JP5974516B2 - ５レベル電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、半導体電力変換装置の回路構成技術に関するもので、特に５個の電圧レベルを直接出力する５レベル電力変換装置に関する。

図１８に、従来技術としての５レベルインバータ回路の１相分を示す。図１８において、直流単電源ｂ１１、ｂ１２、ｂ２１、ｂ２２が直列に接続された直流組電源ＢＡ２の正極と負極との間には、半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）Ｑ１〜Ｑ８の直列回路が接続され、直列回路の中間接続点である半導体スイッチＱ４とＱ５の接続点が交流出力点Ｕとなっている。また半導体スイッチＱ１とＱ２の接続点と半導体スイッチＱ５とＱ６の接続点との間には、ダイオードＤ１とＤ４が直列接続されたダイオード直列アームＤＡ１が接続され、ダイオード直列アームＤＡ１内部の直列接続点は直流単電源ｂ１１とｂ１２との接続点に接続される。同様に、半導体スイッチＱ２とＱ３の接続点と半導体スイッチＱ６とＱ７の接続点との間には、ダイオードＤ２とＤ５が直列接続されたダイオード直列アームＤＡ２が接続され、ダイオード直列アームＤＡ２内部の直列接続点は直流単電源ｂ１２とｂ２１の接続点に接続される。半導体スイッチＱ３とＱ４の接続点と半導体スイッチＱ７とＱ８の接続点との間には、ダイオードＤ３とＤ６が直列接続されたダイオード直列アームＤＡ３が接続され、ダイオード直列アームＤＡ３内部の直列接続点は直流単電源ｂ２１1とｂ２２の接続点に接続される。
ここで、各直流単電源の電圧をＥとし、直流組電源ＢＡ２の中間接続点の電位を０とすると、直流組電源ＢＡ２の正極の電位は＋２Ｅ、負極の電位は−２Ｅとなる。

この様な回路構成において、半導体スイッチＱ１〜Ｑ４をオンさせ、半導体スイッチＱ５〜Ｑ８をオフにすると、交流出力点Ｕには＋２Ｅの電圧が、半導体スイッチＱ２〜Ｑ５をオン、Ｑ６〜Ｑ８及びＱ１をオフとすると、交流出力点Ｕには＋１Ｅの電圧が、各々出力される。また、半導体スイッチＱ３〜Ｑ６をオン、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ１、Ｑ２をオフとすると、交流出力点Ｕには零電圧が出力される。半導体スイッチＱ４〜Ｑ７をオン、Ｑ１〜Ｑ３及びＱ８をオフとすると、交流出力点Ｕには−１Ｅの電圧が、半導体スイッチＱ５〜Ｑ８をオン、Ｑ１〜Ｑ４をオフとすると、交流出力点Ｕには−２Ｅの電圧が、各々出力される。この様に、各半導体スイッチＱ１〜Ｑ８のオンオフ動作を調節することにより、交流出力点Ｕには、５個のレベルの電圧を出力することができる。尚、図１８に示す回路の詳細な動作については、特許文献１に開示されている。

特開２００６−２７１０４２号公報

図１８に示す回路においては、直流組電源ＢＡ２から交流出力点Ｕに電圧を出力する時に電流が通過する半導体スイッチの数が最大４直列となる。そのため、半導体スイッチにおける定常オン損失が大きくなり、装置全体の変換効率が低下し、さらに、小形化と低価格化が困難となる問題がある。

また、交流出力点Ｕから出力される電圧及び電流が正負対称な交流波形の場合であっても、直流単電源ｂ１１、ｂ１２、ｂ２１、ｂ２２の分担する電力は原理的に等しくならないため、各々独立した直流電源が必要である。そのため、入力となる直流組電源ＢＡ２には、独立に電力を供給できる４つの単電源が必要となり、装置を製作する上で大きな制約となる。従って、本発明の課題は、従来に比べ出力電流が通過する半導体スイッチの数を低減させることにより発生損失を低減させ、さらに直流入力電源として２つの単電源で動作可能な５レベル電力変換装置を提供することにある。

上述の課題を解決するために、第１の発明においては、第１及び第２の直流電源が直列接続され、３つの端子を備えた直流電源回路と、前記直流電源回路と並列接続される、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチを２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の中間接続点に接続される二つの半導体スイッチの直列接続回路部である第２の半導体スイッチ直列回路と並列接続される、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ素子を２個直列接続して構成した第３の半導体スイッチ直列回路と、前記第３の半導体スイッチ直列回路と並列接続されるコンデンサと、前記第３の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と前記第１及び第２の直流電源の直列接続点との間に接続される第１の交流スイッチと、を備え、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点を交流端子とし、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と前記第３の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第２の交流スイッチを接続する。

第２の発明においては、第１の発明における前記第２の半導体スイッチ直列回路と直流電源の正極又は負極との間に接続される半導体スイッチとして、複数個の半導体スイッチの直列回路を用いる。

