JP2016100960A - 電力変換装置、太陽光発電システム、逆流電流防止方法、および逆流電流防止プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】系統接続時の平滑コンデンサへの逆流電流を抑制して、高い安全性を実現した電力変換装置、太陽光発電システム、逆流電流防止方法、および逆流電流防止プログラムを提供する。
【解決手段】実施形態に係る電力変換装置は、平滑コンデンサと、平滑コンデンサに接続された直流入力端子と系統に接続された交流出力端子とを含むインバータ回路と、平滑コンデンサとインバータ回路との間に直列に接続されたスイッチ素子と、平滑コンデンサの電圧および系統電圧を検出して比較する検出部と、を備える。インバータ回路は、交流出力端子から直流入力端子に向かって電流が流れるように接続された第１〜第４還流ダイオードを含む。検出部は、平滑コンデンサの両端の電圧が系統の線間電圧よりも低い場合には、スイッチ素子をオフにする。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置、太陽光発電システム、逆流電流防止方法、および逆流電流防止プログラムに関する。

電力変換の分野においては、直流電力を交流電力に変換する高周波インバータ回路を有する電力インバータ装置がある。また、交流電力を直流電力に変換する電力コンバータ装置がある。電力コンバータ装置は、一般的には、交流を直流に変換する整流平滑回路と、変換された直流電力を高周波スイッチングによって高周波交流電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路から出力される高周波の交流電力を直流電力に変換する整流平滑回路とを有しており、高周波電力変換回路技術としては、電力インバータ装置と共通する。
これらの電力変換装置の電力変換に関する回路技術としては、パワー半導体素子を４つ用いた電圧型単相インバータ回路が知られている。また、パワー半導体素子を６つ用いた電圧型３相インバータ回路も知られている。

特開２０１３−５５７９４号公報

上述のようなインバータ回路を有する電力変換装置は、入力側に平滑用の大容量コンデンサを有するコンデンサインプット型の電力変換装置である。インバータ回路では、スイッチング素子として用いられるパワー半導体素子がブリッジ回路を構成しており、還流電流生成時にパワー半導体素子に逆並列に接続された還流ダイオードに電流が流れる。そのため、電力変換装置が停止状態から入力電力が投入される前に、出力が系統に接続された場合に、系統から還流ダイオードを経由して入力の平滑コンデンサに逆流電流が流れることがある。逆流電流が流れる経路は、還流ダイオード等の回路要素によって低インピーダンスとなっているので、平滑コンデンサには非常に大きな電流が流れることがある。系統接続時の平滑コンデンサへの逆流電流を抑制して、高い安全性を実現した電力変換装置が望まれている。

実施形態の目的は、系統接続時の平滑コンデンサへの逆流電流を抑制して、高い安全性を実現した電力変換装置、太陽光発電システム、逆流電流防止方法、および逆流電流防止プログラムを提供することである。

実施形態に係る電力変換装置は、高電位ノードと低電位ノードとの間に接続された平滑コンデンサと、前記高電位ノードおよび前記低電位ノードとにそれぞれ接続された高電位入力端子および低電位入力端子と、系統に接続された第１交流出力端子および第２交流出力端子と、を含むインバータ回路と、前記平滑コンデンサと、前記インバータ回路との間に直列に接続されたスイッチ素子と、前記平滑コンデンサの両端の電圧および前記系統の線間電圧を検出して比較する検出部と、を備える。前記インバータ回路は、前記高電位入力端子と前記第１交流出力端子との間で、前記第１交流出力端子から前記高電位入力端子に向かって電流が流れるように接続された第１還流ダイオードと、前記第１交流出力端子と前記低電位入力端子との間で、前記低電位入力端子から前記第１交流出力端子に向かって電流が流れるように接続された第２還流ダイオードと、前記高電位入力端子と前記第２交流出力端子との間で、前記第２交流出力端子から前記高電位入力端子に向かって電流が流れるように接続された第３還流ダイオードと、前記第２交流出力端子と前記低電位入力端子との間で、前記低電位入力端子から前記第２交流出力端子に向かって電流が流れるように接続された第４還流ダイオードと、を含む。前記検出部は、前記平滑コンデンサの両端の電圧が前記系統の線間電圧よりも低い場合には、前記スイッチ素子をオフにし、前記平滑コンデンサの両端の電圧が前記系統の線間電圧と等しいか高い場合には、前記スイッチ素子をオンにする。

第１の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。 図１の電力変換装置の制御回路が生成する制御信号等の動作波形の一例を示す図である。 第１の実施形態の変形例１に係る電力変換装置の制御回路が生成する制御信号等の動作波形の一例を示す図である。 第１の実施形態の変形例２に係る電力変換装置の主要部の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態の変形例３に係る電力変換装置の主要部の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態の変形例４に係る電力変換装置の主要部の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態の変形例５に係る電力変換装置の主要部の一例を示すブロック図である。 第１の実施形態の変形例６に係る電力変換装置の主要部の一例を示すブロック図である。 第２の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。 第３の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。 第４の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。 第５の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。 第６の実施形態に係る太陽光発電システムを例示するブロック図である。 図１３の太陽光発電システムの電力変換装置の一例を示すブロック図である。 電力変換装置の動作の手順を説明するためのフローチャートである。 太陽光発電システムの動作の手順を説明するためのフローチャートである。 第６の実施形態の変形例に係る太陽光発電システムを例示するブロック図である。 図１７の太陽光発電システムのマスタの電力変換装置を例示するブロック図である。

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
また、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。
図２は、図１の電力変換装置の制御回路が生成する制御信号等の動作の一例を示す動作波形図である。
図１に示すように、本実施形態の電力変換装置１は、平滑コンデンサ１０と、逆流防止スイッチ素子１２と、インバータ回路１４と、入力電圧検出部２０と、系統電圧検出部２２と、入出力電圧比較回路２４と、を備える。

電力変換装置１は、入力電源装置２と、系統６との間に接続される。入力電源装置２は、直流電力を出力する電源装置であり、たとえば、太陽電池モジュールや燃料電池等の直流発電装置である。入力電源装置２は、発電した直流電力をそのまま電力変換装置１に直接入力するほかに、入力電源装置２と電力変換装置１との間に直流電圧を昇圧、降圧または昇降圧するための直流電源装置をさらに接続するようにしてもよい。入力電源装置２は、直流電力を発電する装置に限らず、ガスタービンエンジンのような交流発電装置の出力を整流平滑して直流電力を出力するものであってもよい。

系統６は、交流系統であり、たとえば商用の単相交流系統である。一般的には、電力変換装置１と系統６との間には、リレーボックス４が接続される。リレーボックス４は、電力変換装置１の出力と、系統６の各相とを接続し、または、切断する。

電力変換装置１は、入力電源装置２から供給される直流電圧を交流電圧に変換して系統６に対して出力する。電力変換装置１は、たとえば、いわゆるパワーコンディショナである。

電力変換装置１は、入力電源装置２が接続される高電位入力端子３ａと、低電位入力端子３ｂとを有する。高電位入力端子３ａは、入力電源装置２の高電位を出力する端子２ａに接続され、低電位入力端子３ｂは、入力電源装置２の低電位を出力する端子２ｂに接続される。これら各端子の接続には、コネクタ等を用いて着脱自在に行うようにしてもよい。電力変換装置１は、単相交流を出力する２つの交流出力端子３ｃ，３ｄを有する。２つの交流出力端子３ｃ，３ｄは、リレーボックス４を介して系統６に接続される。

平滑コンデンサ１０は、高電位入力端子３ａと低電位入力端子３ｂとの間に接続される。平滑コンデンサ１０は、たとえばアルミ電解コンデンサであり、極性を有している。高電位入力端子３ａには、陽極１０ａが接続され、低電位入力端子３ｂには、陰極１０ｂが接続される。平滑コンデンサ１０は、入力電源装置２から供給される直流電圧を平滑化し、後段のインバータ回路１４に、パルス状の電流を供給する。平滑コンデンサ１０の静電容量値は、電力変換装置１の出力電力容量に応じて決定される。なお、平滑コンデンサ１０は、アルミ電解コンデンサに限るものではなく、他の有極性のコンデンサや、無極性のコンデンサであってもよく、これら複数の種類のコンデンサを並列に接続する等して複合的に用いてもよい。

逆流防止スイッチ素子１２は、平滑コンデンサ１０と、インバータ回路１４との間で直列に接続される。逆流防止スイッチ素子１２は、平滑コンデンサ１０の陽極１０ａからインバータ回路１４に流れる電流を導通させるように接続されている。同時に、逆流防止スイッチ素子１２は、電力変換装置の入力電圧が出力電圧よりも低い場合には、出力側から入力側に流れる電流の経路を遮断するように接続されている。逆流防止スイッチ素子１２は、たとえばｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を含んでいる。ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ１３ａは、ソースＳ５に対してしきい値電圧を超える電圧がゲートＧ５に印加された場合に、ドレイン−ソース間が導通する。ゲートＧ５に印加される電圧を制御することによって、ＭＯＳＦＥＴ１３ａは、入力電源装置２からインバータ回路１４へ電力を供給するためのスイッチとして機能する。

ＭＯＳＦＥＴ１３ａは、ＤＭＯＳ（Double-Diffused MOSFET）構造の半導体素子である。ｎチャネルＭＯＳＦＥＴでは、ソースからドレインに向かって電流を流す方向に接続された寄生ダイオード１３ｂを有している。したがって、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴを用いた逆流防止スイッチ素子１２の場合には、ＭＯＳＦＥＴ１３ａのソースからドレインに向かう方向に対しては、ゲート電圧制御の有無にかかわらず、常時導通状態である。

ＭＯＳＦＥＴ１３ａおよび寄生ダイオード１３ｂを含む逆流防止スイッチ素子１２は、ＭＯＳＦＥＴ１３ａのソースＳ５が高電位入力端子３ａおよび陽極１０ａに接続され、ドレインＤ５は、インバータ回路１４の側に接続される。換言すれば、寄生ダイオード１３ｂが高電位入力端子３ａおよび平滑コンデンサ１０の陽極１０ａからインバータ回路１４に向かって電流が流れる向きになるように、逆流防止スイッチ素子１２は接続される。したがって、逆流防止スイッチ素子１２は、ゲートＧ５にＭＯＳＦＥＴ１３ａを導通させる制御信号が入力され、ＭＯＳＦＥＴ１３ａがオンした場合には、入力電源装置２および平滑コンデンサ１０の側から、インバータ回路１４の側に向かって電流が流れる。同時に、逆流防止スイッチ素子１２は、インバータ回路１４の側から入力電源装置２および平滑コンデンサ１０の側へも電流を流すこともできる。一方、逆流防止スイッチ素子１２は、ゲートＧ５にＭＯＳＦＥＴ１３ａを遮断させる制御信号が入力される等して、ＭＯＳＦＥＴ１３ａをオフさせた場合には、寄生ダイオード１３ｂを介して、入力電源装置２および平滑コンデンサ１０からインバータ回路１４へ向かって電流が流れる。その逆の方向、すなわちインバータ回路１４から平滑コンデンサ１０に向かう方向には電流が流れない。

インバータ回路１４は、高電位入力端子１５ａと、低電位入力端子１５ｂと、交流出力端子１５ｃ，１５ｄと、２つのレグ３１，３２と、フィルタ部３５と、を含んでいる。高電位入力端子１５ａは、逆流防止スイッチ素子１２のＭＯＳＦＥＴ１３ａのドレインＤ５に接続され、逆流防止スイッチ素子１２を介して、電力変換装置１の高電位入力端子３ａに接続されている。低電位入力端子１５ｂは、電力変換装置１の低電位入力端子３ｂに接続されている。フィルタ部３５は、高周波交流出力端子３４ａ，３４ｂと、電力変換装置１の交流出力端子３ｃ，３ｄとの間に接続される。フィルタ部３５は、スイッチング素子によって高周波スイッチングされた高周波交流電圧を、負荷である系統６の交流周波数となるように高調波成分をフィルタリングする。レグ３１，３２は、高電位入力端子１５ａと低電位入力端子１５ｂとの間にそれぞれ並列に接続されている。

