CN103956926A - 一种模块化多电平变换器的低频运行综合控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种模块化多电平变换器的低频运行综合控制系统及方法；包括M相模块化多电平变换器，每一相模块化多电平变换器与各自的综合控制装置连接，所述综合控制装置则与PWM信号发生器连接；所述综合控制装置包括低通滤波单元、平均值计算单元C、上桥臂控制器、总控制器和下桥臂控制器；模块化多电平变换器分别与低通滤波单元连接；低通滤波单元分别与上桥臂控制器、下桥臂控制器和平均值计算单元C连接；平均值计算单元C输出至上桥臂控制器、下桥臂控制器和总控制器，总控制器分别与上桥臂控制器、下桥臂控制器和PWM信号发生器连接。本发明解决变换器各子模块电容电压的平衡及其低频纹波抑制问题、环流约束控制问题及桥臂电流控制问题。

Description

一种模块化多电平变换器的低频运行综合控制系统及方法

技术领域

本发明涉及一种模块化多电平变换器的低频运行综合控制系统及方法，属于多电平电力电子功率变换器的控制领域。

背景技术

模块化多电平变换器具有输入/出电压含有较低的谐波和dU/dt、不需要大量箝位二极管和飞跨电容、易于模块化、可四象限运行、不需要移相变压器等显著优点，已成为国内外新能源领域的研究热点。模块化多电平变换器在轻型直流输电、无功补偿及中高压交流调速等高压大容量应用场合有广阔的发展前景。该变换器拓扑结构如图1所示，各桥臂均级联N个子模块，各子模块为半桥结构，子模块直流侧并联有相同的电容器。

MMC通过级联子模块电容吸收/释放能量将功率输出至负载侧，导致子模块电容会存在一定的电压波动。MMC稳态电容电压主要含有基波和二次谐波两种频率的纹波分量，其幅值与对应频率成反比，当该频率很低时，子模块电容会长时间充电或放电，导致子模块电容电压严重偏离稳态值，甚至超出电容允许的工作条件，损坏开关器件；当频率接近于0时，纹波电压会趋于无穷大，MMC难以正常运行。因此，如何抑制子模块电容电压的低频波动是MMC低频运行控制的关键之一。现有方法基本是控制高频零序电压和环流两个自由度，注入额外的有功功率以抵消子模块电容侧低频波动的瞬时功率，使电容侧瞬时功率波动由低频变为高频，降低子模块电容纹波电压。但零序电压受限于MMC电压调制比，其大小直接影响到高频环流幅值，同时需要控制环流不影响输入/出侧，MMC低频运行控制在实际应用中受到很大限制。

在《电工技术学报》2011年第26卷第5期8-14页刊登的“新型模块化多电平变换器电容电压波动规律及抑制方法”一文(作者王奎等)在传统MMC拓扑中引入一个中间单元，利用共模电压和可控环流使输出功率波动由低频变为高频，以抑制低频电容电压纹波大小，其相间环流仅由开环控制产生，对于低频纹波的抑制程度受限。

公开号为CN103001519A的中国发明专利公开的《模块化多电平变流器低频运行的控制方法》，零序电压和环流直接到参与桥臂平衡控制，在上/下桥臂间强制加入高频能量交换，将模块电容电压低频波动控制在一定范围内实现低频电机调速。但其环流前馈控制易使三相环流流入直流侧，在桥臂平衡控制中缺少三相环流对于输入/出相的约束控制；由于采用桥臂共模电流反馈，缺乏差模电流分量即桥臂输出相电流分量的控制，易产生内部环流；对于低频纹波采用PI调节器控制易产生稳态误差。

公开号为CN103337977A的中国发明专利公开的《一种模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法》同样叠加高频零序电压和高频环流以抑制子模块电容电压波动，但仅通过前馈叠加环流，限制了其抑制低频纹波的程度，同样未涉及环流约束控制；该方法也采用桥臂共模电流反馈，会丢失上、下桥臂电流中极性相反的电流信息，易产生内部环流，而影响到低频工况电容电压的平衡控制性能；电压外环采用PI控制，低频纹波控制存在稳态误差。