第３の発明においては、第１〜第２の発明で、前記第１の半導体スイッチ直列回路における第２の半導体スイッチ直列回路を構成する半導体スイッチ以外の半導体スイッチは各々個別の制御信号により駆動する。

本発明では、第１の主回路構成においては、第１及び第２の直流電源が直列接続され、３つの端子を備えた直流電源回路と、前記直流電源回路と並列接続される、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ素子を２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の中間接続点に接続される二つの半導体スイッチの直列接続回路部である第２の半導体スイッチ直列回路と並列接続される、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチを２個直列接続して構成した第３の半導体スイッチ直列回路と、前記第３の半導体スイッチ直列回路と並列接続されるコンデンサと、前記第３の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と前記第１及び第２の直流電源の直列接続点との間に接続される第１の交流スイッチと、を備え、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点を交流端子としている。この結果、２個の直流電源から５レベルの電圧を出力することが可能で、また電流が通過する半導体の素子数を減少させることができる。また、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と前記第３の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第２の交流スイッチを接続することにより、電流が通過する半導体の素子数をさらに減少させることができる。結果として、装置の高効率化、低価格化、小形化が可能となる。

本発明の第１の実施例を示す回路図である。 図１の交流出力波形例を示す。 図１の回路の動作モードを示すモード図である。 本発明の第２の実施例を示す回路図である。 図４の回路の動作モードを示すモード図である。 本発明の第３の実施例を示す回路図である。 図６の回路の動作モードを示すモード図である。 本発明の第４の実施例を示す回路図である。 図８の回路の動作モードを示すモード図である。 本発明の第５の実施例を示す回路図である。 図１０の交流出力波形例を示す。 図１０の回路の動作モードを示すモード図である。 本発明の第６の実施例を示す回路図である。 本発明の第７の実施例を示す回路図である。 図１４の回路の動作モードを示すモード図である。 本発明の第８の実施例を示す回路図である。 図１６の回路の動作モードを示すモード図である。 従来の５レベルインバータ回路例である。

本発明の第1の要点は、第１及び第２の直流電源が直列接続され、３つの端子を備えた直流電源回路と、前記直流電源回路と並列接続される、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチを２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の中間接続点に接続される二つの半導体スイッチ素子の直列接続回路部である第２の半導体スイッチ直列回路と並列接続される、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチを２個直列接続して構成した第３の半導体スイッチ直列回路と、前記第３の半導体スイッチ直列回路と並列接続されるコンデンサと、前記第３の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と前記第１及び第２の直流電源の直列接続点との間に接続される第１の交流スイッチ（双方向スイッチとも言う）と、を備え、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点を交流端子としている点である。

第２の要点は、第１及び第２の直流電源が直列接続され、３つの端子を備えた直流電源回路と、前記直流電源回路と並列接続される、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチを２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の中間接続点に接続される二つの半導体スイッチの直列接続回路部である第２の半導体スイッチ直列回路と並列接続される、第1の交流スイッチとダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ２個を直列接続した第３の半導体スイッチ直列回路と第２の交流スイッチとの直列回路と、前記第２の半導体スイッチ直列回路に並列接続されるコンデンサとを備え、前記第３の半導体スイッチ直列回路の直列接続点と前記直流電源回路の直列接続点とを接続し、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点を交流端子としている点である。

図１に、本発明の第1の実施例を示す。図１は、5レベルインバータの１相分を示す回路図である。この回路を３回路使用すると３相インバータを、２回路使用すると単相インバータを、各々実現することができる。直流組電源ＢＡ１は、各々が２Eの電圧を持つ直流単電源ｂ１とｂ２とが直列に接続された構成で、正極、零極及び負極の３端子を備えている。半導体スイッチとしては、ＩＧＢＴを適用した例である。この５レベルインバータ回路は、ＩＧＢＴＱ２とＱ３とを直列接続した半導体スイッチ直列回路ＱＡ１と、ＩＧＢＴＱ５とＱ６とを直列接続した半導体スイッチ直列回路ＱＡ２と、コンデンサＣ１とが、並列接続され、直流組電源ＢＡ１の正極と半導体スイッチ直列回路ＱＡ１の一方の端子との間にはＩＧＢＴＱ１が、直流組電源ＢＡ１の負極と半導体スイッチ直列回路ＱＡ１の他方の端子との間にはＩＧＢＴＱ４が、半導体スイッチ直列回路ＱＡ２の内部接続点と直流組電源ＢＡ１の零極との間には、逆耐圧を持つ半導体スイッチ（逆阻止形ＩＧＢＴ）ＱＲ１とＱＲ２とを逆並列接続した交流スイッチ（双方向スイッチとも言う）ＳＷ１が、各々接続され、半導体スイッチ直列回路ＱＡ１内部の直列接続点が交流端子Ｕとなる。