レグ３１は、第１ハイサイドスイッチング素子４１と第１ローサイドスイッチング素子４２とを含んでいる。第１ハイサイドスイッチング素子４１は、高電位入力端子１５ａと低電位入力端子１５ｂとの間に接続される。第１ローサイドスイッチング素子４２は、第１ハイサイドスイッチング素子４１と低電位入力端子１５ｂとの間で、第１ハイサイドスイッチング素子４１と直列に接続されている。第１ハイサイドスイッチング素子４１と第１ローサイドスイッチング素子４２とが直列に接続されたノードは、高周波交流出力端子３４ａに接続されている。

レグ３１は、還流ダイオード５１，５２をさらに含んでいる。還流ダイオード５１（第１還流ダイオード）は、第１ハイサイドスイッチング素子４１に並列に接続され、高電位入力端子１５ａと交流出力端子１５ｃとの間に接続されている。還流ダイオード５１は、交流出力端子１５ｃから高電位入力端子１５ａに向かって電流が流れる向きに接続されている。還流ダイオード５２（第２還流ダイオード）は、第１ローサイドスイッチング素子４２に並列に接続され、交流出力端子１５ｃと低電位入力端子１５ｂとの間に接続されている。還流ダイオード５２は、低電位入力端子１５ｂから交流出力端子１５ｃに向かって電流が流れる向きに接続されている。

レグ３２は、第２ハイサイドスイッチング素子４３と第２ローサイドスイッチング素子４４とを含んでいる。第２ハイサイドスイッチング素子４３は、高電位入力端子１５ａと低電位入力端子１５ｂとの間に接続される。第２ローサイドスイッチング素子４４は、第２ハイサイドスイッチング素子４３と低電位入力端子１５ｂとの間で、第２ハイサイドスイッチング素子４３と直列に接続されている。第２ハイサイドスイッチング素子４３と第２ローサイドスイッチング素子４４とが直列に接続されたノードは、交流出力端子１５ｄに接続されている。

レグ３２は、還流ダイオード５３，５４をさらに含んでいる。還流ダイオード５３（第３還流ダイオード）は、第２ハイサイドスイッチング素子４３に並列に接続され、高電位入力端子１５ａと交流出力端子１５ｄとの間に接続されている。還流ダイオード５４（第４還流ダイオード）は、交流出力端子１５ｄから高電位入力端子１５ａに向かって電流が流れる向きに接続されている。還流ダイオード５４は、第２ローサイドスイッチング素子４４に並列に接続され、交流出力端子１５ｄと低電位入力端子１５ｂとの間に接続されている。還流ダイオード５４は、低電位入力端子１５ｂから交流出力端子１５ｄに向かって電流が流れる向きに接続されている。

レグ３１，３２に含まれる各スイッチング素子４１〜４４は、たとえばＤＭＯＳ構造のｎチャネルＭＯＳＦＥＴであり、還流ダイオード５１〜５４は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのソースドレイン間に逆並列接続された寄生ダイオードである。各スイッチング素子４１〜４４は、各ゲートＧ１〜Ｇ４に電圧が印加されて駆動される。第１ハイサイドスイッチング素子４１と第１ローサイドスイッチング素子４２とは、相補的に動作する。すなわち、第１ハイサイドスイッチング素子４１がオンのときには、第１ローサイドスイッチング素子４２はオフし、第１ローサイドスイッチング素子４２がオンのときには、第１ハイサイドスイッチング素子４１はオフする。また、第２ハイサイドスイッチング素子４３と第２ローサイドスイッチング素子４４とは、相補的に動作する。すなわち、第２ハイサイドスイッチング素子４３がオンのときには、第２ローサイドスイッチング素子４４はオフし、第２ローサイドスイッチング素子４４がオンのときには、第２ハイサイドスイッチング素子４３はオフする。これらのスイッチング素子には、高周波スイッチング動作にともなうスイッチング損失を低減するために、窒化ガリウム（ＧａＮ）や炭化シリコン（ＳｉＣ）等のようなワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴを用いるようにしてもよい。なお、ワイドバンドギャップ半導体とは、シリコン（Ｓｉ）のバンドギャップに比べて、広いバンドギャップを有する半導体である。

インバータ回路１４は、スイッチング素子がオンオフする高周波スイッチング動作によって、高周波交流出力端子３４ａ，３４ｂから高周波の交流電圧を出力する。たとえば、第１ハイサイドスイッチング素子４１および第２ローサイドスイッチング素子４４がオンして、高周波交流出力端子３４ａ，３４ｂを介して負荷を駆動する。第２ハイサイドスイッチング素子４３および第１ローサイドスイッチング素子４２は、第１ハイサイドスイッチング素子４１および第２ローサイドスイッチング素子４４の反転信号によってオンオフ動作する。還流ダイオード５１〜５４には、還流電流が流れる。たとえば、第１ハイサイドスイッチング素子４１がターンオフしたときに、高周波交流出力端子３４ａから高周波交流出力端子３４ｂに向かって流れる電流が還流して、オフしている第１ローサイドスイッチング素子４２に逆並列に接続されている還流ダイオード５２に電流が流れる。第２ハイサイドスイッチング素子４３がターンオフするときにも、高周波交流出力端子３４ａから高周波交流出力端子３４ｂに向かって流れる電流が還流して第２ローサイドスイッチング素子４４に逆並列に接続されている還流ダイオード５４に電流が流れる。このようにして、インバータ回路１４は、高電位入力端子１５ａと低電位入力端子１５ｂとの間に入力された直流電圧を高周波交流出力端子３４ａ，３４ｂから高周波の交流電圧に変換して出力する。

このように、還流ダイオード５１〜５４には、還流電流が流れる期間が存在する。そのため、スイッチング素子に並列に接続される還流ダイオードには、損失が小さい部品を別に選定してもよい。また、還流ダイオードが上述のように接続されているために、インバータ回路１４の高周波交流出力端子３４ａから高電位入力端子１５ａに向かう電流の経路が形成され得る。同時に、インバータ回路１４の低電位入力端子１５ｂから高周波交流出力端子３４ｂに向かって、電流の経路が形成され得る。

インバータ回路１４は、制御回路１８によって制御される。より具体的には、制御回路１８は、電力変換装置１の出力電流を検出する電流検出部２１ａおよび交流出力端子３ｃ，３ｄ間の電圧を検出する電圧検出部２１ｂからそれぞれの検出信号を受け取って、これらの検出信号に基づいてインバータ回路１４の各スイッチング素子４１〜４４を駆動する。制御回路１８は、スイッチング素子を駆動するための駆動部１９を有する。駆動部１９は、各スイッチング素子のゲートＧ１〜Ｇ４にそれぞれ接続され、ゲートＧ１〜Ｇ４に制御された電圧を印加して各スイッチング素子を駆動する。駆動部１９には、第１および第２ハイサイドスイッチング素子４１，４３のようなフローティング回路を駆動するための絶縁電源部等を含んでいる。

制御回路１８は、たとえば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）やＭＰＵ（Micro-Processing Unit）などのプロセッサである。制御回路１８は、たとえば、記憶回路１７から所定のプログラムを読み出し、そのプログラムの各ステップを逐次実行することによって、電力変換装置１の各部を制御する。

系統電圧検出部２２は、系統６の線間の交流電圧値を検出する。リレーボックス４が電力変換装置１と系統６との間に接続される場合には、系統電圧検出部２２は、リレーボックス４の系統６側に接続される。

入力電圧検出部２０は、電力変換装置１の高電位入力端子３ａと低電位入力端子３ｂとの間の入力電圧を検出する。配線の引き回し等によるインピーダンスの影響を軽減する観点から、入力電圧検出部２０は、平滑コンデンサ１０の陽極１０ａおよび陰極１０ｂに極力近い位置の電圧を検出するように配置するのが好ましい。なお、入力電圧検出部２０の検出信号は、制御回路１８に入力され、スイッチング素子のデューティ演算や保護動作等にも用いられる。

入出力電圧比較回路２４は、入力電圧検出部２０によって検出された入力電圧と、系統電圧検出部２２によって検出された線間交流電圧に基づく出力電圧とを比較する。入力電圧がこの出力電圧よりも低い場合には、駆動回路２６を介して、逆流防止スイッチ素子１２のＭＯＳＦＥＴ１３ａをオフさせる。入力電圧がこの出力電圧以上のときには、逆流防止スイッチ素子１２のＭＯＳＦＥＴ１３ａをオンさせて、入力側からインバータ回路１４へ電力を供給する。

入出力電圧比較回路２４は、電力変換装置１が交流電圧を出力するため、電力変換装置１の出力電圧と、直流電圧である入力電圧とを直接比較することができない。そこで、たとえば系統の線間交流電圧を一旦整流し、整流された電圧のピーク値を取得するピークホールド部２５によって、交流電圧を直流の出力電圧値に変換し、入力電圧と比較する。入力電圧および出力電圧の比較レベルは、任意に設定されることができる。たとえば、入力電圧が出力電圧の１．２倍以上になった場合に、入出力電圧比較回路２４は、逆流防止スイッチ素子１２をオンさせる信号を出力するようにしてもよい。入力電圧および出力電圧の比較レベルは、制御回路１８から設定されるようにしてもよい。

駆動回路２６は、入出力電圧比較回路２４からの信号に基づいて、逆流防止スイッチ素子１２を駆動する。駆動回路２６は、逆流防止スイッチ素子１２のＭＯＳＦＥＴ１３ａのゲートＧ５を駆動することができる電圧に昇圧する昇圧部２７を含む。駆動回路２６は、昇圧部２７によって、ＭＯＳＦＥＴ１３ａのソースＳ５の電圧よりも高い電圧を発生する。駆動回路２６は、電力変換装置１の入力電圧が出力電圧以上のときには、ゲートＧ５に制御電圧を印加して、ＭＯＳＦＥＴ１３ａをオンさせる。電力変換装置１の入力電圧が出力電圧よりも低いときには、ＭＯＳＦＥＴ１３ａのゲートＧ５の電位をＭＯＳＦＥＴ１３ａのしきい値電圧よりも引き下げる。なお、本実施形態の電力変換装置１では、入力電源装置２が太陽電池モジュールのように、環境によって直流電力を出力しない場合には、制御回路１８、入出力電圧比較回路２４、および駆動回路２６に電力が供給されないことがある。あるいは、制御回路１８、入出力電圧比較回路２４、および駆動回路２６のいずれかが故障して、オフ信号を発生することができない場合がある。このような状態のときにフェールセーフを考慮して、逆流防止スイッチ素子１２のＭＯＳＦＥＴ１３ａのゲートＧ５が不定状態にならないように、ＭＯＳＦＥＴ１３ａのゲートソース間にはシャント用の抵抗器６６が接続されるのが好ましい。

本実施形態の電力変換装置１では、制御回路１８や入出力電圧比較回路２４等のための電源を供給する内部電源回路６０を有するようにしてもよい。内部電源回路６０は、たとえば、逆流防止ダイオード６１と、蓄電素子６２と、安定化電源部６３と、電流制限抵抗６４と、を有する。蓄電素子６２は、たとえば電解コンデンサ等のコンデンサである。あるいはコンデンサを二次電池に置き換えてもよい。内部電源回路６０では、高電位入力端子３ａから逆流防止ダイオード６１および電流制限抵抗６４を介して安定化電源部６３に直流電力が供給され、安定化電源部６３は、たとえば安定化された５Ｖ出力を生成して、制御回路１８等に供給する。蓄電素子６２には、入力電源装置２から直流電力が供給されているときに、逆流防止ダイオード６１および電流制限抵抗６４を介して直流電力が蓄電される。蓄電素子６２は、入力電源装置２から直流電力の供給がないときに、安定化電源部６３に直流電力を供給する。安定化電源部は、制御回路１８等へ電力を供給する。入力電源装置２からの電力供給がない場合であっても、内部電源回路６０の出力によって、制御回路１８等の動作を維持することができるので、たとえば、電力変換装置１は、制御回路１８によって、外部のインタフェース等との通信状態を維持することができる。

次に、本実施形態の電力変換装置１の動作について説明する。
図２の最上段の図は、制御回路１８が生成する制御信号のうち、キャリア信号ＣＳと、２つの変調信号ＭＳ１，ＭＳ２の時間変化を示す動作波形図である。図２の２段目の図は、第１ハイサイドスイッチング素子４１のゲートＧ１の電圧波形ＶＧ１の時間変化を示す動作波形図である。図２の３段目の図は、第２ハイサイドスイッチング素子４３のゲートＧ３の電圧波形ＶＧ３の時間変化を示す動作波形図である。図２の最下段の図は、インバータ回路１４の高周波交流出力端子３４ａ，３４ｂにおける電圧Ｖａｃの時間変化を示す動作波形図である。なお、ＭＳ１，ＭＳ２，ＶＧ１，ＶＧ３，Ｖａｃの動作波形は、煩雑さをさけるために、実際の動作周波数よりも低い周波数の動作に基づいて記載されている。