发明内容

本发明的目的就是为了解决上述问题，提供一种模块化多电平变换器的低频运行综合控制系统及方法，它具有解决该变换器各子模块电容电压的平衡及其低频纹波抑制问题、环流约束控制问题及桥臂电流控制问题优点。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种模块化多电平变换器的低频运行综合控制系统，包括

M相模块化多电平变换器，每一相模块化多电平变换器与各自的综合控制装置连接，所述综合控制装置则与PWM信号发生器连接；

所述综合控制装置包括低通滤波单元、平均值计算单元C、上桥臂控制器、总控制器和下桥臂控制器；

每一相的模块化多电平变换器输出端分别与低通滤波单元连接；

所述低通滤波单元将上桥臂、下桥臂、所有相子模块电容电压(含低频纹波)分别送入上桥臂控制器、下桥臂控制器和平均值计算单元C；

所述平均值计算单元C输出各桥臂电容电压平均值至上桥臂、控制器、下桥臂控制器和总控制器，

所述总控制器的输出端分别输出上桥臂PWM公共占空比d_up到上桥臂控制器，输出下桥臂PWM公共占空比d_un到下桥臂控制器；所述总控制器还与PWM信号发生器连接，

所述上桥臂控制器和下桥臂控制器输出端分别均与对应相的PWM信号发生器连接；

所述每一相模块化多电平变换器的上桥臂和下桥臂分别与正直流母线和负直流母线连接。

所述总控制器包括平均值计算单元A1和运算单元A1，所述平均值计算单元A1和运算单元A1的输入端均与平均值计算单元C连接，所述平均值计算单元A1的输出端分别与总电容电压控制器和上/下桥臂平衡控制器连接，所述总电容电压控制器的输出端与加法器A1连接，所述加法器A1的输出端分别与上桥臂电流合成单元A和下桥臂电流合成单元A连接，所述上/下桥臂平衡控制器与乘法器A1连接，所述乘法器A1与加法器A2连接，所述加法器A2分别与上桥臂电流合成单元A和下桥臂电流合成单元A连接；所述上桥臂电流合成单元A的输出端与上桥臂电流控制器A连接，所述下桥臂电流合成单元A的输出端与下桥臂电流控制器A连接；

所述运算单元A1分别与上/下桥臂平衡控制器和环流约束控制器A连接，所述环流约束控制器A与乘法器A2连接，所述乘法器A2与上桥臂电流合成单元A连接；所述上/下桥臂平衡控制器与乘法器A1连接；

所述乘法器A1还与函数发生器连接，所述乘法器A2还与归一化单元A连接；

直流侧电容参考电压送入总电容电压控制器输入端；交流相电源电压送入归一化单元A；上桥臂电流送入上桥臂电流控制器A，下桥臂电流送入下桥臂电流控制器A；

所述上桥臂电流控制器A的输出端与上桥臂控制器连接；所述下桥臂电流控制器A的输出端与下桥臂控制器连接。

所述总控制器包括平均值计算单元A1和运算单元A1，所述平均值计算单元A1和运算单元A1的输入端均与平均值计算单元C连接，所述平均值计算单元A1的输出端分别与总电容电压控制器和上/下桥臂平衡控制器连接，所述总电容电压控制器的输出端与加法器A1连接，所述加法器A1的输出端分别与上桥臂电流合成单元B和下桥臂电流合成单元B连接，所述上/下桥臂平衡控制器与乘法器A1连接，所述乘法器A1与加法器A2连接，所述加法器A2分别与上桥臂电流合成单元B和下桥臂电流合成单元B连接；所述上桥臂电流合成单元B的输出端与上桥臂电流控制器B连接，所述上桥臂电流控制器B与加法器A3连接，所述下桥臂电流合成单元B的输出端与下桥臂电流控制器B连接，所述下桥臂电流控制器B与减法器A1连接；