この様な回路構成における動作波形例を図２に、動作モードを図３に示す。「モード１」は、ＩＧＢＴＱ１とＱ２をオン、ＩＧＢＴＱ４及び交流スイッチＳＷ１のＩＧＢＴＱＲ１をオフさせ、交流出力点Ｕに＋２Ｅの電圧を出力するモードである。この時、出力電流が通過する半導体スイッチは、ＩＧＢＴＱ１とＱ２の２個となる。さらにＩＧＢＴＱ５とＱ３をオフ、ＩＧＢＴＱ６をオンにすることで、半導体スイッチに印加される電圧は以下となる。即ち、ＩＧＢＴＱＲ１に印加される電圧は、直流単電源ｂ１の電圧（＋２Ｅ）からコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を減算した電圧に、ＩＧＢＴＱ４に印加される電圧は、直流組電源ＢＡ１の正極と負極との間の電圧４ＥからコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を減算した電圧に、ＩＧＢＴＱ５に印加される電圧はコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１に、各々クランプされる。この時、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が１Ｅに制御されておれば、交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ５、Ｑ４のクランプ電圧は、各々１Ｅ、１Ｅ、１Ｅ、３Ｅとなる。

「モード２」は、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３をオン、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５及び交流スイッチＳＷ１のＱＲ１をオフさせ、交流出力点Ｕに直流単電源ｂ１の電圧（＋２Ｅ）からコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を減算した電圧を出力するモードである。この時、出力電流が通過する半導体スイッチは、ＩＧＢＴＱ１とＱ３の２個となる。さらにＩＧＢＴＱ６をオンしておくことで、交流スイッチＳＷ１にかかる電圧は直流単電源ｂ１の電圧（＋２Ｅ）からコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を減算した電圧に、ＩＧＢＴＱ２とＱ５にかかる電圧はコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１に、各々クランプされる。また、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が１Ｅに制御されておれば、交流出力点Ｕの電圧は＋１Ｅとなり、交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ５、Ｑ４のクランプ電圧は、各々１Ｅ、１Ｅ、１Ｅ、３Eとなる。

「モード３」は、交流スイッチＳＷ１及びＩＧＢＴＱ２とＱ６をオンさせ、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ４及びＱ５をオフさせ、交流出力点Ｕに＋ＶＣ１の電圧を出力するモードである。この時、出力電流が通過する半導体スイッチは、交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ６とＱ２の３個となる。また、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が＋１Ｅに制御されておれば、交流出力点Ｕの電圧は＋１Ｅとなり、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５のクランプ電圧は、各々１Ｅ、１Ｅ、２Ｅ、１Ｅとなる。

「モード４」は、交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ３とＱ６をオン、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５をオフさせ、交流出力点Ｕに零電圧を出力するモードである。この時、出力電流が通過する半導体スイッチは、交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ６とＱ３の３個となる。また、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が＋１Ｅに制御されておれば、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５のクランプ電圧は、各々１Ｅ、１Ｅ、２Ｅ、１Ｅとなる。

「モード５」は、交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ５とＱ２をオン、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ６をオフさせ、交流出力点Ｕに零電圧を出力するモードである。この時、出力電流が通過する半導体スイッチは、交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ５とＱ２の３個となる。また、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が＋１Ｅに制御されておれば、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ６のクランプ電圧は、各々２Ｅ、１Ｅ、１Ｅ、１Ｅとなる。

「モード６」は、交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ３とＱ５をオン、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ４及びＱ６をオフさせ、交流出力点Ｕに−ＶＣ１の電圧が出力されるモードである。この時、出力電流が通過する半導体スイッチは、交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ５とＱ３の３個となる。また、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が＋１Ｅに制御されておれば、交流出力点Ｕの電圧は−１Ｅとなり、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のクランプ電圧は、各々２Ｅ、１Ｅ、１Ｅ、１Ｅとなる。

「モード７」は、ＩＧＢＴＱ２とＱ４をオン、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６及び交流スイッチＳＷ１のＱＲ２をオフさせると交流出力点Ｕに−２Ｅ＋ＶＣ１の電圧が出力されるモードである。この時、出力電流が通過する半導体スイッチはＩＧＢＴＱ４とＱ２の２個となる。さらに、ＩＧＢＴＱ５をオンしておくことで、交流スイッチＳＷ１に印加される電圧は、直流単電源ｂ２の電圧（−２Ｅ）にコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を加算した電圧に、ＩＧＢＴＱ３とＱ６に印加される電圧はコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１にクランプされる。また、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が１Ｅに制御されておれば、交流出力点Ｕの電圧は−１Ｅとなり、交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６のクランプ電圧は、各々１Ｅ、３Ｅ、１Ｅ、１Ｅとなる。