まず、定常状態における動作について説明する。図２に示すように、制御回路１８は、キャリア信号ＣＳと変調信号ＭＳ１，ＭＳ２とを比較し、各スイッチング素子４１〜４４のデューティサイクルを制御して、各スイッチング素子４１〜４４をオンオフする。変調信号ＭＳ１は、第１ハイサイドスイッチング素子４１および第１ローサイドスイッチング素子４２に対する変調信号である。第２ハイサイドスイッチング素子４３および第２ローサイドスイッチング素子４４に対する変調信号ＭＳ２は、変調信号ＭＳ１に対して１８０°位相がずらされている。

キャリア信号ＣＳと、変調信号ＭＳ１とに基づいて、第１ハイサイドスイッチング素子４１のゲートＧ１の駆動波形ＶＧ１が生成される。第１ローサイドスイッチング素子４２のゲートＧ２の駆動波形ＶＧ２については図示しないが、駆動波形ＶＧ１の反転信号に基づいて生成される。なお、第１ハイサイドスイッチング素子４１および第１ローサイドスイッチング素子４２の駆動信号は、これらが同時にオンしないように、同時オフ期間、いわゆるデッドタイムが設けられる。また、キャリア信号ＣＳと、変調信号ＭＳ２とに基づいて第２ハイサイドスイッチング素子４３のゲートＧ３の駆動波形ＶＧ３が生成される。第２ローサイドスイッチング素子４４のゲートＧ４の駆動波形ＶＧ４は、駆動波形ＶＧ３の反転信号に基づいて生成される。第２ハイサイドスイッチング素子４３および第２ローサイドスイッチング素子４４の駆動信号は、これらが同時オンしないようにデッドタイムが設けられる。

このような制御信号に基づいて、各スイッチング素子４１〜４４が駆動され、高周波スイッチングされた交流出力Ｖａｃが、高周波交流出力端子３４ａ，３４ｂから出力される。この例においては、高周波の交流出力Ｖａｃは、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）波形である。ＰＷＭ波形は、フィルタ部３５を通過することによって、たとえば５０Ｈｚの商用交流の電圧波形が電力変換装置１の交流出力端子３ｃ，３ｄから出力される。キャリア信号の周波数は、たとえば数ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚである。キャリア周波数を上げるほど、フィルタ部３５のカットオフ周波数を引き上げることができるので、フィルタ部３５の体積を小型化することができる。

次に、停止状態から電力変換装置１が起動する場合の動作について説明する。
電力変換装置１の交流出力と系統６との間に、図１に示すようにリレーボックス４が接続される場合がある。リレーボックス４は、他の電力変換装置と共用され、系統６に異常が生じた場合や、電力変換装置自身あるいは他の電力変換装置に異常が生じた場合に、系統６と電力変換装置１とを切断する場合に動作する。異常状態が解除された場合には、自動的に復帰することがある。

入力電源装置２が太陽電池モジュール等であって、環境条件に起因して発電が停止している場合を考える。入力電源装置２が直流電力を出力せず、電力変換装置１の動作が停止している状態で、かつ、電力変換装置１が系統から解列している状態、すなわちリレーボックス４の回路が切断されている場合には、電力変換装置１の平滑コンデンサ１０には電荷がほとんど蓄積されていない。また、電力変換装置１の交流出力端子３ｃ，３ｄにも電圧は印加されていない。

その後、たとえば系統６の異常状態が解消され、リレーボックス４のリレーが復帰すると、系統６の交流電圧が交流出力端子３ｃ，３ｄに印加される。この場合には、逆流防止スイッチ素子１２のＭＯＳＦＥＴ１３ａのゲートソース間にシャント用の抵抗器６６が接続されているので、逆流防止スイッチ素子１２がオフ状態となり、電力変換装置１の出力側から入力側に向かう電流は流れない。

太陽電池モジュールが発電を開始し、入力電源装置２から直流電力が供給されると、平滑コンデンサ１０が充電されて、電極１０ａ，１０ｂ間の電圧は上昇する。入出力電圧比較回路２４は、入力電圧値Ｖ１と、直流に変換された出力電圧値Ｖ２とを比較する。Ｖ１≧Ｖ２となったことが検出されると、入出力電圧比較回路２４は、駆動回路２６を介してＭＯＳＦＥＴ１３ａをオンさせる信号を出力する。電力変換装置１の入出力の電位関係がＶ１≧Ｖ２なので、電流は、入力側から出力側に流れる。Ｖ１が所定の電圧以上となった後には、制御回路１８は、上述した通常動作によりＰＷＭ信号を生成して、各スイッチング素子を駆動する。

逆流防止スイッチ素子１２がなく、インバータ回路１４の高電位入力端子１５ａと電力変換装置１の高電位入力端子３ａおよび平滑コンデンサの陽極１０ａとが直接接続されている場合には、以下のような動作となる。すなわち、入力電源装置２から電力が供給されない状態で、リレーボックス４のリレーが閉じると、Ｖ１＜Ｖ２となり、たとえば、平滑コンデンサの陰極１０ｂ→還流ダイオード５４→交流出力端子１５ｄ，３ｄ→系統６→交流出力端子３ｃ，１５ｃ→還流ダイオード５１→平滑コンデンサの陽極１０ａの経路で電流が流れる。あるいは、平滑コンデンサの陰極１０ｂ→還流ダイオード５２→交流出力端子１５ｃ，３ｃ→系統６→交流出力端子３ｄ，１５ｄ→還流ダイオード５３→陽極１０ａの経路で電流が流れる。平滑コンデンサ１０の静電容量は大きいために、上述の経路のインピーダンスに応じた突入電流として過大な逆流電流が流れるので、平滑コンデンサ１０が劣化したり、スイッチング素子が損傷するおそれがある。

本実施形態の電力変換装置１では、逆流防止スイッチ素子１２が電力変換装置１の出力側から入力側に向かって流れる電流の経路を遮断するように寄生ダイオード１３ｂが配置され、ＭＯＳＦＥＴ１３ａがオフしているので、出力側から平滑コンデンサ１０に向かう逆流電流が流れることはない。また、正常動作時には、逆流防止スイッチ素子１２のＭＯＳＦＥＴ１３ａがオンするので、寄生ダイオード１３ｂよりも低いオン電圧でインバータ回路１４へ電流を供給することができ、損失が少なく、高効率な電力変換装置１を実現することができる。

上述のようなインバータ回路を備えたパワーコンディショナ等の電力変換装置では、交流出力端子から直流入力端子に向かって、還流ダイオードを経由した放電経路が存在し得る。インバータ回路には、高周波化、高効率化等の観点からさまざまなバリエーションがある。そこで、以下では、上述の出力側から入力側への逆流防止の手法が、周知のインバータ回路のバリエーションに適応できることを説明する。

（第１の実施形態の変形例１）
図３は、第１の実施形態の変形例１に係る電力変換装置の制御回路が生成する制御信号等の動作波形の一例を示す図である。図３の最上段の図は、制御回路１８が生成する制御信号のうち、キャリア信号ＣＳと、変調信号ＭＳの時間変化を示す動作波形図である。図３の２段目の図は、第１ハイサイドスイッチング素子４１のゲートＧ１の電圧波形ＶＧ１の時間変化を示す動作波形図である。図２の３段目の図は、第２ローサイドスイッチング素子４４のゲートＧ４の電圧波形ＶＧ４の時間変化を示す動作波形図である。図３の最下段の図は、インバータ回路１４の高周波交流出力端子３４ａ，３４ｂにおける電圧Ｖａｃの時間変化を示す動作波形図である。なお、ＭＳ，ＶＧ１，ＶＧ４，Ｖａｃについては、煩雑さをさけるため、実際の動作周波数よりも、低い周波数の動作に基づいて記載されている。

本変形例の電力変換装置１では、インバータ回路１４の構成は、上述の第１の実施形態と同じである。各スイッチング素子４１〜４４を駆動する手順が第１の実施形態の電力変換装置とは相違しており、より具体的には、レグ３１およびレグ３２の動作が第１の実施形態の電力変換装置とは異なる。

レグ３１ではスイッチング素子４１，４２が相補的に高周波スイッチング動作を行い、レグ３２ではスイッチング素子４３，４４は、系統に出力する交流電圧の極性を１／２周期ごとに反転するように相補的にスイッチする。図３に示すように、変調信号ＭＳは１つである。変調信号ＭＳは、前半の１／２周期の変調信号ＭＳの振幅がキャリア信号ＣＳの振幅の範囲に設定される。後半の１／２周期の変調信号ＭＳは、前半の１／２周期の変調信号の反転信号をキャリア信号ＣＳの振幅の範囲に設定されるように、正方向にシフトして設定される。

同一レグのスイッチング素子は、相補的にスイッチングする。すなわち、レグ３１の第１ハイサイドスイッチング素子４１がオンしたときに、第１ローサイドスイッチング素子４２はオフする。第１ローサイドスイッチング素子４２がオンしたときには、第１ハイサイドスイッチング素子４１がオフする。また、レグ３２の第２ハイサイドスイッチング素子４３がオンしたときには、第２ローサイドスイッチング素子４４はオフする。第２ローサイドスイッチング素子４４がオンしたときには、第２ハイサイドスイッチング素子４３がオフする。

レグ３１の第１ハイサイドスイッチング素子４１は、キャリア信号ＣＳと変調信号ＭＳに基づいて、ゲートＧ１を制御する制御電圧ＶＧ１を生成する。第２ローサイドスイッチング素子４４は、前半の１／２周期では常時オンしている。レグ３１の第１ローサイドスイッチング素子４２は、図示しないが、キャリア信号ＣＳと変調信号ＭＳに基づいて、ゲートＧ２を制御する制御電圧ＶＧ２を生成する。第２ハイサイドスイッチング素子４３は図示しないが、後半の１／２周期では常時オンしている。変調信号ＭＳの１／２周期ごとに反転して交流出力端子に出力されるので、交流出力端子間には交流電圧が出力される。

本変形例の電力変換装置１では、一方のレグ３１について高周波スイッチング動作をさせ、他方のレグのスイッチング素子には１００Ｈｚ程度の低周波でスイッチングをさせればよい。そのため、高周波スイッチングのためのレグ３１について、ＧａＮやＳｉＣ等のワイドバンドギャップ半導体を用いたパワー素子を用いることによって、インバータ回路のスイッチング損失をより低減させることができる。また、高周波スイッチングをさせるレグ３１を平滑コンデンサ１０の近傍に配置することによって、寄生インダクタンスの影響を低減して、インバータ回路１４の低損失化を図ることができる。また、極性反転のためのレグ３２を構成するスイッチング素子を駆動するインピーダンスを大きくし、スイッチング速度を抑えて動作させることによって、スイッチングサージ等の発生を抑制し、スイッチング素子の損傷を防止することができる。したがって、本変形例の電力変換装置１では、インバータ回路の効率を向上させることができる。

本変形例の電力変換装置１の場合には、インバータ回路１４の構成が第１の実施形態の電力変換装置のものと同じであり、逆流防止スイッチ素子１２を備えているので、還流ダイオードを経由して出力から入力への逆流電流が防止される。

（第１の実施形態の変形例２）
図４は、第１の実施形態の変形例２に係る電力変換装置の主要部の一例を示すブロック図である。
本変形例の電力変換装置１ａのインバータ回路１４ａは、レグ３１ａの構成が上述の変形例１とは相違する。なお、レグ３１ａは、スイッチング素子が高周波スイッチングするＰＷＭレグである。レグ３２は、スイッチング素子が極性反転のみ行う極性反転レグであり、上述の変形例１のレグ３２と同一である。本変形例のインバータ回路１４ａでは、ＰＷＭレグのスイッチング損失をさらに低減させる回路が付加されている。

レグ３１ａは、第１ハイサイドスイッチング素子４１と、第１ローサイドスイッチング素子４２と、第１補助スイッチング素子７１と、第１補助電源７１ａと、第２補助スイッチング素子７２と、第２補助電源７２ａと、還流ダイオード７３，７４とを含む。