所述运算单元A1分别与上/下桥臂平衡控制器和环流约束控制器B连接，所述环流约束控制器B与加法器A3连接；

所述乘法器A1还与函数发生器连接；

子模块直流侧电容参考电压送入总电容电压控制器输入端；上桥臂电流送入上桥臂电流控制器B，下桥臂电流送入下桥臂电流控制器B；

所述加法器A3的输出端与上桥臂控制器连接；所述减法器A1的输出端与下桥臂控制器连接。

所述上桥臂控制器和下桥臂控制器结构相同，其中：所述上桥臂控制器包括子模块微调控制器A、乘法器C、加法器C、归一化单元C，所述子模块微调控制器A的输出端与乘法器C连接，所述子模块微调控制器A的输入是各上桥臂子模块电容电压低通滤波值u_upj(j＝1,2,…,N)，所述乘法器C的输出端与加法器C连接，所述归一化单元C的输出端与乘法器C连接；所述归一化单元C的输入为上桥臂电流参考信号i_up ^*。

所述下桥臂控制器包括子模块微调控制器B、乘法器D、加法器D、归一化单元D，所述子模块微调控制器B的输出端与乘法器D连接，所述子模块微调控制器B的输入是各下桥臂子模块电容电压低通滤波值u_unj(j＝1,2,…,N)，所述乘法器D的输出端与加法器D连接，所述归一化单元D的输出端与乘法器D连接；所述归一化单元D的输入为下桥臂电流参考信号i_un ^*。

所述总电容电压控制器包括减法器A2、二倍频比例谐振调节器、比例积分调节器1和加法器A6，所述减法器A2的输出端分别与二倍频比例谐振调节器和比例积分调节器1连接，所述二倍频比例谐振调节器和比例积分调节器1均与加法器A6的输入端连接；所述加法器A6的输出端与加法器A1的输入端连接；所述减法器A2的输入端与平均值计算单元A1连接，所述减法器A2的输入还包括直流侧电容参考电压。

所述上/下桥臂平衡控制器包括减法器A3、加法器A4、比例积分调节器2、基频比例谐振调节器和加法器A5，所述减法器A3的输出端与加法器A4连接，所述加法器A4的输出端分别与比例积分调节器2和基频比例谐振调节器连接，所述比例积分调节器2和基频比例谐振调节器均与加法器A5连接，所述加法器A5的输出端与乘法器A1连接，所述减法器A3的输入端分别与平均值计算单元A1、运算单元A1和平均值计算单元C连接。

一种模块化多电平变换器的低频运行综合控制系统的控制方法，包括如下步骤：

通过函数发生器给定单位幅值高频零序电压信号，并检测模块化多电平变换器交流侧电源电压、上桥臂电流、下桥臂电流、上桥臂各子模块瞬时电容电压和下桥臂各子模块瞬时电容电压，

将上桥臂各子模块瞬时电容电压和下桥臂各子模块瞬时电容电压送入低通滤波单元得到含低频纹波的上桥臂各子模块电容电压和下桥臂各子模块电容电压，

所述含低频纹波的各子模块电容电压经过平均值计算单元C得到各相上桥臂电压平均值、各相下桥臂电压平均值、所有相上桥臂电容电压平均值和所有相下桥臂电容电压平均值，所述各相上桥臂电压平均值、各相下桥臂电压平均值、所有相上桥臂电容电压平均值和所有相下桥臂电容电压平均值经过总控制器处理后得到上桥臂PWM公共占空比和下桥臂PWM公共占空比；

上桥臂各子模块电容电压、上桥臂电容电压平均值、上桥臂PWM公共占空比经过上桥臂控制器运算处理，得到上桥臂各子模块的实际PWM占空比；同时下桥臂各子模块电容电压、下桥臂电容电压平均值、下桥臂PWM公共占空比经过下桥臂控制器运算处理，得到下桥臂各子模块的实际PWM占空比；

