCの電圧Ｅを分圧することによって、コンデンサＣ１，Ｃ２をＥ／２まで充放電すること、および力行と回生の切り換えを行うことが可能である。
ここで、表１のスイッチングパターンの各モード１〜モード１４と出力端子Ａ，Ｂ間の電流Ｉの経路を以下に説明する。尚表１はコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧がＥであり、電流Ｉ＞０のときを示している。
＜モード１＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ６，Ｓ７が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｃ１→Ｓ３→Ｓ６→Ｃ２→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード１ではコンデンサＣ１，Ｃ２が放電され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅとなる。
＜モード２＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ７が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｃ１→Ｓ３→Ｓ５→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード２ではコンデンサＣ１が放電され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。
＜モード３＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ７が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ６，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｃ１→Ｓ３→Ｓ６→Ｓ８→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード３ではコンデンサＣ１が放電され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。
＜モード４＞
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ６，Ｓ７が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ１→Ｓ３→Ｓ６→Ｃ２→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード４ではコンデンサＣ２が放電され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。
＜モード５＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ７が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｓ４→Ｓ６→Ｃ２→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード５ではコンデンサＣ２が放電され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧はＥとなる。
＜モード６＞
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ７が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ１→Ｓ３→Ｓ５→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード６では出力端子Ａ，Ｂ間にはスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ７を介して直送され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。
＜モード７＞
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ７が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ６，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ１→Ｓ３→Ｓ６→Ｓ８→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード７では出力端子Ａ，Ｂ間にはスイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ６，Ｓ８を介して直送され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。
＜モード８＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ７が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｓ４→Ｓ６→Ｓ８→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード８では出力端子Ａ，Ｂ間にはスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ８を介して直送され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。
＜モード９＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ６，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ７が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｓ４→Ｓ５→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード９では出力端子Ａ，Ｂ間にはスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ７を介して直送され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は０となる。