第１ハイサイドスイッチング素子４１は、高電位入力端子１５ａと低電位入力端子１５ｂとの間に接続されている。第１ローサイドスイッチング素子４２は、第１ハイサイドスイッチング素子４１と低電位入力端子１５ｂとの間に接続されている。第１補助スイッチング素子７１は、第１ハイサイドスイッチング素子４１と第１ローサイドスイッチング素子４２との間に接続されている。第２補助スイッチング素子７２は、第１ローサイドスイッチング素子４２と低電位入力端子１５ｂとの間に接続されている。第１ハイサイドスイッチング素子４１、第１補助スイッチング素子７１、第１ローサイドスイッチング素子４２、および第２補助スイッチング素子７２は、高電位側からこの順で直列に接続されている。第１補助スイッチング素子７１と第１ローサイドスイッチング素子４２とが接続されているノードには、高周波交流出力端子３４ａが接続されている。還流ダイオード７３は、高電位入力端子１５ａと高周波交流出力端子３４ａとの間で、第１ハイサイドスイッチング素子４１および第１補助スイッチング素子７１の直列接続体に並列接続されている。還流ダイオード７４は、高周波交流出力端子３４ａと低電位入力端子１５ｂとの間で、第１ローサイドスイッチング素子４２および第２補助スイッチング素子７２に並列に接続されている。第１補助スイッチング素子７１は、第１ハイサイドスイッチング素子４１と逆直列になるように接続されている。すなわち、第１補助スイッチング素子７１は、第１ハイサイドスイッチング素子４１と互いのソース同士を接続するように接続されている。第２補助スイッチング素子７２は、第１ローサイドスイッチング素子４２と逆直列になるように接続されている。すなわち、第２補助スイッチング素子７２は、第１ローサイドスイッチング素子４２と互いのソース同士を接続するように接続されている。

第１補助電源７１ａは、第１補助スイッチング素子７１のドレインに、ソースに対して正の電圧を印加するように接続されている。第２補助電源７２ａは、第２補助スイッチング素子７２のドレインに、ソースに対して正の電圧を印加するように接続されている。第１および第２補助電源７１ａ，７２ａは、制御回路１８の制御信号に基づいて、第１および第２補助スイッチング素子７１，７２のそれぞれにパルス状の電圧を印加する。

第１および第２補助スイッチング素子７１，７２は、第１ハイサイドスイッチング素子４１および第１ローサイドスイッチング素子４２に比べて、低耐圧のＭＯＳＦＥＴである。したがって、スイッチング素子の導通時のオン抵抗の増加を小さくすることができる。

第１ハイサイドスイッチング素子４１〜第２ローサイドスイッチング素子４４は、上述の変形例１のインバータ回路１４と同様に動作する。
第１補助スイッチング素子７１は、第１ハイサイドスイッチング素子４１がオン状態のときにはオンしている。第１補助スイッチング素子７１は、第１ハイサイドスイッチング素子４１のオフ時にはオフしている。第１補助電源７１ａは、第１ローサイドスイッチング素子４２がターンオンする直前に第１補助スイッチング素子７１のドレインソース間にパルス状の電圧を印加する。第１補助スイッチング素子７１はオフしているため、印加された電圧によって還流ダイオード７３を介して電流が流れ、第１ハイサイドスイッチング素子４１の出力容量を充電する。第１ローサイドスイッチング素子４２がターンオンしたときに、第１ハイサイドスイッチング素子４１の出力容量はすでに充電されている。そのため、第１ハイサイドスイッチング素子４１の出力容量への充電電流が減少するので、第１ローサイドスイッチング素子４２のターンオン損失を低減することができる。

第２補助スイッチング素子７２についても同様である。第２補助電源７２ａは、第１ハイサイドスイッチング素子４１がターンオンする直前に、第２補助スイッチング素子７２のドレインソース間にパルス状の電圧を印加する。この電圧の印加によって、還流ダイオード７４を通って、第１ローサイドスイッチング素子４２の出力容量が充電される。その後、第１ハイサイドスイッチング素子４１がターンオンすると、第１ローサイドスイッチング素子４２の出力容量は充電されているので、第１ハイサイドスイッチング素子４１のターンオン損失を減少させることができる。

このように、本変形例の電力変換装置１ａのインバータ回路１４ａでは、高周波スイッチングするレグ３１ａについて、第１補助スイッチング素子７１および第２補助スイッチング素子７２を適切に駆動することによって、第１ハイサイドスイッチング素子４１および第１ローサイドスイッチング素子４２のスイッチング損失を低減し、インバータ回路の効率を向上させることができる。また、第１ハイサイドスイッチング素子４１および第１ローサイドスイッチング素子４２にワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴを用いた場合にもスイッチング損失を低減して効率を向上させることができる。還流ダイオード７３，７４に、ワイドバンドギャップ半導体を用いたショットキバリアダイオード等を用いた場合にはリカバリ損失を低減して高効率化を図ることができる。

本変形例の電力変換装置１ａでは、逆流防止スイッチ素子１２によって、低電位入力端子１５ｂから還流ダイオード７４を通る経路や、還流ダイオード７３から高電位入力端子１５ａを通る逆流電流の経路が遮断される。そのため、電力変換装置１ａの出力側から平滑コンデンサ１０への逆流電流が発生することはない。また、電力変換装置１の入力側の電圧と出力側の電圧とを比較して、入力側の電圧が出力側の電圧以上の場合には、逆流防止スイッチ素子１２のＭＯＳＦＥＴ１３ａをオンさせるので、逆流防止スイッチ素子１２による効率の低下を極力抑制することができる。

（第１の実施形態の変形例３）
図５は、第１の実施形態の変形例３に係る電力変換装置の主要部の一例を示すブロック図である。
図５に示すように、本変形例の電力変換装置１ｂのインバータ回路１４ｂは、レグ３１ｂの構成が上述の変形例１および変形例２とは相違する。なお、レグ３１ｂは、スイッチング素子が高周波スイッチングするＰＷＭレグであり、レグ３２は、スイッチング素子が極性反転のみ行う極性反転レグである。

ブリッジ構成のインバータ回路では、ハイサイドスイッチング素子およびローサイドスイッチング素子が同時にオンすることをさけるために、これらの同時オフ期間であるデッドタイム期間が設けられる。デッドタイム期間には、還流ダイオードに電流が流れており、還流ダイオードに直列に接続されているスイッチング素子がターンオンすると、電流が流れていた還流ダイオードには、インバータ回路の入力電圧に等しい逆電圧が印加される。逆電圧が印加された還流ダイオードには、逆回復電流が流れ、逆回復電流と入力電圧との積で損失が発生する。そこで、インバータ回路の入力電圧よりも低い電圧を印加する逆電圧印加回路を設けて、還流電流が流れている還流ダイオードに低電圧の逆電圧を印加することによって、還流ダイオードの損失を低減することができる。

本変形例のレグ３１ｂは、第１ハイサイドスイッチング素子４１と、第１ローサイドスイッチング素子４２と、還流ダイオード５１，５２と、２つの逆電圧印加回路８１，８１と、を含む。２つの逆電圧印加回路８１，８１は、それぞれ還流ダイオード５１，５２の両端に並列に接続されている。

２つの逆電圧印加回路は同一の構成であり、同一の動作をするので、第１ハイサイドスイッチング素子４１に並列に接続されている還流ダイオード５１との関係で説明する。逆電圧印加回路８１は、逆電圧印加スイッチ部８２と、駆動用電源８３と、駆動部８４とを含む。逆電圧印加スイッチ部８２は、出力が還流ダイオード５１のカソードに接続されている。逆電圧印加スイッチ部８２は、還流ダイオード５１に還流電流が流れ、第１ローサイドスイッチング素子４２がターンオンする直前にターンオンして、駆動用電源８３によって還流ダイオード５１の両端に逆電圧を印加する。還流ダイオード５１に逆電圧を印加するタイミングは、逆電圧印加制御端子８２ａによって制御される。駆動部８４は、出力が第１ハイサイドスイッチング素子４１のゲートに接続される。駆動部８４は、駆動入力端子８４ａによって制御される。駆動用電源８３は、逆電圧印加スイッチ部８２および駆動部８４に動作用の電力を供給する。駆動用電源８３の出力電圧は、たとえば１５Ｖである。インバータ回路１４ｂの入力電圧は、たとえば３５０Ｖ等の高電圧なので、還流ダイオードに流れる逆回復電流による損失は大幅に低減される。

同様にして、第１ローサイドスイッチング素子４２に並列に接続された還流ダイオード５２の逆回復電流による損失を大幅に低減することができる。

このようにして、本変形例の電力変換装置１ｂでは、インバータ回路の入力電圧よりも低い電圧を還流ダイオードの両端に印加するので、逆回復電流による損失を低減することができる。インバータ回路１４ｂにおける損失を低減させて、電力変換装置１ｂの効率を向上させることができる。

本変形例の電力変換装置１ｂにおいても、平滑コンデンサ１０とインバータ回路１４ｂとの間に逆流防止スイッチ素子１２が直列に接続されているので、電力変換装置１ｂの出力側から平滑コンデンサ１０に向かって流れる逆流電流が遮断される。

（第１の実施形態の変形例４）
図６は、第１の実施形態の変形例４に係る電力変換装置の主要部の一例を示すブロック図である。本変形例のインバータ回路１４ｃは、いわゆる中性点クランプ方式（Neutral-Point-Clamped）の３レベルインバータ回路（以下、中性点クランプ方式のインバータ回路をＮＰＣインバータ回路ということがある。）である。

図６に示すように、本変形例の電力変換装置１ｃは、平滑コンデンサ１００と、インバータ回路１４ｃと、を備える。逆流防止スイッチ素子１２、入力電圧検出部２０、系統電圧検出部２２、および入出力電圧比較回路２４は、第１の実施形態の電力変換装置１と同じであり、図示および説明を省略する。

平滑コンデンサ１００は、２つのコンデンサ１０１，１０２を含む。コンデンサ１０１は、高電位入力端子３ａと低電位入力端子３ｂとの間に接続されている。コンデンサ１０２は、コンデンサ１０１と低電位入力端子３ｂとの間に接続されている。コンデンサ１０１，１０２は、直列に接続されている。コンデンサ１０１，１０２が直列に接続されているノード１０３は、インバータ回路１４ｂの中性点を提供する。

インバータ回路１４ｃは、２つのレグ３１ｃ，３２ｃを含む。レグ３１ｃ，３２ｃは、高電位入力端子１５ａと低電位入力端子１５ｂとの間にそれぞれ並列に接続される。

レグ３１ｃは、第１ハイサイドスイッチング素子４１ａと、第１ローサイドスイッチング素子４２ａと、第２ハイサイドスイッチング素子４３ａと、第２ローサイドスイッチング素子４４ａと、を含む。第１ハイサイドスイッチング素子４１ａは、高電位入力端子１５ａと低電位入力端子１５ｂとの間に接続されている。第１ローサイドスイッチング素子４２ａは、第１ハイサイドスイッチング素子４１ａと低電位入力端子１５ｂとの間に接続されている。第２ハイサイドスイッチング素子４３ａは、高電位入力端子１５ａと第１ハイサイドスイッチング素子４１ａとの間に接続されている。第２ローサイドスイッチング素子４４ａは、第１ローサイドスイッチング素子４２ａと低電位入力端子１５ｂとの間に接続されている。第２ハイサイドスイッチング素子４３ａ、第１ハイサイドスイッチング素子４１ａ、第１ローサイドスイッチング素子４２ａ、および第２ローサイドスイッチング素子４４ａは、高電位入力端子１５ａと低電位入力端子１５ｂとの間に、高電位側からこの順で直列に接続されている。高周波交流出力端子３４ａは、第１ハイサイドスイッチング素子４１ａと第１ローサイドスイッチング素子４２ａとが直列に接続されているノードに接続されている。