各子模块的实际PWM占空比经过PWM信号发生器产生各子模块的PWM控制信号，实现各子模块电容电压平衡控制、低频电容电压纹波抑制控制、环流约束控制及桥臂电流控制。

所述通过函数发生器给定单位幅值高频零序电压信号，并检测模块化多电平变换器交流侧电源电压、上桥臂电流、下桥臂电流、上桥臂各子模块瞬时电容电压和下桥臂各子模块瞬时电容电压，将上桥臂各子模块瞬时电容电压和下桥臂各子模块瞬时电容电压送入低通滤波单元得到含低频纹波的上桥臂各子模块电容电压和下桥臂各子模块电容电压，所述含低频纹波的各子模块电容电压经过平均值计算单元C得到各相上桥臂电压平均值、各相下桥臂电压平均值、所有相上桥臂电容电压平均值和所有相下桥臂电容电压平均值，

具体步骤为：

步骤(1)：依据输入/出电压幅值及控制系统调节占空比裕量，得到可叠加的高频零序电压幅值指令信号U_N0m；由函数发生器得到单位幅值零序电压u_N0u；

步骤(2)：通过检测模块化多电平各桥臂N个子模块瞬时电容电压，得到对应上/下桥臂子模块电容电压检测值(这里x表示交流侧各相；p/n分别代表上/下桥臂；j＝1,2…N，N表示上或下桥臂的总模块数)，将瞬时电容电压送入低通滤波单元得到含低频纹波的各子模块电容电压u_xpj/u_xnj，经过平均值计算单元C得到u相上、下桥臂电压平均值和所有相上、下桥臂电容电压平均值

所述经过总控制器处理后得到上桥臂PWM公共占空比和下桥臂PWM公共占空比，具体步骤为：

步骤(3)：将上/下桥臂电容电压平均值送入平均值计算单元A1，得到u相总平均电容电压和电压参考u_dcN ^*经过总电容电压控制器处理，总电容电压控制器采用复合控制，得到控制器输出电流(这里i_dx表示直流侧电流I_d在x相桥臂的电流分量，上标ctrl代表控制量)，与总电容电压控制电流前馈值经过加法器A1相加后可得u相总电容电压控制电流指令信号即若二倍频纹波参与低频控制，则总电容电压控制电流前馈值设定为 $i_{\mathrm{du}}^{\mathrm{FW}}=u_{\mathrm{su}}{i}_{\mathrm{su}}/U_d,$ 否则设定为 $i_{\mathrm{du}}^{\mathrm{FW}}=U_{\mathrm{sm}}{I}_{\mathrm{sm}}\cos \mathrm{\θ}/\left({2U}_d\right),$ 这里交流相电源电压、电流设为u_su、i_su，幅值分别为U_sm、I_sm，功率因数角为θ，直流侧电压为U_d；

步骤(4)：所有相上/下桥臂总电容电压平均值经过运算单元A1，得到所有相上/下桥臂总电容电压之差的平均值与上/下桥臂电容电压平均值经过上/下桥臂平衡控制器处理，上/下桥臂平衡控制器采用复合控制，得到输出值与单位幅值的零序电压u_N0u经乘法器A1相乘，得到上/下桥臂平衡调整电流即然后与环流前馈值经加法器A2相加得到环流指令信号即 $i_{0u}^{*}=i_{0u}^{\mathrm{ctrl}}+i_{0u}^{\mathrm{FW}},$ (这里上标FW代表前馈值)。其中环流前馈值为 $i_{0u}^{\mathrm{FW}}=i_{0u}^{\mathrm{fw}}-\underset{x=u,v,w,...}{\mathrm{\Σ}}{i}_{0x}^{\mathrm{fw}}/3,$ 为含有零序分量的环流前馈值，其值为 $\frac{({U_d}^2-{4u}_{\mathrm{sx}}^2)i_{\mathrm{sx}}}{2\sqrt{2}{U}_d{U}_{N0m}}\·u_{N0x};$