＜モード１０＞
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ７が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ１→Ｓ３→Ｓ５→Ｃ２→Ｓ８→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード１０ではコンデンサＣ２が充電され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−Ｅとなる。
＜モード１１＞
スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ６，Ｓ７が各々オフ、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ２→Ｓ４→Ｓ５→Ｃ２→Ｓ８→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード１１ではコンデンサＣ２が充電され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−Ｅとなる。
＜モード１２＞
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ６，Ｓ８が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ７が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ１→Ｃ１→Ｓ４→Ｓ５→Ｓ７→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード１２ではコンデンサＣ１が充電され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−Ｅとなる。
＜モード１３＞
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ７が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ１→Ｃ１→Ｓ４→Ｓ６→Ｓ８→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード１３ではコンデンサＣ１が充電され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−Ｅとなる。
＜モード１４＞
スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３，Ｓ６，Ｓ７が各々オフ、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，Ｓ５，Ｓ８が各々オンとなり、電流Ｉは、出力端子Ａ→Ｓ１→Ｃ１→Ｓ４→Ｓ５→Ｃ２→Ｓ８→出力端子Ｂの経路で流れる。このモード１４ではコンデンサＣ１，Ｃ２が充電され、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は−２Ｅとなる。
上記モード１〜１４のスイッチングパターンによるオン、オフ制御によって、コンデンサＣ１とＣ２の電圧がＥのとき、出力端子Ａ，Ｂ間の電圧は２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧を出力することが可能である。
また、Ａ，Ｂ間の電圧がＥのときにコンデンサＣ１を放電するモード（モード２、３）とＣ２を放電するモード（モード４、５）を選択できるため、コンデンサＣ１とＣ２の電圧バランスを制御することが可能である。
同様に、Ａ，Ｂ間の電圧が−ＥのときにコンデンサＣ１を充電するモード（モード１２、１３）とＣ２を充電するモード（モード１０、１１）を選択できるため、コンデンサＣ１とＣ２の電圧バランスを制御することが可能である。
このためコンデンサＣ１とＣ２の電圧を等しく保つことができる。電流Ｉの極性によりコンデンサＣ１とＣ２の充放電の極性が変化するが、表１は電流Ｉ＞０のときを示している。
図４は、上記モード１〜１４と出力端子Ａ，Ｂ間の電圧ＶABの関係を表し、コンデンサ電圧をＥ／２に制御したとき（図４（ａ））と、Ｅに制御したとき（図４（ｂ））に、モード１〜１４のスイッチングパターンによるオン、オフ制御によって出力可能な５レベルの電圧を各々示している。
図４において、ＶＣ１＝ＶＣ２＝Ｅ／２のときには、Ｅ，Ｅ／２，０，−Ｅ／２，−Ｅの５レベルの電圧を、ＶＣ１＝ＶＣ２＝Ｅのときには、２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２Ｅの５レベルの電圧を各々出力することができる。このため、出力電圧が小さいときでも高調波の少ない５レベルの電圧を出力可能であり、スイッチング損失も低減することができる。
よって、実施例１はリアクトルＬ１，Ｌ２が必要であるが、コンデンサ電圧を可変制御することで、直流電圧と出力電圧のマッチングを取ることによるスイッチング損失を最小限に低減することが可能である。
すなわち、例えば直流電源電圧ＶDCと出力電圧ＶABの差（電圧比）が大きい場合、スイッチング損失が大となるが、本実施例のようにスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１６をオン、オフ制御してコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を適切に制御することで、スイッチング損失を最小限に低減することが可能となる。
尚、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１６は、直流電源ＶDCおよびコンデンサＣ１、Ｃ２の各電圧を監視し、それらの電圧に応じて、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８とは別個にオン、オフ制御されるものである。
以上のように実施例１によれば、直流電源１個、リアクトル２個、スイッチング素子１６個、コンデンサ２個のみで、５レベル電力変換器を実現することができる。