各スイッチング素子４１ａ〜４４ａは、還流ダイオード５１ａ〜５４ａがそれぞれ逆並列に接続されている。すなわち、還流ダイオード５１ａは、第１ハイサイドスイッチング素子４１ａに並列に接続され、高周波交流出力端子３４ａから高電位入力端子１５ａに向かって電流が流れる向きに接続されている。還流ダイオード５２ａは、第１ローサイドスイッチング素子４２ａに並列に接続され、低電位入力端子１５ｂから高周波交流出力端子３４ａに向かって電流が流れる向きに接続されている。還流ダイオード５３ａは、第２ハイサイドスイッチング素子４３ａに並列に接続され、高周波交流出力端子３４ａから高電位入力端子１５ａに向かって電流が流れる向きに接続されている。還流ダイオード５４ａは、第２ローサイドスイッチング素子４４ａに並列に接続され、低電位入力端子１５ｂから高周波交流出力端子３４ａに向かって電流が流れる向きに接続されている。

レグ３１ｃは、クランプダイオード１１１，１１２をさらに含む。クランプダイオード１１１は、中性点を提供するノード１０３と、第２ハイサイドスイッチング素子４３ａおよび第１ハイサイドスイッチング素子４１ａが直列に接続されたノード１１１ａとの間で、ノード１０３からノード１１１ａに向かって電流が流れる向きに接続されている。クランプダイオード１１２は、ノード１０３と、第１ローサイドスイッチング素子４２ａおよび第２ローサイドスイッチング素子４４ａが直列に接続されたノード１１２ａとの間で、ノード１１２ａからノード１０３に向かって電流が流れる向きに接続されている。

レグ３２ｃは、第３ハイサイドスイッチング素子４５ａと、第３ローサイドスイッチング素子４６ａと、第４ハイサイドスイッチング素子４７ａと、第４ローサイドスイッチング素子４８ａと、を含む。第３ハイサイドスイッチング素子４５ａは、高電位入力端子１５ａと低電位入力端子１５ｂとの間に接続されている。第３ローサイドスイッチング素子４６ａは、第３ハイサイドスイッチング素子４５ａと低電位入力端子１５ｂとの間に接続されている。第４ハイサイドスイッチング素子４７ａは、高電位入力端子１５ａと第３ハイサイドスイッチング素子４５ａとの間に接続されている。第４ローサイドスイッチング素子４８ａは、第３ローサイドスイッチング素子４６ａと低電位入力端子１５ｂとの間に接続されている。第４ハイサイドスイッチング素子４７ａ、第３ハイサイドスイッチング素子４５ａ、第３ローサイドスイッチング素子４６ａ、および第４ローサイドスイッチング素子４８ａは、高電位入力端子１５ａと低電位入力端子１５ｂとの間に、高電位側からこの順で直列に接続されている。高周波交流出力端子３４ｂは、第３ハイサイドスイッチング素子４５ａと第３ローサイドスイッチング素子４６ａとが直列に接続されているノードに接続されている。

各スイッチング素子４４ａ〜４８ａは、還流ダイオード５５ａ〜５８ａがそれぞれ逆並列に接続されている。すなわち、還流ダイオード５５ａは、第３ハイサイドスイッチング素子４５ａに並列に接続され、高周波交流出力端子３４ｂから高電位入力端子１５ａに向かって電流が流れる向きに接続されている。還流ダイオード５６ａは、第３ローサイドスイッチング素子４６ａに並列に接続され、低電位入力端子１５ｂから高周波交流出力端子３４ｂに向かって電流が流れる向きに接続されている。還流ダイオード５７ａは、第４ハイサイドスイッチング素子４７ａに並列に接続され、高周波交流出力端子３４ｂから高電位入力端子１５ａに向かって電流が流れる向きに接続されている。還流ダイオード５８ａは、第４ローサイドスイッチング素子４８ａに並列に接続され、低電位入力端子１５ｂから高周波交流出力端子３４ｂに向かって電流が流れる向きに接続されている。

レグ３２ｃは、クランプダイオード１１３，１１４をさらに含む。クランプダイオード１１３は、中性点を提供するノード１０３と、第４ハイサイドスイッチング素子４７ａおよび第３ハイサイドスイッチング素子４５ａが直列に接続されたノード１１３ａとの間で、ノード１０３からノード１１３ａに向かって電流が流れる向きに接続されている。クランプダイオード１１４は、ノード１０３と、第３ローサイドスイッチング素子４６ａおよび第４ローサイドスイッチング素子４８ａが直列に接続されたノード１１４ａとの間で、ノード１１４ａからノード１０３に向かって電流が流れる向きに接続されている。

なお、ＮＰＣインバータ回路では、各レグにスイッチング素子およびクランプダイオードを追加することによって、５レベル以上のマルチレベルインバータとすることができる。

逆流防止スイッチ素子１２は、平滑コンデンサ１００と、インバータ回路１４ｃとの間に直列に接続される点において、第１の実施形態の電力変換装置１等と同じである。

上述したようなＮＰＣインバータ回路の場合においては、クランプダイオード１１１〜１１４およびコンデンサ１０１，１０２によって、各スイッチング素子の両端に印加される電圧が高電位入力端子３ａと低電位入力端子３ｂとの間の印加電圧の１／２になるので、各スイッチング素子には低耐圧のスイッチング素子を用いることができる。そのため、インバータ回路１４ｃの損失を低減し、電力変換装置１ｃの効率を向上させることができる。各スイッチング素子や還流ダイオードにワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴやショットキバリアダイオード等を用いることによって、インバータ回路の損失を低減し、電力変換装置の効率をさらに向上させることができる。

また、インバータ回路１４ｃが停止時において、低電位入力端子１５ｂ→還流ダイオード５８ａ，５６ａ→高周波交流出力端子３４ｂ，３４ａ→還流ダイオード５１ａ，５３ａ→高電位入力端子１５ａに至る経路が形成され得る。また、低電位入力端子１５ｂ→還流ダイオード５４ａ，５２ａ→高周波交流出力端子３４ａ，３４ｂ→還流ダイオード５５ａ，５７ａ→高電位入力端子１５ａに至る経路が形成され得る。本変形例の電力変換装置１ｃでは、平滑コンデンサ１００とインバータ回路１４ｃとの間に逆流防止スイッチ素子１２が接続されているため、高周波交流出力端子３４ａ，３４ｂから平滑コンデンサ１００の陽極に至る経路は遮断される。したがって、本変形例の電力変換装置１ｃでは、入力電源装置２から直流電力が供給されていない状態で、系統６に接続された場合であっても、系統６から平滑コンデンサ１００に向かって逆流電流は流れない。

（第１の実施形態の変形例５）
図７は、第１の実施形態の変形例５に係る電力変換装置の主要部の一例を示すブロック図である。
図７に示すように、本変形例の電力変換装置１ｄのインバータ回路１４ｄは、中性点クランプ方式のインバータ回路において、一方のレグをＰＷＭ制御を行うレグとし、他方を極性反転を行うレグとすることによって、素子数を低減させることができる。すなわち、レグ３１ｃは、第１ハイサイドスイッチング素子４１ａと、第１ローサイドスイッチング素子４２ａと、第２ハイサイドスイッチング素子４３ａと、第２ローサイドスイッチング素子４４ａとを含む。レグ３１ｃは、還流ダイオード５１ａ〜５４ａを含む。さらにレグ３１ｃは、クランプダイオード１１１，１１２を含む。これらの構成は、変形例４と同じであり、詳細な説明を省略する。

一方、レグ３２は、第３ハイサイドスイッチング素子４５ａと、第３ローサイドスイッチング素子４６ａと、還流ダイオード５５ａ，５６ａと、を含む。第３ハイサイドスイッチング素子４５ａ、第３ローサイドスイッチング素子４６ａおよび還流ダイオード５５ａ，５６ａは、変形例１の第２ハイサイドスイッチング素子４３、第２ローサイドスイッチング素子４４および還流ダイオード５３，５４とそれぞれ同じであり、構成も同一であるので、詳細な説明を省略する。

変形例１において説明したように、交流出力の前半の１／２周期では、第３ローサイドスイッチング素子４６ａを常時オンにして、第１ハイサイドスイッチング素子４１ａおよび第２ハイサイドスイッチング素子４３ａを適切にスイッチング動作させる。交流出力の後半の１／２周期では、第３ハイサイドスイッチング素子４５ａを常時オンにして、第１ローサイドスイッチング素子４２ａおよび第２ローサイドスイッチング素子４４ａを適切にスイッチング動作させる。

上述のようなインバータ回路１４ｄを備える電力変換装置１ｄにおいても、低電位入力端子１５ｂ→還流ダイオード５６ａ→高周波交流出力端子３４ｂ，３４ａ→還流ダイオード５１ａ，５３ａ→高電位入力端子１５ａの逆流電流の経路が形成され得る。また、低電位入力端子１５ｂ→還流ダイオード５４ａ，５２ａ→高周波交流出力端子３４ａ，３４ｂ→還流ダイオード５５ａ→高電位入力端子１５ａの逆流電流の経路が形成され得る。本変形例の電力変換装置１ｄでは、逆流防止スイッチ素子１２を備えているので、高周波交流出力端子３４ａ，３４ｂから平滑コンデンサ１００の陽極への電流経路は遮断される。したがって、本変形例の電力変換装置１ｄでは、入力電源装置２からの直流電力の供給がないときに、系統６への接続がなされても、系統６から平滑コンデンサ１００へ向かう逆流電流は流れない。

（第１の実施形態の変形例６）
図８は、第１の実施形態の変形例６に係る電力変換装置の主要部の一例を示すブロック図である。
図８に示すように、本変形例の電力変換装置１ｅのインバータ回路１４ｅは、変形例４のインバータ回路１４ｃにおいて、第１ハイサイドスイッチング素子４１ａ、第１ローサイドスイッチング素子４２ａ、およびクランプダイオード１１１，１１２を双方向スイッチング素子１２１に置き換え、第３ハイサイドスイッチング素子４５ａ、第３ローサイドスイッチング素子４６ａ、およびクランプダイオード１１３，１１４を双方向スイッチング素子１２２に置き換えたインバータ回路である。双方向スイッチング素子１２１は、２つのスイッチング素子１２１ａ，１２１ｂを逆直列に接続することによって、双方向の低オン抵抗でのスイッチングを可能にする。双方向スイッチング素子１２２は、２つのスイッチング素子１２２ａ，１２２ｂを逆直列に接続することによって、双方向の低オン抵抗でのスイッチングを可能にする。

このようなインバータ回路１４ｅの場合であっても、系統６から、平滑コンデンサ１００に向かう経路が形成され得るが、逆流防止スイッチ素子１２が平滑コンデンサ１００の陽極とインバータ回路１４ｅの高電位入力端子１５ａとの間に接続されているので、平滑コンデンサ１００への電流の経路を遮断して、逆流電流を防止することができる。

（第２の実施形態）
上述の実施形態およびその変形例に係る電力変換装置では、逆流防止スイッチ素子１２は、交流出力側から平滑コンデンサに向かう逆流電流が流れる経路を遮断するように、平滑コンデンサの陽極とインバータ回路の高電位入力との間に接続される。逆流防止スイッチ素子１２は、上述した実施形態または変形例の接続位置に限らず、交流出力側から平滑コンデンサに向かう逆流電流が流れる経路を遮断するように接続されればよい。

図９は、第２の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。
図９に示すように、本実施形態の電力変換装置１ｆでは、逆流防止スイッチ素子１２が、低電位入力端子３ｂおよび平滑コンデンサ１０の陰極１０ｂと、インバータ回路１４の低電位入力端子１５ｂとの間で直列に接続されている。逆流防止スイッチ素子１２は、ＭＯＳＦＥＴ１３ａと寄生ダイオード１３ｂとが並列に接続されている。寄生ダイオード１３ｂは、系統６から平滑コンデンサ１０へ向かう電流を遮断する向きに接続される。すなわち、寄生ダイオード１３ｂのアノード（ＭＯＳＦＥＴ１３ａのソース）が低電位入力端子１５ｂに接続され、カソード（ＭＯＳＦＥＴ１３ａのドレイン）が平滑コンデンサの陰極１０ｂに接続される。

逆流防止スイッチ素子１２が高電位側に接続されている場合には、ＭＯＳＦＥＴ１３ａのゲート電圧をソース電圧に対してしきい値電圧よりも十分高くする必要があり、ゲート電圧を発生させるための昇圧電源回路が必要である。これに対して、本実施形態の電力変換装置１ｆでは、低電位側からＭＯＳＦＥＴ１３ａのゲートを駆動すればよいので、高電圧を出力する駆動用の昇圧電源回路が不要となり、駆動回路２６ａを第１の実施形態における駆動回路２６よりも簡素にすることができる。