「モード8」は、ＩＧＢＴＱ３とＱ４をオン、Q１及び交流スイッチＳＷ１のＱＲ２をオフさせ、交流出力点Ｕに−２Ｅの電圧を出力するモードである。この時、出力電流が通過する半導体スイッチはＩＧＢＴＱ３とＱ４の２個となる。さらに、ＩＧＢＴＱ２とＱ６をオフ、ＩＧＢＴＱ５をオンにすることで、交流スイッチＳＷ１に印加される電圧は、直流単電源ｂ２の電圧（−２Ｅ）にコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を加算した電圧に、ＩＧＢＴＱ１に印加される電圧は、直流組電源ＢＡ１の正極と負極間の電圧（４Ｅ）からコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を減算した電圧に、ＩＧＢＴＱ６に印加される電圧はＶＣ１に、各々クランプされる。この時、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が１Ｅに制御されておれば、交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ６のクランプ電圧は、各々１Ｅ、３Ｅ、１Ｅ、１Ｅとなる。

上記の「モード１」〜「モード８」により、交流出力点Ｕには＋２Ｅ、＋１Ｅ、０、−１Ｅ、−２Ｅの５レベルの電圧が出力可能になる。ここで、「モード２」と「モード３」は共に＋１Ｅの出力となっているが、「モード２」においては交流出力点Ｕからの交流出力電流ｉの向きが正の時を考えるとコンデンサＣ１は充電されることになり、逆に「モード３」においてコンデンサＣ１は放電されることになる。同様に交流出力点Ｕに−１Ｅを出力している時の「モード６」と「モード７」についても同じ関係となっている。そのため、交流出力点Ｕに＋１Ｅの電圧を出力する時には「モード２」又は「モード３」、−１Ｅを出力する時には「モード６」又は「モード７」を任意に選択することにより、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１の調整が可能になり、ＶＣ１を常に１Ｅ近辺に制御する事ができる。

図４に、本発明の第２の実施例の回路図を、図５にその動作モードを示す。第1の実施例との相違点は、ＩＧＢＴＱ２とＱ３とを直列接続した半導体スイッチ直列回路ＱＡ１内部の直列接続点と、ＩＧＢＴＱ５とＱ６とを直列接続した半導体スイッチ直列回路ＱＡ２内部の直列接続点との間に、逆耐圧を持つＩＧＢＴＱＲ３とＱＲ４とを逆並列接続した交流スイッチＳＷ２が追加接続されている点である。その動作は、「モード１」〜「モード８」の全モードにおいて、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６及び交流スイッチＳＷ１の動作は第1の実施例の回路（図１）と同じである。また、追加した交流スイッチＳＷ２のＩＧＢＴＱＲ３とＱＲ４の動作は、各々ＱＲ３は「モード１」〜「モード３」の各モードにおいてオフ、「モード４」〜「モード８」の各モードにおいてオンさせ、ＱＲ４は「モード１」〜「モード５」の各モードにおいてオン、「モード５」〜「モード８」の各モードにおいてオフさせる。

これらの動作により、「モード４」及び「モード５」の交流出力点Ｕの零電圧出力時において、ＳＷ２はオン状態となっているため、出力電流が通過する半導体は、どちらのモードでも交流スイッチＳＷ１とＳＷ２の２個だけとなり、第1の実施例（図１）の３個と比べ少なくなる。その結果、通流損失が減少し装置の高効率化が可能となる。

図６に、本発明の第３の実施例を、図7にその動作モードを示す。第２の実施例（図４）との相違点は、ＩＧＢＴＱ１がＱ１ａとＱ１ｂとの直列回路に、ＩＧＢＴＱ４がＱ４ａとＱ４ｂとの直列回路に、各々変更されている点である。ここで、変更された各ＩＧＢＴの動作は、以下となる。「モード１」と「モード２」の時、ＩＧＢＴＱ１ａとＱ１ｂは両方共オン、ＩＧＢＴＱ４ａとＱ４ｂは両方共オフとする。「モード３」と「モード４」の時、ＩＧＢＴＱ１ａとＱ１ｂの片方だけオン、ＩＧＢＴＱ４ａとＱ４ｂは両方共オフとする。「モード５」と「モード６」の時は、ＩＧＢＴＱ１ａとＱ１ｂの両方共オフ、ＩＧＢＴＱ４ａとＱ４ｂの片方だけオンさせる。「モード７」と「モード８」の時はＩＧＢＴＱ１ａとＱ１ｂは両方共オフ、ＩＧＢＴＱ４ａとＱ４ｂは両方共オンとする。

このような動作とすることで、ＩＧＢＴＱ１ａ、Ｑ１ｂ、Ｑ４ａ及びＱ４ｂは、各々第２の実施例（図４）におけるＩＧＢＴＱ１とＱ４に原理的に必要とされる耐圧３Ｅに対し、半分程度の耐圧を備えた半導体スイッチに置換えることが可能となる。その場合、各モード間の遷移動作において低い耐圧の半導体素子による個別のスイッチングとなるため、スイッチング損失が低減され、低損失化が可能となる。例えば、数ｋＶ以上の高耐圧ＩＧＢＴは、低耐圧のＩＧＢＴに比べて、ＩＧＢＴのスイッチング特性や定常損失特性が極端に悪化する。この課題を解決するため、本実施例の技術を用いることで特性の優れた低耐圧の素子が適用可能となり、装置を低損失化することができる。