図５に実施例２の回路構成を示す。本実施例２は、実施例１（図１）のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１６、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１，Ｃ２によってマルチレベル電圧変換部２００を構成し、該マルチレベル電圧変換部２００を三相分（２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗ）設けて直流電源ＶDCに対してＹ結線に接続したものである。
図５において、図１と同一部分は同一符号をもって示している。
三相各相のマルチレベル電圧変換部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗの、出力端子Ａどうしを中性点Ｎとして共通接続し、出力端子Ｂを三相各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗとしている。
図５の構成では、三相各々に個別の直流電源は不要であり、直流電源ＶDCは１個でよい。
図５のマルチレベル電圧変換部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗの各動作は図１の回路と同一である。
図５の回路では、Ｙ結線の中性点Ｎを基準に、三相Ｕ，Ｖ，Ｗに任意の５レベルの電圧（２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２ＥやＥ，Ｅ／２，０，−Ｅ／２，−Ｅ）を出力することができる。
本実施例２においても、リアクトルが必要であるがコンデンサ電圧を可変制御することで、直流電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減する方式が可能である。
以上のように実施例２によれば、直流電源１個、リアクトル６個、スイッチング素子４８個、コンデンサ６個によって、三相の５レベル電力変換器を実現することができる。
図６に実施例３の回路構成を示す。本実施例３では、実施例１（図１）のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ１６、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１，Ｃ２によってマルチレベル電圧変換部２００を構成し、該マルチレベル電圧変換部２００を三相分（２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗ）設けて直流電源ＶDCに対してΔ結線に接続したものである。
すなわちＵ相のマルチレベル電圧変換部２００Ｕの出力端子ＢおよびＶ相のマルチレベル電圧変換部２００Ｖの出力端子ＡをＵ相の出力端Ｕとし、Ｖ相のマルチレベル電圧変換部２００Ｖの出力端子ＢおよびＷ相のマルチレベル電圧変換部２００Ｗの出力端子ＡをＶ相の出力端Ｖとし、Ｗ相のマルチレベル電圧変換部２００Ｗの出力端子ＢおよびＵ相のマルチレベル電圧変換部２００Ｕの出力端子ＡをＷ相の出力端Ｗとしている。
図６において、図１と同一部分は同一符号をもって示している。
図６の構成では、三相各々に個別の直流電源は不要であり、直流電源ＶDCは１個でよい。
図６のマルチレベル電圧変換部２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗの各動作は図１の回路と同一である。
図６の回路では、Δ結線の間に任意の５レベルの電圧（２Ｅ，Ｅ，０，−Ｅ，−２ＥやＥ，Ｅ／２，０，−Ｅ／２，−Ｅ）を出力することができる。
本実施例３においても、リアクトルが必要であるがコンデンサ電圧を可変制御することで、直流電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減する方式が可能である。
以上のように実施例３によれば、直流電源１個、リアクトル６個、スイッチング素子４８個、コンデンサ６個によって、三相の５レベル電力変換器を実現することができる。
図７に実施例４の回路構成を示す。本実施例４では、実施例１（図１）と同様に直流電源ＶDCの正、負極端間に接続されたスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４，Ｓ９〜Ｓ１２，リアクトルＬおよびコンデンサＣによってマルチレベル電圧変換部３００を構成し、該マルチレベル電圧変換部３００をＭ個（３００1〜３００M）（Ｍは２以上の任意の正数）、出力端子Ａ，Ｂ間に多重に接続して構成した。
すなわち、Ｍ個のマルチレベル電圧変換部３００のうちＮ番目（ＮはＭより小さい正数）のマルチレベル電圧変換部の第１および第２のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点をＮ＋１番目のマルチレベル電圧変換部の第３および第４のスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の共通接続点に接続し、Ｍ番目のマルチレベル電圧変換部３００Mの第１および第２のスイッチング素子Ｓ１M，Ｓ２Mの共通接続点を出力端子Ａとし、１番目のマルチレベル電圧変換部３００1の第３および第４のスイッチング素子Ｓ３1，Ｓ４1の共通接続点を出力端子Ｂとしている。
尚、図７の各素子の番号における下付き文字1〜Mは、１〜Ｍ番目のマルチレベル電圧変換部を構成する素子であることを表している。
図７のマルチレベル電圧変換部３００1〜３００Mの各動作は図１の回路と同様であり、出力端子Ａ，Ｂ間の出力電圧は（２Ｍ＋１）レベルとすることができる。
Ｍ個のコンデンサＣ1〜ＣMは、図２のコンデンサ充放電モード１と同様にスイッチング素子を制御することによって直流電源ＶDCの電圧ＥによりＥまで充放電することができる。
またＭ個のコンデンサＣ1〜ＣMは、図３のコンデンサ充放電モード２と同様にスイッチング素子を制御することによって直流電源ＶDCの電圧ＥがＭ個のコンデンサにより分圧されるため、Ｅ，Ｅ／２，Ｅ／３，…，Ｅ（Ｍ−１），Ｅ／（Ｍ）に充放電することができる。
本実施例４においてもリアクトルが必要であるが、コンデンサ電圧を可変制御することで直流電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減する方式が可能である。