本実施形態における逆流防止スイッチ素子１２の接続位置を、上述した変形例１〜変形例６のインバータ回路に組み合わせてもよい。

上述の実施形態および変形例では、逆流防止スイッチ素子１２として、ＤＭＯＳ構造のＭＯＳＦＥＴ１３ａとしたため、逆並列に寄生ダイオード１３ｂが形成されている。寄生ダイオード１３ｂが電力変換装置の入力から出力に向かって電流が流れる向きに接続されており、入力電源装置２から直流電力の供給がある場合には、入出力電圧比較回路２４や駆動回路２６，２６ａが故障したときでも電力変換装置は交流出力を出力することができる。なお、ＭＯＳＦＥＴ１３ａには、ワイドバンドギャップ半導体を用いたＭＯＳＦＥＴを用いることができる。ＭＯＳＦＥＴ１３ａにワイドバンドギャップ半導体製のＭＯＳＦＥＴを用いることで、シリコン製のＭＯＳＦＥＴに比べて、より小さいチップ面積で低オン抵抗が実現され、電力変換装置の正常動作時の低損失化を図ることができる。

なお、上述した各実施形態や変形例の電力変換装置の逆流防止スイッチ素子として、ＤＭＯＳ構造のＭＯＳＦＥＴ以外にも、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＳＣＲ（Silicon Controlled Rectifier）等を用いてもよい。ただし、ＳＣＲを逆流防止スイッチ素子として用いる場合には、構造上寄生ダイオードが形成されていないので、上述のような入出力電圧比較回路２４や駆動回路２６，２６ａが故障等の異常状態を考慮する場合には、逆並列にダイオードを接続することが好ましい。また、ＩＧＢＴを逆流防止スイッチ素子として用いる場合には、ＩＧＢＴには構造上寄生ダイオードが形成されず、逆方向の耐圧が低いので、逆並列にダイオードを接続する必要がある。

（第３の実施形態）
上述の実施形態の電力変換装置において、直流電力を出力する入力電源装置２に代えて、交流電力を入力して整流回路で整流した後、平滑コンデンサで直流に変換することによって、電力変換装置を交流−交流インバータとすることもできる。
図１０は、第３の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。
図１０に示すように、本実施形態の電力変換装置は、整流回路１３２をさらに備える。電力変換装置１ｇは、入力電源装置１３０と、系統６との間に接続される。入力電源装置１３０は、たとえばガスや石油等の化石燃料を燃焼させて３相交流電力を発電する発電機や、風力発電機等である。入力電源装置１３０は、交流電力を出力する電源装置であればよい。系統６は、上述した第１の実施形態の場合と同じである。

整流回路１３２は、入力電源装置１３０と平滑コンデンサ１０との間に接続される。整流回路１３２は、入力電源装置１３０の出力１３１ａ，１３１ｂ，１３１ｃに接続される交流入力１３２ａ，１３２ｂ，１３２ｃを介して接続される。整流回路１３２は、入力した交流電圧を整流して、高電位出力１３２ｄと低電位出力１３２ｅとから脈流電圧を出力する。脈流電圧は、平滑コンデンサ１０に入力されてほぼ一定の直流電圧となる。

このような交流−交流インバータであっても、入力電源装置１３０が停止状態で、系統６側との接続が確立されると、高周波交流出力端子３４ａ，３４ｂから平滑コンデンサ１０に向かう電流経路が形成され得る。逆流防止スイッチ素子１２を平滑コンデンサ１０とインバータ回路１４との間に直列に接続することによって、電力変換装置１ｇの出力側から平滑コンデンサ１０へ向かって流れる逆流電流の経路を遮断する。

インバータ回路の部分については、上述した第１の実施形態の各変形例を適用することができ、逆流防止スイッチ素子の接続位置についても高電位側、低電位側のいずれでもかまわない。

（第４の実施形態）
交流−交流インバータの場合には、出力電力容量が大きくなると、平滑コンデンサの静電容量値も大きくなり、入力する交流側の高調波電流歪が大きくなる。そこで、高調波電流歪を改善するために、入力側にチョークコイル等を追加することができる。
図１１は、第４の実施形態に係る電力変換装置を例示するブロック図である。
図１１に示すように、電力変換装置１ｈは、チョークコイル１３４をさらに備える。チョークコイル１３４は、整流回路１３２と平滑コンデンサ１０との間に直列に接続される。チョークコイル１３４の一端は、整流回路１３２の高電位出力１３２ｄに接続され、他端は、平滑コンデンサ１０の陽極１０ａに接続される。チョークコイル１３４は、低電位側に接続されるようにしてもよい。チョークコイル１３４は、整流回路１３２から平滑コンデンサ１０に流れるリップル電流を抑制して、入力電源装置１３０に流れる電流の高調波歪を改善する。チョークコイル１３４に代えて、アクティブ平滑フィルタ回路を整流回路１３２と平滑コンデンサ１０との間に接続するようにしてもよい。

（第５の実施形態）
上述の実施形態では、単相交流出力のインバータ回路を含む電力変換装置について説明をしたが、レグを追加することによって、３相交流出力のインバータ回路を含む電力変換装置とすることもできる。
図１２は、第５の実施形態の電力変換装置を例示するブロック図である。
図１２に示すように、電力変換装置１ｋは、３つのレグを有するインバータ回路１４ｋと、交流出力の線間電圧を検出する系統電圧検出部２２ａ，２２ｂ，２２ｃと、系統電圧検出部２２ａ，２２ｂ，２２ｃの検出結果から最大の線間電圧を検出する最大電圧検出回路１６０と、を備える。電力変換装置１ｋは、検出された３相交流出力電流および電圧に基づいて、各スイッチング素子４１〜４６を駆動する制御回路１８ｋを備えている。制御回路１８ｋは、３相のインバータ回路１４ｋを適切に駆動する。なお、インバータ回路は、上述した他の実施形態または変形例のインバータ回路を適用し、３相駆動する形態に容易に変形することができ、制御回路１８ｋおよび駆動部１９ｋは、制御するインバータ回路に適応するものが用いられる。

最大電圧検出回路１６０は、系統電圧検出部２２ａ，２２ｂ，２２ｃによって検出された各相の電圧が入力され、たとえば、各線間電圧の最大値またはピーク値を検出して、その値をホールドする。たとえば、時刻ｔ０において、Ｕ相−Ｖ相の線間電圧のピーク値が１００Ｖであり、Ｖ相−Ｗ相の線間電圧のピーク値が５０Ｖであり、Ｗ相−Ｕ相の線間電圧のピーク値が１０Ｖである場合には、Ｕ相−Ｖ相の線間電圧のピーク値をホールドする。最大電圧検出回路１６０は、ピークホールドされた電圧を出力電圧の検出値として入出力電圧比較回路２４に入力する。入出力電圧比較回路２４では、第１の実施形態において説明したように、出力電圧の検出値と、入力電圧検出部２０によって検出された入力電圧、すなわち平滑コンデンサ１０両端の電圧とを比較する。入出力電圧比較回路２４は、入力電圧が出力電圧以上であると判定した場合に、駆動回路２６を介して、逆流防止スイッチ素子１２をオンさせる。

このように、本実施形態の電力変換装置１ｋでも、系統６側から平滑コンデンサ１０への逆流電流を防止することができる。

（第６の実施形態）
一般的な太陽光発電システムでは、複数の太陽電池モジュールの出力を１つにまとめて１台のパワーコンディショナによって、交流電力への変換を行う。パワーコンディショナは、故障時のバックアップ等のために複数台の冗長運転を行うことがあるが、直流−交流変換装置としては１台に集中して交流配電を行う。このような太陽光発電システムでは、太陽電池モジュールを直列に接続して発電効率を最適化し、パワーコンディショナで最適電力点を探して交流を出力している。そのため、一部の太陽電池モジュールが木陰に入って発電量が低下した場合等には、太陽電池モジュール全体の出力が低下したり、出力遮断が問題となっている。

そこで、太陽電池モジュールごとに小型のインバータ（電力変換装置）を接続し、それぞれのインバータを系統に接続することによって、系統や受電機器に安定して交流電力を供給する方式が検討されている。このように、太陽電池モジュールとインバータとをペアにして、多数のペアを並列運転するためのインバータをマイクロインバータと呼ぶ。マイクロインバータを用いて太陽光発電システムを構築することによって、太陽電池モジュールごとに出力の最適化を図ることができる。したがって、一部の太陽電池モジュールの発電量が低下しても、全体のシステムのパフォーマンスを最適にすることができる。さらに、太陽電池モジュールとマイクロインバータとのペアごとに系統への接続数を増減させることによって、容易に出力電力の増減を図ることもできるというメリットがある。

一方で、マイクロインバータを用いた太陽光発電システムでは、複数のマイクロインバータの出力を並列接続するため、他のマイクロインバータの動作に基づいて、動作していないマイクロインバータの出力にも系統の電圧が印加され得る。そのような場合に、直流電力の供給を受けていないマイクロインバータでは、入力側の平滑コンデンサへ向かって大きな逆流電流を生じるとの問題がある。そこで、上述の実施形態の電力変換装置のように、平滑コンデンサと出力との間に直列に逆流防止スイッチ素子を追加することによって、出力側から平滑コンデンサへの逆流電流を防止する必要がある。

図１３は、第６の実施形態の太陽光発電システムを例示するブロック図である。
図１４は、図１３の太陽光発電システムの電力変換装置の一例を示すブロック図である。
図１３に示すように、本実施形態の太陽光発電システム１８０は、複数の太陽電池モジュール１８２ａ〜１８２ｘと、複数の電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘと、接続箱１８６と、制御装置１８８と、を備える。太陽電池モジュール１８２ａ〜１８２ｘは、太陽光等を受光して直流電力を発生する。太陽電池モジュール１８２ａ〜１８２ｘの出力は、複数の電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘの入力にそれぞれに接続される。複数の電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘの交流出力は、相ごとに接続される。なお、太陽電池モジュール１８２ａ〜１８２ｘのそれぞれは、同一の太陽電池モジュールであってもよく、一部またはすべてが異なる太陽電池モジュールであってもよい。また、電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘのそれぞれは、同一の電力変換装置であってもよく、一部またはすべてが異なる電力変換装置、たとえば、出力容量が相違し、もしくはインバータ回路の構成が相違する等してもよい。さらに、太陽電池モジュールおよび電力変換装置のペアの数は、複数台であればよく、台数の限定はされない。

複数の電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘのそれぞれは、上述した実施形態のうちのいずれかの電力変換装置を含む。電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘのうち動作可能な電力変換装置は、イネーブル信号２０２ａ〜２０２ｘを出力する。

接続箱１８６は、複数の電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘの出力が互いに接続された出力端子１８５と系統１９０との間に接続される。接続箱１８６は、複数の電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘの交流出力を束ねて系統１９０に接続し、または、系統１９０から遮断する。接続箱１８６は、たとえばリレーボックスであり、電力変換装置１８４ａから送信された投入許可信号２０４にしたがって、すべての電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘの交流出力と系統１９０との接続を確立し、または、接続を遮断する。

制御装置１８８は、制御部１８８ａと記憶部１８８ｂとを有する。制御装置１８８の制御部１８８ａは、複数の電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘのうちの動作可能な電力変換装置からイネーブル信号２０２ａ〜２０２ｘを受信する。制御部１８８ａは、システム全体として動作可能と判断した場合には、投入許可信号２０４を出力する。制御部１８８ａは、たとえばＣＰＵやＭＰＵなどのプロセッサである。制御部１８８ａは、たとえば記憶部１８８ｂに格納されたプログラムを読み出し、そのプログラムの各ステップを逐次実行することによって制御装置の各部を制御する。なお、煩雑さをさけるため図示しないが、制御装置１８８は、系統１９０から電力供給を受けて動作する。

図１４に示すように、電力変換装置１８４は、イネーブル信号２０２を出力する端子２０１を有する入出力電圧比較回路２１６を備える点で第１の実施形態の電力変換装置１と相違し、他の点で第１の実施形態の電力変換装置１と共通する。第１の実施形態の電力変換装置１と共通する部分については、説明を省略する。