図８に本発明の第４の実施例を、図９にその動作モードを示す。第２の実施例（図４）との相違点は、ＩＧＢＴＱ１がＱ１ａ、Ｑ１ｂ及びＱ１ｃの直列回路に、ＩＧＢＴＱ４がＩＧＢＴＱ４ａ、Ｑ４ｂ及びＱ４ｃの直列回路に、各々変更されている点である。ここで、変更された各ＩＧＢＴの動作は以下となる。「モード１」と「モード２」の時、ＩＧＢＴＱ１ａ〜Ｑ１ｃは全てオン、ＩＧＢＴＱ４ａ〜Ｑ４ｃは全てオフとする。「モード３」と「モード４」の時、ＩＧＢＴＱ１ａ〜Ｑ１ｃのうち１つだけオフ、ＩＧＢＴＱ４ａ〜Ｑ４ｃのうち１つだけオンとする。「モード５」と「モード６」の時、ＩＧＢＴＱ１ａ〜Ｑ１ｃうち１つだけオン、ＩＧＢＴＱ４ａ〜Ｑ４ｃのうち１つだけオフとする。「モード７」と「モード８」の時、ＩＧＢＴＱ１ａ〜Ｑ１ｃは全てオフ、ＩＧＢＴＱ４ａ〜Ｑ４ｃは全てオンとする。

このような動作とすることで、ＩＧＢＴＱ１ａ〜Ｑ１ｃ、Ｑ４ａ〜Ｑ４ｃは、各々図４におけるＩＧＢＴＱ１とＱ４に原理的に必要とされる耐圧3Ｅに対し１／３となり、１Ｅに耐えるＩＧＢＴに置換えることが可能となる。従って、図８における全ての半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）には原理的に印加される電圧１Ｅに耐える半導体が適用可能になる。特に数ｋＶ以上の高電圧出力の装置を構成する場合、入手が容易で高性能かつ低価格の低耐圧ＩＧＢＴの適用が可能となり、装置の高効率化と低価格化に寄与することができる。

図１０に本発明の第５の実施例を、図１１に動作波形を、図１２にその動作モードを示す。この回路を３回路使用すると３相インバータを、２回路使用すると単相インバータを、各々実現することができる。直流組電源ＢＡ１は、各々が２Eの電圧を持つ直流単電源ｂ１とｂ２とが直列に接続された構成で、正極、零極及び負極の３端子を備えている。半導体スイッチとしては、ＩＧＢＴを適用した例である。この５レベルインバータ回路は、３つの端子を備えた直流組電源ＢＡ１と、前記直流組電源ＢＡ１と並列接続される、ダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴＱ１〜Ｑ４を４個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の中間接続点に接続される二つのＩＧＢＴＱ２、Ｑ３の直列接続回路部である第２の半導体スイッチ直列回路ＱＡ１と並列接続される、逆阻止形ＩＧＢＴＱＲ１とＱＲ２とを逆並列接続して構成した第1の交流スイッチＳＷ１と逆阻止形ＩＧＢＴＱＲ３とＱＲ４とを逆並列接続して構成した第２の交流スイッチＳＷ２及びダイオードを逆並列接続したＩＧＢＴＱ５、Ｑ６を直列接続した第３の半導体スイッチ直列回路ＱＡ２と、前記第２の半導体スイッチ直列回路に並列接続されるコンデンサＣ１と、を備え、前記第３の半導体スイッチ直列回路ＱＡ２の直列接続点と前記直流組電源の直列接続点（零点）とを接続し、前記第２の半導体スイッチ直列回路ＱＡ１内部の直列接続点を交流端子Ｕとする。

次に、図１１と図１２に基づいて、動作モードを説明する。「モード１」の状態は、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２をオン、ＩＧＢＴＱ４及び交流スイッチＳＷ１のＩＧＢＴＱＲ１と交流スイッチＳＷ２のＩＧＢＴＱＲ３をオフさせるモードで、交流出力点Ｕには＋２Ｅの電圧が出力される。この時出力電流が通過する半導体スイッチはＩＧＢＴＱ１、Ｑ２の２個となる。さらに、この時ＩＧＢＴＱ５とＱ３をオフ、ＩＧＢＴＱ６をオンしておくことで、ＩＧＢＴＱＲ３に印加される電圧は直流単電源ｂ１の電圧（２Ｅ）からコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を減算した電圧にクランプされ、ＩＧＢＴＱ４にかかる電圧は（直流組電源ＢＡ１の正極−負極間電圧）４ＥからコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を減算した電圧に、さらにＩＧＢＴＱ３に印加される電圧はコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１に、各々クランプされる。また、ＩＧＢＴＱ５と交流スイッチＳＷ１の直列回路は、直流単電源ｂ１の電圧（＋２Ｅ）にクランプされる。この時、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が１Ｅに制御され、交流スイッチＳＷ１とＩＧＢＴＱ５の直列回路において各々が等しい電圧に分圧しておれば、交流スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ５、Ｑ４のクランプ電圧は、各々１Ｅ、１Ｅ、１Ｅ、１Ｅ、３Ｅとなる。