以上のように実施例４によれば、直流電源１個、リアクトルＭ個、スイッチング素子８Ｍ個、コンデンサＭ個によって（２Ｍ＋１）レベルの電力変換器を実現することができる。
図８に実施例５の回路構成を示す。本実施例５では、実施例４（図７）のＭ個のマルチレベル電圧変換部３００1〜３００Mによって（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００を構成し、該（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００を三相分（４００Ｕ，４００Ｖ，４００Ｗ）設けて直流電源ＶDCに対してＹ結線に接続したものである。
図８において、図７と同一部分は同一符号をもって示している。
三相各相の（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００Ｕ，４００Ｖ，４００Ｗの、出力端子Ａどうしを中性点Ｎとして共通接続し、出力端子Ｂを三相各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗとしている。
図８の構成では、三相各々に個別の直流電源は不要であり、直流電源ＶDCは１個でよい。
図８の（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００Ｕ，４００Ｖ，４００Ｗの各動作は図７の回路と同一である。
図８の回路では、Ｙ結線の中性点Ｎを基準に、三相Ｕ，Ｖ，Ｗに任意の（２Ｍ＋１）レベルの電圧を出力することができる。
本実施例５においても、リアクトルが必要であるがコンデンサ電圧を可変制御することで、直流電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減する方式が可能である。
以上のように実施例５によれば、直流電源１個、リアクトル３Ｍ個、スイッチング素子２４Ｍ個、コンデンサ３Ｍ個によって、三相の（２Ｍ＋１）レベル電力変換器を実現することができる。
図９に実施例６の回路構成を示す。本実施例６では、実施例４（図７）のマルチレベル電圧変換部３００1〜３００Mによって（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００を構成し、該（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００を三相分（４００Ｕ，４００Ｖ，４００Ｗ）設けて直流電源ＶDCに対してΔ結線に接続したものである。
すなわち、Ｕ相の（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００Ｕの出力端子ＢおよびＶ相の（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００Ｖの出力端子ＡをＵ相の出力端Ｕとし、Ｖ相の（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００Ｖの出力端子ＢおよびＷ相の（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００Ｗの出力端子ＡをＶ相の出力端Ｖとし、Ｗ相の（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００Ｗの出力端子ＢおよびＵ相の（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００Ｕの出力端子ＡをＷ相の出力端Ｗとしている。
図９において、図７と同一部分は同一符号をもって示している。
図９の構成では、三相各々に個別の直流電源は不要であり、直流電源ＶDCは１個でよい。
図９の（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部４００Ｕ，４００Ｖ，４００Ｗの各動作は図７の回路と同一である。
図９の回路では、Δ結線の間に（２Ｍ＋１）レベルの電圧を出力することができる。
本実施例６においても、リアクトルが必要であるがコンデンサ電圧を可変制御することで、直流電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減する方式が可能である。
以上のように実施例６によれば、直流電源１個、リアクトル３Ｍ個、スイッチング素子２４Ｍ個、コンデンサ３Ｍ個によって、三相の（２Ｍ＋１）レベル電力変換器を実現することができる。
前記実施例１〜実施例６は、従来の回路と比較して、各相のコンデンサ電圧の平均値を等しくするための電圧均一回路を用いることなく、また、少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現できる。
しかし、リアクトルＬを介して電流が流れているスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２の双方向スイッチをオフすると、電流がゼロに急変するため、スイッチング素子Ｓ９とＳ１０に加わるサージ電圧が大きくなり、素子が破壊される可能性があり、リアクトルＬに並列に抵抗を設置してエネルギーを消費するなどのスナバ回路が必要となる場合がある。
そこで本実施例７では、リアクトルＬを介して電流が流れている双方向スイッチ（スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２）をオフして、電流がゼロに急変するときに双方向スイッチにサージ電圧が印加されず、サージ電圧のエネルギーを吸収する別のスナバ回路を不要とした回路を構成した。
図１０に実施例７の回路構成を示す。本実施例７では、実施例１（図１）のように直流電源ＶDCの正極端とスイッチング素子Ｓ９の間に接続されたリアクトルＬ１を除去し、その代わりに、スイッチング素子Ｓ１０およびＳ１の共通接続点とスイッチング素子Ｓ３の間にリアクトルＬ１を接続し、スイッチング素子Ｓ２およびＳ１１の共通接続点とスイッチング素子Ｓ４の間にリアクトルＬ２を接続し、また、実施例１のように直流電源ＶDCの正極端とスイッチング素子Ｓ１３の間に接続されたリアクトルＬ２を除去し、その代わりに、スイッチング素子Ｓ１４およびＳ５の共通接続点とスイッチング素子Ｓ７の間にリアクトルＬ３を接続し、スイッチング素子Ｓ６およびＳ１５の共通接続点とスイッチング素子Ｓ８の間にリアクトルＬ４を接続したものである。その他の部分は図１と同様に構成されている。