電力変換装置１８４の入出力電圧比較回路２１６は、系統の交流出力の線間電圧と、自己の入力電圧とを比較して、入力電圧が交流出力電圧よりも高いときに逆流防止スイッチ素子１２を駆動するとともに、端子２０１からイネーブル信号２０２を出力する。なお、制御回路１８ｄは、入出力電圧比較回路２１６に対して、入力電圧および出力電圧のサンプリングタイミングを設定するようにしてもよい。

本実施形態の太陽光発電システム１８０の動作について説明する。
図１５は、電力変換装置の動作の手順を説明するためのフローチャートである。
図１６は、太陽光発電システムの動作の手順を説明するためのフローチャートである。
まず、図１５を用いて、電力変換装置１８４の動作の手順について説明する。以下のステップは、たとえばプログラムとして各電力変換装置１８４の記憶回路１７に格納されている。各電力変換装置の制御回路１８を含むＣＰＵは、このプログラムを記憶回路１７から読み出して、各ステップを逐次実行する。なお、以下の説明では、系統の交流は正常状態であるものとする。

太陽電池モジュール１８２に太陽光等が当たると、太陽電池モジュール１８２が直流電力を出力し、この直流電力によって、平滑コンデンサ１０は充電される。

ステップＳＴ１において、入力電圧検出部２０によって、入力電圧Ｖ１を検出する。ステップＳＴ２において、系統電圧検出部２２によって、系統１９０の線間電圧を検出する。

ステップＳＴ３において、入出力電圧比較回路２１６によって、系統１９０の線間電圧のピーク値をホールドして直流の出力電圧Ｖ２に変換する。

ステップＳＴ４において、入出力電圧比較回路２１６によって、入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２とを比較し、入力電圧Ｖ１が出力電圧Ｖ２以上であると判定された場合には、ステップＳＴ５において、駆動回路２６を駆動して、逆流防止スイッチ素子１２をターンオンするとともに、動作可能であることを表すイネーブル信号２０２を出力する。入力電圧が出力電圧よりも低い場合には、駆動回路２６はディセーブルを維持し、ステップＳＴ１に戻る。

駆動回路２６によって、逆流防止スイッチ素子１２をオンさせた後には、入力側からインバータ回路１４に電力を供給し、インバータ回路を動作させる。

次に、いくつかの電力変換装置１８４が動作した後に、太陽光発電システム１８０が動作する手順について、図１６を用いて制御装置１８８の動作として説明する。以下のステップは、たとえばプログラムとして制御装置１８８の記憶部１８８ｂに格納されている。ＣＰＵである制御部１８８ａは、このプログラムを記憶部１８８ｂから読み出して、各ステップを逐次実行する。制御装置１８８は、系統１９０から電力供給を受けているので、常時動作している。

ステップＳＴ１１において、制御装置１８８は、イネーブル信号２０２のいくつかを受信する。

ステップＳＴ１２において、制御装置１８８は、受信したイネーブル信号２０２に基づいて、投入許可の可否を判断する。

ステップＳＴ１３において、制御装置１８８は、受信したイネーブル信号が所定の条件を満たしたことによって、投入許可する場合には、投入許可信号２０４を出力する。なお、受信したイネーブル信号が所定の条件を満たさない場合には、ステップＳＴ１１に戻って、イネーブル信号の受信を待機する。

ステップＳＴ１４において、制御装置１８８が出力した投入許可信号２０４によって、接続箱１８６のリレーが駆動されて、太陽光発電システム１８０は、系統１９０と接続される。

イネーブル信号２０２に基づいて、投入許可を行う例として、たとえば、多数決によるものがあり、その他任意に設定してプログラムに組み込むことができる。

このように、本実施形態の太陽光発電システムでは、複数の電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘのうちのいずれかは、制御装置１８８の判断にしたがって、入力の直流電力が供給されない状態でも、交流系統に接続され得る。しかしながら、入出力電圧を比較して、入力電圧が出力電圧よりも低い場合には、逆流防止スイッチ素子１２によって、出力から平滑コンデンサ１０への逆流電流を防止することができる。したがって、本実施形態の太陽光発電システム１８０を構成するすべての電力変換装置１８４の平滑コンデンサ１０とインバータ回路１４との間に直列に逆流防止スイッチ素子１２を接続することによって、平滑コンデンサへの逆流電流を防止して、システムの信頼性を向上させ、安全性を確保することができる。

（第６の実施形態の変形例）
上述した太陽光発電システム１８０において、制御装置１８８のイネーブル信号２０２の監視機能を、電力変換装置に内蔵させるようにしてもよい。
図１７は、本変形例の太陽光発電システムを例示するブロック図である。
図１７に示すように、本実施形態の太陽光発電システム１８０ａは、複数の太陽電池モジュール１８２ａ〜１８２ｙと、複数の電力変換装置１８４ａ〜１８４ｙと、接続箱１８６と、を備える。複数の太陽電池モジュール１８２ａ〜１８２ｘ、複数の電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘ、および接続箱１８６については、第６の実施形態の太陽光発電システム１８０と同一である。本変形例の太陽光発電システム１８０ａでは、電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘから送信されるイネーブル信号２０２を受信して、システムの動作を判断する機能を有する電力変換装置１８４ｙを有している。電力変換装置１８４ｙと、他の電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘは、マスタ・スレーブの関係にある。以下では、システムの動作を判断する機能を有する電力変換装置１８４ｙをマスタと呼び、他の電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘをスレーブと呼ぶことがある。

図１８は、マスタの電力変換装置１８４ｙを例示するブロック図である。
図１８に示すように、マスタの電力変換装置１８４ｙは、イネーブル信号２０２ａ〜２０２ｘが入力される端子２０３ａ〜２０３ｘと、投入許可信号２０４を出力する端子２０５とを有する制御回路１８ｄを備える。マスタの電力変換装置１８４ａは、内部電源回路２１０を備える。電力変換装置１８４ａの他の構成については、第１の実施形態等の電力変換装置と同じものを用いることができる。

制御回路１８ｄは、インバータ回路の制御のほか、スレーブの電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘが動作可能である場合に、イネーブル信号２０２ａ〜２０２ｘを端子２０３ａ〜２０３ｘに入力して、これらのイネーブル信号２０２ａ〜２０２ｘが所定の条件を満たした場合に、投入許可信号２０４を端子２０５から出力する。また、制御回路１８ｄは、入出力電圧比較回路２４と接続されており、自己の入出力電圧の状態を検出する。なお、制御回路１８は、入出力電圧比較回路２４に対して、入力電圧および出力電圧のサンプリングタイミングを設定するようにしてもよい。

内部電源回路２１０は、逆流防止ダイオード２１１と、蓄電素子２１２と、安定化電源回路２１３と、電流制限抵抗２１４と、を含む。太陽電池モジュールが直流電力を出力しているときに、逆流防止ダイオード２１１および電流制限抵抗２１４を通して、安定化電源回路２１３により安定化された電源を制御回路１８ｄ等の電力変換装置１８４ｙの内部の各部に電力を供給するとともに、蓄電素子２１２に直流電力を蓄える。マスタの電力変換装置１８４ｙは、太陽電池モジュール１８２ｙが直流電力を出力していない場合であっても、制御回路１８ｄにおいてスレーブの電力変換装置１８４ａ〜１８４ｘの動作状態を認識する必要があるので、蓄電素子２１２から内部に電力供給する。蓄電素子２１２は、たとえば電解コンデンサ等のコンデンサであり、コンデンサを二次電池に置き換えてもよい。

本変形例の太陽光発電システム１８０ａでは、第６の実施形態の太陽光発電システム１８０の制御装置１８８をマスタの電力変換装置１８４ｙで置き換えて動作させることができる。すなわち、マスタの電力変換装置１８４ｙは、図１５の動作手順にしたがって、プログラムの各ステップが実行される。プログラムは、記憶回路１７に格納されており、ＣＰＵである制御回路１８ｄは、このプログラムを記憶回路１７から読み出して、各ステップを逐次実行する。

なお、上述では、マスタの電力変換装置とスレーブの電力変換装置との構成を別々に設定する場合について説明をしたが、これらを共通に備えることとして１種類の電力変換装置としてもよい。その場合には、制御回路のプログラムを変更することによって、マスタおよびスレーブの電力変換装置を設定することが可能である。

第６の実施形態およびその変形例では、太陽電池モジュール１８２を入力電源装置とする太陽光発電システムについて説明したが、入力電源装置の一部または全部を他の発電装置に置き換えて、系統連系システムを構築することができるのはいうまでもない。たとえば、第１〜第５の実施形態で言及した燃料電池等による直流発電装置や、ガス、石油等の化石燃料の燃焼によって発電する発電機、あるいは風力発電機等を入力電源装置として用いてもよい。また、系統連携システムでは、太陽電池モジュールとこれらの入力電源装置が混在するようにしてもよい。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他のさまざまな形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明およびその等価物の範囲に含まれる。また、前述の各実施形態は、相互に組み合わせて実施することができる。

１〜１ｋ 電力変換装置、２ 入力電源装置、２ａ，２ｂ 端子、３ａ 高電位入力端子、３ｂ 低電位入力端子、３ｃ，３ｄ 交流出力端子、４ リレーボックス、６ 系統、１０ 平滑コンデンサ、１２ 逆流防止スイッチ素子、１３ａ ＭＯＳＦＥＴ、１３ｂ 寄生ダイオード、１４〜１４ｋ インバータ回路、１５ａ 高電位入力端子、１５ｂ 低電位入力端子、１５ｃ，１５ｄ 交流出力端子、１７ 記憶回路、１８ 制御回路、１９ 駆動部、２０ 入力電圧検出部、２１ａ 電流検出部、２１ｂ 電圧検出部、２２，２２ａ 系統電圧検出部、２４ 入出力電圧比較回路、２５ ピークホールド部、２６，２６ａ 駆動回路、２７ 昇圧部、３１，３２ レグ、３４ａ，３４ｂ 高周波交流出力端子、３５ フィルタ部、４１ 第１ハイサイドスイッチング素子、４２ 第１ローサイドスイッチング素子、４３ 第２ハイサイドスイッチング素子、４４ 第２ローサイドスイッチング素子、４５ 第３ハイサイドスイッチング素子、４６ 第３ローサイドスイッチング素子、４１ａ 第１ハイサイドスイッチング素子、４２ａ 第１ローサイドスイッチング素子、４３ａ 第２ハイサイドスイッチング素子、４４ａ 第２ローサイドスイッチング素子、４５ａ 第３ハイサイドスイッチング素子、４６ａ 第３ローサイドスイッチング素子、４７ａ 第４ハイサイドスイッチング素子、４８ａ 第４ローサイドスイッチング素子、５１〜５６ 還流ダイオード、５１ａ〜５８ａ 還流ダイオード、６０ 内部電源回路、６１ 逆流防止ダイオード、６２ 蓄電素子、６３ 安定化電源部、６４ 電流制限抵抗、６６ 抵抗器、７１，７２ 補助スイッチング素子、７１ａ，７２ａ 補助電源、７３，７４ 還流ダイオード、８１ 逆電圧印加回路、８２ 逆電圧印加スイッチ、８３ 駆動用電源、８４ 駆動部、１００ 平滑コンデンサ、１０１，１０２ コンデンサ、１０３ ノード、１１１〜１１４ クランプダイオード、１１１ａ〜１１４ａ ノード、１２１，１２２ 双方向スイッチング素子、１３０ 入力電源装置、１３１ａ〜１３１ｃ 出力、１３２ 整流回路、１３２ａ〜１３２ｃ 交流入力、１３２ｄ 高電位出力、１３２ｅ 低電位出力、１３４ チョークコイル、１６０ 最大電圧検出回路、１８０，１８０ａ 太陽光発電システム、１８２〜１８２ｙ 太陽電池モジュール、１８４〜１８４ｙ 電力変換装置、１８５ 出力端子、１８６ 接続箱、１９０ 系統、２０２〜２０２ｘ イネーブル信号、２０４ 投入許可信号、２１０ 内部電源回路、２１１ 逆流防止ダイオード、２１２ 蓄電素子、２１３ 安定化電源回路、２１４ 電流制限抵抗、２１６ 入出力電圧比較回路

Claims (20)