「モード２」の状態は、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３をオン、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５及び交流スイッチＳＷ１のＱＲ１と交流スイッチＳＷ２のＱＲ３をオフさせるモードで、交流出力点Ｕには直流単電源ｂ１の電圧（２Ｅ）からコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を減算した電圧が出力される。この時出力電流が通過する半導体スイッチはＩＧＢＴＱ１、Ｑ３の２個となる。さらにこの時ＩＧＢＴＱ６をオンしておくことで、交流スイッチＳＷ２にかかる電圧は直流単電源ｂ１の電圧（２Ｅ）からコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を減算した電圧に、ＩＧＢＴＱ２にかかる電圧はＶＣ１に、各々クランプされる。また、ＩＧＢＴＱ５と交流スイッチＳＷ１の直列回路は直流単電源ｂ１の電圧（２Ｅ）にクランプされる。この時、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が１Ｅに制御され、交流スイッチＳＷ１とＩＧＢＴＱ５の直列回路において各々が等しい電圧に分圧しておれば、交流出力点Ｕの電圧は＋１Ｅとなり、交流スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ５、Ｑ４のクランプ電圧は、各々１Ｅ、１Ｅ、１Ｅ、Ｅ、３Ｅとなる。

「モード３」の状態は、交流スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ６をオン、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ４、及びＱ５をオフさせるモードで、交流出力点ＵにはコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が出力される。この時出力電流が通過する半導体スイッチは交流スイッチＳＷ２、ＩＧＢＴＱ６、Ｑ２の３個となる。この時、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が＋１Ｅに制御されておれば、交流出力点Ｕの電圧は＋１Ｅとなり、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５のクランプ電圧は、各々１Ｅ、１Ｅ、２Ｅ、１Ｅとなる。

「モード４」の状態は、交流スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ６をオン、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５をオフさせるモードで、交流出力点Ｕには零電圧が出力される。この時出力電流が通過する半導体スイッチは交流スイッチＳＷ２、ＩＧＢＴＱ６、Ｑ３の３個となる。この時、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が＋１Ｅに制御されておれば、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ４、Ｑ５のクランプ電圧は、各々１Ｅ、１Ｅ、２Ｅ、１Ｅとなる。

「モード５」の状態として、ＳＷ１、ＳＷ２、Ｑ５、Ｑ２をオンさせ、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ６をオフさせると交流出力点Ｕには零電圧が出力され、この時出力電流が通過する半導体スイッチは交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ２の３個となる。この時、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が＋１Ｅに制御されておれば、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ６のクランプ電圧は、各々２Ｅ、１Ｅ、１Ｅ、１Ｅとなる。

「モード６」の状態は、交流スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ５をオン、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ４、及びＱ６をオフさせるモードで、交流出力点Ｕには−ＶＣ１の電圧が出力される。この時出力電流が通過する半導体スイッチは交流スイッチＳＷ１、ＩＧＢＴＱ５、Ｑ３の３個となる。この時、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が＋１Ｅに制御されておれば、交流出力点Ｕの電圧は−１Ｅとなり、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のクランプ電圧は、各々２Ｅ、１Ｅ、１Ｅ、１Ｅとなる。

「モード７」の状態は、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４をオン、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６及び交流スイッチＳＷ１のＱＲ２とＳＷ２のＱＲ４をオフさせるモードで、交流出力点Ｕには直流単電源ｂ２の電圧（−２Ｅ）にＶＣ１を加算した電圧が出力され、この時出力電流が通過する半導体スイッチはＩＧＢＴＱ４、Ｑ２の２個となる。さらにこの時ＩＧＢＴＱ５をオンしておくことで、交流スイッチＳＷ１にかかる電圧は直流単電源ｂ２の電圧（−２Ｅ）にコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を加算した電圧に、ＩＧＢＴＱ３にかかる電圧はコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１に、各々クランプされる。また、ＩＧＢＴＱ６と交流スイッチＳＷ２の直列回路は＋２Ｅ（直流単電源ｂ２の電圧）にクランプされる。この時、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が１Ｅに制御され、交流スイッチＳＷ２とＩＧＢＴＱ６の直列回路において各々が等しい電圧に分圧していれば、交流出力点Ｕの電圧は−１Ｅとなり、交流スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６のクランプ電圧は、各々１Ｅ、１Ｅ、３Ｅ、１Ｅ、１Ｅとなる。