上記構成において、リアクトルＬ１，Ｌ２とスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２、又はリアクトルＬ３，Ｌ４とスイッチング素子Ｓ１３〜Ｓ１６を介してコンデンサＣ１又はＣ２を充放電しているときに、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１６をオフした場合、コンデンサＣ１、Ｃ２がリアクトルＬ１〜Ｌ４のサージ電圧を吸収するスナバとして動作する。このためスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１６にはサージ電圧は印加されない。
図１１、図１２にリアクトルＬ１、Ｌ２とスイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２を介してコンデンサＣ１を充電しているときに、スイッチング素子Ｓ９〜Ｓ１２をオフした場合の動作例を示す。コンデンサＣ１の電圧が直流電源ＶDCのＥよりも小さいときにはスイッチング素子Ｓ１０とＳ１１をオンすることで直流電源ＶDCからコンデンサＣ１を充電することができる。
このとき、直流電源ＶDCとコンデンサＣ１の電圧差とリアクトルＬ１、Ｌ２に応じて図１１のようにＳ９→Ｓ１０→Ｌ１→Ｃ１→Ｌ２→Ｓ１１→Ｓ１２の経路で充電電流が流れる。次にスイッチング素子Ｓ１０とＳ１１をオフすると、図１２のようにリアクトルＬ１、Ｌ２に流れている電流をコンデンサＣ１が吸収する（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ１の各寄生ダイオードを通した閉回路によってコンデンサＣ１が充電される）。この動作はコンデンサＣ２側についても同様である。
これによって、電流を遮断したときに発生するサージ電圧に対してコンデンサＣ１、Ｃ２がスナバ回路として動作する。
このためスイッチング素子にサージ電圧が加わって素子が破壊されるのを防止することができ、これによってリアクトルＬ１〜Ｌ４のサージ電圧を吸収するスナバ回路が不要となる。
尚、前記第１のスイッチング手段を構成するスイッチング素子Ｓ９およびＳ１０を１個の双方向スイッチで構成し、第２のスイッチング手段を構成するスイッチング素子Ｓ１１およびＳ１２を１個の双方向スイッチで構成し、第３のスイッチング手段を構成するスイッチング素子Ｓ１３およびＳ１４を１個の双方向スイッチで構成し、第４のスイッチング手段を構成するスイッチング素子Ｓ１５およびＳ１６を１個の双方向スイッチで構成してもよい。
１００…５レベル電力変換器
２００，２００Ｕ，２００Ｖ，２００Ｗ，３００1〜３００M…マルチレベル電圧変換部
４００Ｕ，４００Ｖ，４００Ｗ…（２Ｍ＋１）レベル電圧変換部
Ｓ１〜Ｓ１６…スイッチング素子
ＶDC…直流電源
Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ
Ｌ１〜Ｌ４…リアクトル
Ａ，Ｂ…出力端子

Claims (8)

  1. 直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、
    直流電源と、
    前記直流電源の正、負極端間に順次直列に接続された第１のリアクトル、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１のスイッチング手段、第１のコンデンサおよび互いに逆の耐圧方向に制御できる第２のスイッチング手段と、
    前記直流電源の正、負極端間に順次直列に接続された第２のリアクトル、互いに逆の耐圧方向に制御できる第３のスイッチング手段、第２のコンデンサおよび互いに逆の耐圧方向に制御できる第４のスイッチング手段と、
    前記第１のコンデンサの両端間に直列接続された第１および第２のスイッチング素子と、
    前記第１のコンデンサの両端間に直列接続された第３および第４のスイッチング素子と、
    前記第２のコンデンサの両端間に直列接続された第５および第６のスイッチング素子と、
    前記第２のコンデンサの両端間に直列接続された第７および第８のスイッチング素子と、
    前記第１〜第８のスイッチング素子をオン、オフ制御することと、前記第１〜第４のスイッチング手段を前記直流電源と第１および第２のコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御することによって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、
    前記第３および第４のスイッチング素子の共通接続点と前記第５および第６のスイッチング素子の共通接続点を共通に接続し、
    前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の第１の共通接続点と、前記第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。
  2. 前記第１および第２のリアクトル、第１〜第４のスイッチング手段、第１〜第８のスイッチング素子、第１および第２のコンデンサによってマルチレベル電圧変換部を構成し、
    前記マルチレベル電圧変換部を三相交流の各相に各々設け、
    前記三相各相のマルチレベル電圧変換部の第１の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第２の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴とする請求項１に記載のマルチレベル電力変換器。
  3. 前記第１および第２のリアクトル、第１〜第４のスイッチング手段、第１〜第８のスイッチング素子、第１および第２のコンデンサによってマルチレベル電圧変換部を構成し、
    前記マルチレベル電圧変換部を三相交流の各相に各々設け、
    Ｕ相のマルチレベル電圧変換部の第２の共通接続点とＶ相のマルチレベル電圧変換部の第１の共通接続点をＵ相の出力端とし、
    Ｖ相のマルチレベル電圧変換部の第２の共通接続点とＷ相のマルチレベル電圧変換部の第１の共通接続点をＶ相の出力端とし、