步骤(5)：通过检测交流侧电源电压u_su，经过归一化单元A处理，得到相应单位幅值电源电压u_suu；

步骤(6a)：将所有相上/下桥臂总电容电压平均值送入环流约束控制器A进行处理，得到输出值与单位幅值电源电压u_suu经乘法器A2相乘，得到所有相上/下桥臂平衡调整电流即 ${\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{su}}^{*}={\mathrm{\ΔI}}_{\mathrm{su}}^{\mathrm{ctrl}}\·u_{\mathrm{suu}};$

步骤(7a)：若控制采用环流约束控制器A，则将交流电源指令电流所有相上/下桥臂平衡调整电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号送入上桥臂合成A中处理，得到上桥臂指令电流即 $i_{\mathrm{up}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}+{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{su}}^{*}+i_{0u}^{*})+i_{\mathrm{du}}^{*};$

步骤(8a)：若控制采用环流约束控制器A，则将交流电源指令电流所有相上/下桥臂平衡调整电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号送入下桥臂合成A中处理，得到下桥臂指令电流即 $i_{\mathrm{un}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}-{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{su}}^{*}-i_{0u}^{*})-i_{\mathrm{du}}^{*};$

步骤(9a)：若控制采用环流约束控制器A，将上桥臂电流检测值i_up与指令电流送入到上桥臂电流控制器A处理，得到上桥臂PWM公共占空比d_up；

步骤(10a)：若控制采用环流约束控制器A，将上桥臂电流检测值i_un与指令电流送入到下桥臂电流控制器A处理，得到下桥臂PWM公共占空比d_un。

所述经过总控制器处理后得到上桥臂PWM公共占空比和下桥臂PWM公共占空比，具体步骤为：

步骤(3)：将上/下桥臂电容电压平均值送入平均值计算单元A1，得到u相总平均电容电压和电压参考u_dcN ^*经过总电容电压控制器处理，总电容电压控制器采用复合控制，得到控制器输出电流(这里i_dx表示直流侧电流I_d在x相桥臂的电流分量，上标ctrl代表控制量)，与总电容电压控制电流前馈值经过加法器A1相加后可得u相总电容电压控制电流指令信号即若二倍频纹波参与低频控制，则总电容电压控制电流前馈值设定为 $i_{\mathrm{du}}^{\mathrm{FW}}=u_{\mathrm{su}}{i}_{\mathrm{su}}/U_d,$ 否则设定为 $i_{\mathrm{du}}^{\mathrm{FW}}=U_{\mathrm{sm}}{I}_{\mathrm{sm}}\cos \mathrm{\θ}/\left({2U}_d\right),$ 这里交流相电源电压、电流设为u_su、i_su，幅值分别为U_sm、I_sm，功率因数角为θ，直流侧电压为U_d；

步骤(4)：所有相上/下桥臂总电容电压平均值经过运算单元A1，得到与上/下桥臂电容电压平均值经过上/下桥臂平衡控制器处理，上/下桥臂平衡控制器采用复合控制，得到输出值与单位幅值的零序电压u_N0u经乘法器A1相乘，得到上/下桥臂平衡调整电流即然后与环流前馈值经加法器A2相加得到环流指令信号即(这里上标FW代表前馈值)。其中环流前馈值为 为含有零序分量的环流前馈值，其值为 $\frac{({U_d}^2-{4u}_{\mathrm{sx}}^2)i_{\mathrm{sx}}}{2\sqrt{2}{U}_d{U}_{N0m}}\·u_{N0x};$