「モード8」の状態は、ＩＧＢＴＱ３、Ｑ４をオン、ＩＧＢＴQ１、交流スイッチＳＷ１のＩＧＢＴＱＲ２及び交流スイッチＳＷ２のＩＧＢＴＱＲ４をオフさせるモードで、交流出力点Ｕには−２Ｅの電圧が出力される。この時出力電流が通過する半導体スイッチはＩＧＢＴＱ３、Ｑ４の２個となる。さらにこの時ＩＧＢＴＱ２、Ｑ６をオフ、ＩＧＢＴＱ５をオンしておくことで、交流スイッチＳＷ１にかかる電圧は−２Ｅ（直流単電源ｂ２の電圧）にコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を加算した電圧にクランプされる。ＩＧＢＴＱ１にかかる電圧は直流組電源ＢＡ１の正極と負極との間の電圧（４Ｅ）からコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を減算した電圧に、さらにＩＧＢＴＱ６にかかる電圧はコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１に、各々クランプされる。また、ＩＧＢＴＱ６と交流スイッチＳＷ２の直列回路は＋２Ｅ（直流単電源ｂ２の電圧）にクランプされる。この時、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が１Ｅに制御され、交流スイッチＳＷ２とＩＧＢＴＱ６の直列回路において各々が等しい電圧に分圧しておれば、交流スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ２、Ｑ６のクランプ電圧は、各々１Ｅ、１Ｅ、３Ｅ、１Ｅ、１Ｅとなる。

上記の「モード１」〜「モード８」により交流出力点Ｕには＋２Ｅ、＋１Ｅ、０、−１Ｅ、−２Ｅの５レベルの出力電圧が可能になる。ここで、「モード２」と「モード３」は共に＋１Ｅの出力となっているが、「モード２」においては交流出力点Ｕからの交流出力電流ｉの向きが正の時を考えるとコンデンサＣ１は充電されることになり、逆に「モード３」においてコンデンサＣ１は放電されることになる。同様に交流出力点Ｕが−１Ｅ出力時の「モード６」と「モード７」についても同じ関係となっている。そのため、交流出力点Ｕに＋１Ｅの電圧を出力する時には「モード２」又は「モード３」、−１Ｅの電圧を出力する時には「モード６」又は「モード７」を任意に選択することにより、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１の調整が可能になり、ＶＣ１を常に１Ｅ近辺に制御する事が可能になる。

図１３に本発明の第６の実施例を示す。図１０に示す第５の実施例との相違点は、交流スイッチＳＷ１及びＳＷ２の構成の違いである。第５の実施例は、逆耐圧を持つ半導体スイッチＱＲ１とＱＲ２又はＱＲ３とＱＲ４による逆並列接続による構成である。これに対して、第６の実施例は、交流スイッチＳＷ１は逆阻止能力のない通常のＩＧＢＴＱＳ１とＱＳ２を逆直列接続した構成で、交流スイッチＳＷ２は逆阻止能力のない通常のＩＧＢＴＱＳ３とＱＳ４を逆直列接続した構成である。ここで、５レベルの交流を出力するための実施例５のＩＧＢＴＱＲ１〜ＱＲ４のオンオフ動作と実施例６のＩＧＢＴＱＳ１〜ＱＳ４のオンオフ動作は全く同じであるので、詳細な回路動作の説明は省略する。

図１４に第７の実施例を、図１５にその動作モードを示す。図１０に示す第５の実施例との相違点は、ＩＧＢＴＱ１がＩＧＢＴＱ１ａとＱ１ｂとの直列回路に、ＩＧＢＴＱ４がＩＧＢＴＱ４ａとＱ４ｂとの直列接続に、各々変更されている点である。ここで、変更された各半導体スイッチの動作を図１５に基づいて説明する。「モード１」と「モード２」では、ＩＧＢＴＱ１ａとＱ１ｂは両方オンで、ＩＧＢＴＱ４ａとＱ４ｂは両方オフさせる。「モード３」と「モード４」では、ＩＧＢＴＱ１ａとＱ１ｂの片方だけオンで、ＩＧＢＴＱ４ａとＱ４ｂは両方オフさせる。「モード５」と「モード６」ではＩＧＢＴＱ１ａとＱ１ｂの両方オフで、ＩＧＢＴＱ４ａとＱ４ｂの片方だけオンさせる。「モード７」と「モード８」では、ＩＧＢＴＱ１ａとＱ１ｂは両方オフで、ＩＧＢＴＱ４ａとＱ４ｂは両方オンさせる。このような動作モードとすることにより、ＩＧＢＴＱ１ａ、Ｑ１ｂ、Ｑ４ａ及びＱ４ｂは、各々図１０におけるＩＧＢＴＱ１とＱ４に必要とされる原理的な最低耐圧３Ｅに対し半分程度の耐圧の半導体スイッチ（ＩＧＢＴ）に置換えることが可能となる。この場合、モード間の遷移において低い耐圧の半導体素子による個別のスイッチングとなるため、スイッチング損失の低減が可能で、低損失化が可能となる。例えば数ｋＶ以上の高耐圧ＩＧＢＴを用いる場合、ある耐圧以上のＩＧＢＴになるとＩＧＢＴのスイッチング特性や定常損失特性が極端に悪化する場合がある。そのような場合にはこの技術を用いることで、特性の優れた低耐圧の半導体素子の適用が可能となり、低損失化に寄与することが可能となる。