    Ｗ相のマルチレベル電圧変換部の第２の共通接続点とＵ相のマルチレベル電圧変換部の第１の共通接続点をＷ相の出力端としたことを特徴とする請求項１に記載のマルチレベル電力変換器。
  4. 前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記第１のコンデンサを充電又は放電させる制御モードと第２のコンデンサを充電又は放電させる制御モードとを有していることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載のマルチレベル電力変換器。
  5. 直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、
    一端が直流電源の正極端に接続されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極端との間に順次直列に接続された、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１のスイッチング手段、コンデンサおよび互いに逆の耐圧方向に制御できる第２のスイッチング手段と、前記コンデンサの両端間に直列接続された第１および第２のスイッチング素子と、前記コンデンサの両端間に直列接続された第３および第４のスイッチング素子とによってマルチレベル電圧変換部を構成し、
    前記マルチレベル電圧変換部をＭ個（Ｍは２以上の正数）設け、
    前記Ｍ個のマルチレベル電圧変換部の第１〜第４のスイッチング素子をオン、オフ制御することと、前記第１および第２のスイッチング手段を前記直流電源およびコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御することによって複数の電圧レベルを出力させる制御手段を設け、
    前記各マルチレベル電圧変換部のリアクトルの一端どうしを共通接続し、第２のスイッチング手段の前記直流電源の負極側端どうしを共通接続し、Ｎ番目（Ｎは正数）のマルチレベル電圧変換部の前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点をＮ＋１番目のマルチレベル電圧変換部の第３および第４のスイッチング素子の共通接続点に接続し、Ｍ番目のマルチレベル電圧変換部の第１および第２のスイッチング素子の第１の共通接続点と、第１番目のマルチレベル電圧変換部の第３および第４のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。
  6. 直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、
    前記請求項５に記載のマルチレベル電力変換器を三相交流の各相に各々設け、
    前記三相各相のマルチレベル電力変換器の前記第１の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第２の共通接続点をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。
  7. 直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、
    前記請求項５に記載のマルチレベル電力変換器を三相交流の各相に各々設け、
    Ｕ相のマルチレベル電力変換器の第２の共通接続点とＶ相のマルチレベル電力変換器の第１の共通接続点をＵ相の出力端とし、
    Ｖ相のマルチレベル電力変換器の第２の共通接続点とＷ相のマルチレベル電力変換器の第１の共通接続点をＶ相の出力端とし、
    Ｗ相のマルチレベル電力変換器の第２の共通接続点とＵ相のマルチレベル電力変換器の第１の共通接続点をＷ相の出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。
  8. 直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、
    直流電源と、
    前記直流電源の正、負極端間に順次直列に接続された、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１のスイッチング手段、第１のリアクトル、第１のコンデンサ、第２のリアクトルおよび互いに逆の耐圧方向に制御できる第２のスイッチング手段と、
    前記直流電源の正、負極端間に順次直列に接続された、互いに逆の耐圧方向に制御できる第３のスイッチング手段、第３のリアクトル、第２のコンデンサ、第４のリアクトルおよび互いに逆の耐圧方向に制御できる第４のスイッチング手段と、
    前記第１のスイッチング手段および第１のリアクトルの共通接続点と前記第２のスイッチング手段および第２のリアクトルの共通接続点との間に直列接続された第１および第２のスイッチング素子と、
    前記第１のコンデンサの両端間に直列接続された第３および第４のスイッチング素子と、
    前記第３のスイッチング手段および第３のリアクトルの共通接続点と前記第４のスイッチング手段および第４のリアクトルの共通接続点との間に直列接続された第５および第６のスイッチング素子と、
    前記第２のコンデンサの両端間に直列接続された第７および第８のスイッチング素子と、
    前記第１〜第８のスイッチング素子をオン、オフ制御することと、前記第１〜第４のスイッチング手段を前記直流電源と第１および第２のコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御することによって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、
    前記第３および第４のスイッチング素子の共通接続点と前記第５および第６のスイッチング素子の共通接続点を共通に接続し、
    前記第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子の第１の共通接続点と、前記第７のスイッチング素子および第８のスイッチング素子の第２の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。
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