1. 高電位ノードと低電位ノードとの間に接続された平滑コンデンサと、
   前記高電位ノードおよび前記低電位ノードとにそれぞれ接続された高電位入力端子および低電位入力端子と、系統に接続された第１交流出力端子および第２交流出力端子と、を含むインバータ回路と、
   前記平滑コンデンサと、前記インバータ回路との間に直列に接続されたスイッチ素子と、
   前記平滑コンデンサの両端の電圧および前記系統の線間電圧を検出して比較する検出部と、
   を備え、
   前記インバータ回路は、
   前記高電位入力端子と前記第１交流出力端子との間で、前記第１交流出力端子から前記高電位入力端子に向かって電流が流れるように接続された第１還流ダイオードと、
   前記第１交流出力端子と前記低電位入力端子との間で、前記低電位入力端子から前記第１交流出力端子に向かって電流が流れるように接続された第２還流ダイオードと、
   前記高電位入力端子と前記第２交流出力端子との間で、前記第２交流出力端子から前記高電位入力端子に向かって電流が流れるように接続された第３還流ダイオードと、
   前記第２交流出力端子と前記低電位入力端子との間で、前記低電位入力端子から前記第２交流出力端子に向かって電流が流れるように接続された第４還流ダイオードと、
   を含み、
   前記検出部は、
   前記平滑コンデンサの両端の電圧が前記系統の線間電圧よりも低い場合には、前記スイッチ素子をオフにし、前記平滑コンデンサの両端の電圧が前記系統の線間電圧と等しいか高い場合には、前記スイッチ素子をオンにする電力変換装置。
2. 前記スイッチ素子は、前記高電位ノードと前記高電位入力端子との間に接続された請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記スイッチ素子は、前記低電位ノードと前記低電位入力端子との間に接続された請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴおよびＳＣＲのうちのいずれか１つである請求項１〜３のいずれか１つに記載の電力変換装置。
5. 前記スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴであり、前記ＭＯＳＦＥＴに内蔵された寄生ダイオードが、前記系統から前記平滑コンデンサに向かう電流を遮断する向きに接続された請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記スイッチ素子は、ワイドバンドギャップ半導体を含むＭＯＳＦＥＴを有する請求項５記載の電力変換装置。
7. 前記インバータ回路は、
   前記高電位入力端子と前記第１交流出力端子との間に接続された第１ハイサイドスイッチング素子と、
   前記第１交流出力端子と前記低電位入力端子との間に接続された第１ローサイドスイッチング素子と、
   前記高電位入力端子と前記第２交流出力端子との間に接続された第２ハイサイドスイッチング素子と、
   前記第２交流出力端子と前記低電位入力端子との間に接続された第２ローサイドスイッチング素子と、
   を含む請求項１〜６のいずれか１つに記載の電力変換装置。
8. キャリア信号と変調信号とに基づいてＰＷＭ制御信号を生成する制御回路をさらに備え、
   前記制御回路は、前記ＰＷＭ信号にしたがって、前記第１ハイサイドスイッチング素子および前記第１ローサイドスイッチング素子を駆動し、前記系統への出力電圧の極性に応じて、前記第２ハイサイドスイッチング素子および前記第２ローサイドスイッチング素子を駆動する請求項７記載の電力変換装置。
9. 前記第１ハイサイドスイッチング素子の出力寄生容量を前記第１ローサイドスイッチング素子のターンオンの前に充電する第１予備充電回路と、
   前記第１ローサイドスイッチング素子の出力寄生容量を前記第１ハイサイドスイッチング素子のターンオンの前に充電する第２予備充電回路と、
   をさらに備えた請求項８記載の電力変換装置。
10. 前記第１ハイサイドスイッチング素子のターンオンの前に前記第２還流ダイオードの両端に逆電圧を印加する第１逆電圧印加回路と、
    前記第１ローサイドスイッチング素子のターンオンの前に前記第１還流ダイオードの両端に逆電圧を印加する第２逆電圧印加回路と、
    をさらに備えた請求項８記載の電力変換装置。
11. 前記平滑コンデンサは、直列に接続された２つのコンデンサを含み、
    前記インバータ回路は、前記２つのコンデンサが直列に接続されたノードと、前記第１交流出力端子との間に接続された第１双方向スイッチング素子と、前記ノードと、前記第２交流出力端子との間に接続された第２双方向スイッチング素子と、を含む請求項７記載の電力変換装置。
12. 前記第１ハイサイドスイッチング素子および前記第１ローサイドスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を含む請求項７〜１１のいずれか１つに記載の電力変換装置。
13. 前記第１還流ダイオードおよび前記第２還流ダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体を含む請求項７〜１１のいずれか１つに記載の電力変換装置。
14. 直列に接続されて、高電位ノードと低電位ノードとの間に接続された２つの平滑コンデンサと、
    前記高電位ノードおよび前記低電位ノードとにそれぞれ接続された高電位入力端子および低電位入力端子と、系統に接続された第１交流出力端子および第２交流出力端子と、を含むインバータ回路と、
    前記平滑コンデンサと、前記インバータ回路との間に直列に接続されたスイッチ素子と、
    前記平滑コンデンサの両端の電圧および前記系統の線間電圧を検出して比較する検出部と、
    を備え、
    前記インバータ回路は、
    前記高電位入力端子と前記第１交流出力端子との間で、前記第１交流出力端子から前記高電位入力端子に向かって電流が流れるように接続された第１還流ダイオードと、
    前記第１交流出力端子と前記低電位入力端子との間で、前記低電位入力端子から前記第１交流出力端子に向かって電流が流れるように接続された第２還流ダイオードと、
    前記高電位入力端子と前記第１還流ダイオードとの間で、前記第１交流出力端子から前記高電位入力端子に向かって電流が流れるように接続された第３還流ダイオードと、
    前記第２還流ダイオードと前記低電位入力端子との間で、前記低電位入力端子から前記第１交流出力端子に向かって電流が流れるように接続された第４還流ダイオードと、
    前記高電位入力端子と前記第２交流出力端子との間で、前記第２交流出力端子から前記高電位入力端子に向かって電流が流れるように接続された第５還流ダイオードと、
    前記第２交流出力端子と前記低電位入力端子との間で、前記低電位入力端子から前記第２交流出力端子に向かって電流が流れるように接続された第６還流ダイオードと、
    前記第１還流ダイオードに並列に接続された第１ハイサイドスイッチング素子と、
    前記第２還流ダイオードに並列に接続された第１ローサイドスイッチング素子と、
    前記第３還流ダイオードに並列に接続された第２ハイサイドスイッチング素子と、
    前記第４還流ダイオードに並列に接続された第２ローサイドスイッチング素子と、
    前記第５還流ダイオードに並列に接続された第３ハイサイドスイッチング素子と、
    前記第６還流ダイオードに並列に接続された第３ローサイドスイッチング素子と、
    前記２つの平滑コンデンサが直列に接続された第１ノードと、前記第１ハイサイドスイッチング素子と前記第２ハイサイドスイッチング素子とが接続された第２ノードとの間で、前記第１ノードから前記第２ノードに向かって電流が流れるように接続された第１クランプダイオードと、
    前記第１ノードと、前記第１ローサイドスイッチング素子と前記第２スイッチング素子とが接続された第３ノードとの間で、前記第３ノードから前記第１ノードに向かって電流が流れるように接続された第２クランプダイオードと、
    を含み、
    前記検出部は、
    前記平滑コンデンサの両端の電圧が前記系統の線間電圧よりも低い場合には、前記スイッチ素子をオフにし、前記平滑コンデンサの両端の電圧が前記系統の線間電圧と等しいか高い場合には、前記スイッチ素子をオンにする電力変換装置。
15. 前記インバータ回路は、
    前記高電位入力端子と前記第５還流ダイオードとの間で、前記第２交流出力端子から前記高電位入力端子に向かって電流が流れるように接続された第７還流ダイオードと、
    前記第７還流ダイオードと前記低電位入力端子との間で、前記低電位入力端子から前記第２交流出力端子に向かって電流が流れるように接続された第８還流ダイオードと、
    前記第７還流ダイオードに並列に接続された第４ハイサイドスイッチング素子と、
    前記第８還流ダイオードに並列に接続された第４ローサイドスイッチング素子と、
    前記第１ノードと、前記第３ハイサイドスイッチング素子と第４ハイサイドスイッチング素子とが接続された第４ノードとの間で、前記第１ノードから前記第４ノードに向かって電流が流れるように接続された第３クランプダイオードと、
    前記第１ノードと、前記第３ローサイドスイッチング素子と前記第４ローサイドスイッチング素子とが接続された第５ノードとの間で、前記第５ノードから前記第１ノードに向かって電流が流れるように接続された第４クランプダイオードと、
    を含む請求項１４記載の電力変換装置。
16. 前記第１ハイサイドスイッチング素子、前記第２ハイサイドスイッチング素子、前記第１ローサイドスイッチング素子、および前記第２ローサイドスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体を含む請求項１４または１５に記載の電力変換装置。
17. 前記第１還流ダイオード、前記第２還流ダイオード、前記第３還流ダイオード、および前記第４還流ダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体を含む請求項１４または１５に記載の電力変換装置。
18. 複数の太陽電池モジュールと、
    前記複数の太陽電池モジュールをそれぞれ入力して、系統に交流電力を供給する複数の電力変換装置と、
    前記複数の電力変換装置のうち動作している電力変換装置の台数に基づいて投入可否を判断する制御装置と、
    互いの出力が接続された前記複数の電力変換装置の出力と、前記系統と、の間で直列に接続され、前記制御装置によって駆動されるリレースイッチと、
    を備え、
    前記複数の電力変換装置のそれぞれは、
    高電位ノードと低電位ノードとの間に接続された平滑コンデンサと、
    前記高電位ノードおよび前記低電位ノードとにそれぞれ接続された高電位入力端子および低電位入力端子と、交流系統に接続された第１交流出力端子および第２交流出力端子と、を含むインバータ回路と、
    前記平滑コンデンサと、前記インバータ部との間に直列に接続されたスイッチ素子と、
    前記平滑コンデンサの両端の電圧と、前記系統の線間電圧と、検出して比較する検出部と、
    を有し、
    前記インバータ回路は、
    前記高電位入力端子と前記第１交流出力端子との間で、前記第１交流出力端子から前記高電位入力端子に向かって電流が流れるように接続された第１還流ダイオードと、
    前記第１交流出力端子と前記低電位入力端子との間で、前記低電位入力端子から前記第１交流出力端子に向かって電流が流れるように接続された第２還流ダイオードと、
    前記高電位入力端子と前記第２交流出力端子との間で、前記第２交流出力端子から前記高電位入力端子に向かって電流が流れるように接続された第３還流ダイオードと、
    前記第２交流出力端子と前記低電位入力端子との間で、前記低電位入力端子から前記第２交流出力端子に向かって電流が流れるように接続された第４還流ダイオードと、
    を含み、
    前記検出部は、
    前記平滑コンデンサの両端の電圧が前記系統の線間電圧よりも低い場合には、前記スイッチ素子をオフにし、前記平滑コンデンサの両端の電圧が前記系統の線間電圧と等しいか高い場合には、前記スイッチ素子をオンにする太陽光発電システム。
19. 高電位ノードと低電位ノードとの間に接続された平滑コンデンサと、前記高電位ノードおよび前記低電位ノードとにそれぞれ接続された高電位入力端子および低電位入力端子と、系統に接続された第１交流出力端子および第２交流出力端子と、を含み、前記第１交流出力端子から前記高電位入力端子または前記低電位入力端子から前記第２交流出力端子に向かって電流が流れる向きに接続されたダイオードを含むインバータ回路と、前記平滑コンデンサと、前記インバータ回路との間に直列に接続されたスイッチ素子と、前記平滑コンデンサの両端の電圧および前記系統の線間電圧を検出して比較する検出部と、を備えた電力変換装置の逆流電流防止方法であって、
    検出部によって、前記平滑コンデンサの両端の電圧と、前記系統の線間電圧と、を検出するステップと、
    前記検出部によって、前記平滑コンデンサの両端の電圧と、前記系統の線間電圧と、を比較するステップと、
    前記平滑コンデンサの両端の電圧が、前記系統の線間電圧よりも低い場合には、前記検出部によって、前記スイッチ素子をオフさせるステップと、
    前記平滑コンデンサの両端の電圧が、前記系統の線間電圧と等しいか高い場合には、前記検出部によって、前記スイッチ素子をオンさせるとともに、前記電力変換装置が動作可能であることを表す信号を出力するステップと、
    を有する逆流電流防止方法。
20. 請求項１９に記載された方法の各ステップを有する逆流電流防止プログラム。

Images