図１６に第８の実施例を、図１７にその動作モードを示す。図１０の第５の実施例との相違点は、ＩＧＢＴＱ１がＩＧＢＴＱ１ａ〜Ｑ１ｃの３直列回路に、ＩＧＢＴＱ４がＩＧＢＴＱ４ａ〜Ｑ４ｃの３直列接続に、各々変更されている点である。
ここで、置換えた各半導体スイッチの動作図１７に基づいて説明する。「モード１」と「モード２」の時は、ＩＧＢＴＱ１ａ〜Ｑ１ｃは全部オン、ＩＧＢＴＱ４ａ〜Ｑ４ｃは全部オフさせる。「モード３」と「モード４」の時は、ＩＧＢＴＱ１ａ〜Ｑ１ｃのうち１つだけオフで、ＩＧＢＴＱ４ａ〜Ｑ４ｃのうち１つだけオンさせる。「モード５」と「モード６」の時は、ＩＧＢＴＱ１ａ〜Ｑ１ｃうち１つだけオンで、ＩＧＢＴＱ４ａ〜Ｑ４ｃのうち１つだけオフさせる。「モード７」と「モード８」の時は、ＩＧＢＴＱ１ａ〜Ｑ１ｃは全部オフで、ＩＧＢＴＱ４ａ〜Ｑ４ｃは全部オンさせる。このような動作とすることでＩＧＢＴＱ１ａ〜Ｑ１ｃ、及びＩＧＢＴＱ４ａ〜Ｑ４ｃは、各々図１におけるＩＧＢＴＱ１とＱ４に必要とされる原理的な最低耐圧3Ｅに対し１／３となり、１Ｅの電圧に耐える半導体スイッチに置換えることが可能となる。その場合、図１６における全ての半導体スイッチに原理的な最低耐圧１Ｅに耐える半導体スイッチの適用が可能となり、モード間の遷移において低い耐圧の半導体素子による個別のスイッチングとなるため、スイッチング損失の低減による低損失化が可能となる。特に数ｋＶ以上の高電圧出力の装置を構成する場合、入手が容易で高性能かつ低価格の低耐圧ＩＧＢＴの適用が可能となり、特に装置の低価格化に寄与することが可能になる。

尚、上記実施例には交流スイッチとして、逆阻止形ＩＧＢＴを逆並列接続した時の実施例と、逆耐圧のない半導体スイッチとダイオードを組合せた構成例の一部を示したが、他にも種々の回路構成が実現できる。
また、本実施例では、直流から交流を作り出すインバータ回路での実施例を説明したが、交流から直流を作り出すコンバータにも適用可能である。

本発明は、高圧大容量の装置を構成する時の回路技術であり、電動機駆動用インバータ、系統連系用変換装置、直流電源装置などへの適用が可能である。

ＢＡ１、ＢＡ２・・・直流組電源 Ｄ１〜Ｄ６・・・ダイオード
ＤＡ１〜ＤＡ３・・・ダイオード直列アーム
ｂ１、ｂ２、ｂ１１、ｂ１２、ｂ２１、ｂ２２・・・直流単電源
Ｑ１〜Ｑ８、Ｑ１ａ〜Ｑ１ｃ、Ｑ４ａ〜Ｑ４ｃ、ＱＳ１〜ＱＳ４・・・ＩＧＢＴ
ＱＲ１〜ＱＲ４・・・逆阻止形ＩＧＢＴ ＳＷ１、ＳＷ２・・・交流スイッチ
Ｃ１・・・コンデンサ

Claims (3)

1. 第１及び第２の直流電源が直列接続され、３つの端子を備えた直流電源回路と、前記直流電源回路と並列接続される、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチを２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個直列接続した第１の半導体スイッチ直列回路と、
   前記第１の半導体スイッチ直列回路内部の中間接続点に接続される二つの半導体スイッチの直列接続回路部である第２の半導体スイッチ直列回路と並列接続される、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチを２個直列接続して構成した第３の半導体スイッチ直列回路と、
   前記第３の半導体スイッチ直列回路と並列接続されるコンデンサと、
   前記第３の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と前記第１及び第２の直流電源の直列接続点との間に接続される第１の交流スイッチと、
   を備え、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点を交流端子とし、前記第２の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と前記第３の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第２の交流スイッチを接続したことを特徴とする５レベル電力変換装置。
2. 前記第２の半導体スイッチ直列回路と直流電源の正極又は負極との間に接続される半導体スイッチとして、複数個の半導体スイッチの直列回路を用いることを特徴とする請求項１に記載の５レベル電力変換装置。
3. 前記第１の半導体スイッチ直列回路における第２の半導体スイッチ直列回路を構成する半導体スイッチ以外の半導体スイッチは各々個別の制御信号により駆動することを特徴とする請求項１〜２の何れか１項に記載の５レベル電力変換装置。