步骤(5)：通过检测交流侧电源电压u_su，经过归一化单元A处理，得到相应单位幅值电源电压u_suu；

步骤(6b)：将所有相上/下桥臂总电容电压平均值送入环流约束控制器B进行处理，得到所有相上/下桥臂平衡调整PWM占空比Δd_du；

步骤(7b)：若控制采用环流约束控制器B，则将交流电源指令电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号送入上桥臂合成B中处理，得到上桥臂指令电流即 $i_{\mathrm{up}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}+i_{0u}^{*})+i_{\mathrm{du}}^{*};$

步骤(8b)：若控制采用环流约束控制器B，则将交流电源指令电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号送入下桥臂合成B中处理，得到下桥臂指令电流即 $i_{\mathrm{un}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}-i_{0u}^{*})-i_{\mathrm{du}}^{*};$

步骤(9b)：若控制采用环流约束控制器B，将上桥臂电流检测值i_up与指令电流送入到上桥臂电流控制器B处理，得到占空比d_up'通过加法器A3与所有相上/下桥臂平衡调整PWM占空比Δd_du相加，得到上桥臂PWM公共占空比d_up，即d_up＝d_up'+Δd_du；

步骤(10b)：若控制采用环流约束控制器B，将下桥臂电流检测值i_un与指令电流送入到下桥臂电流控制器B处理，得到占空比d_un'通过减法器A1与所有相上/下桥臂平衡调整PWM占空比Δd_du相减，得到下桥臂PWM公共占空比d_un，即d_un＝d_un'-Δd_du。

所述上桥臂各子模块电容电压、上桥臂电容电压平均值、上桥臂PWM公共占空比经过上桥臂控制器运算处理，得到上桥臂各子模块的实际PWM占空比的步骤为：

步骤(11a)：将上桥臂指令电流送入归一化单元C处理，得到上桥臂单位幅值电流i_upu；

步骤(12)：将与上桥臂第j个子模块电容电压低通滤波值u_upj(j＝1,2,…,N)，送入到子模块微调控制器A进行处理，得到ΔD_upj经过对应的乘法器C与i_upu相乘，得到Δd_upj再经过加法器C与上桥臂PWM公共占空比d_up以及上桥臂静态占空比D_up相加，得到上桥臂第j个子模块PWM占空比d_upj，这里上桥臂静态占空比为D_up＝(U_d/2-u_su-u_N0)/U_d。

所述下桥臂各子模块电容电压、下桥臂电容电压平均值、下桥臂PWM公共占空比经过下桥臂控制器运算处理，得到下桥臂各子模块的实际PWM占空比的步骤为：

步骤(11b)：将下桥臂指令电流送入归一化单元D处理，得到下桥臂单位幅值电流i_unu；

步骤(13)：将与下桥臂第j个子模块电容电压低通滤波值u_unj(j＝1,2,…,N)，送入到子模块微调控制器B进行处理，得到ΔD_unj经过对应的乘法器D与i_unu相乘，得到Δd_unj再经过加法器D与下桥臂PWM公共占空比d_un以及下桥臂静态占空比D_un相加，得到下桥臂第j个子模块PWM占空比d_unj，这里下桥臂静态占空比为D_un＝(U_d/2+u_su+u_N0)/U_d；

所述各子模块的实际PWM占空比经过PWM信号发生器产生各子模块的PWM控制信号的步骤为：

步骤(14)：将各子模块PWM占空比d_up1、d_up2、…和d_upN及d_un1、d_un2、…和d_unN送入到PWM发生器单元，产生各子模块的PWM控制信号。

所述步骤(1)中，高频零序电压通过对各桥臂叠加静态占空比的方式实现。

所述步骤(4)中，所有相上/下桥臂总电容电压之差的平均值作为前馈量进入上/下桥臂平衡控制器中，使各相环流参考值之和为0。

所述步骤(5)中，通过检测交流侧电源电压u_su，采用公知的锁相技术，得到与u_su同频同相的单位幅值正弦波，代替单位幅值电源u_suu。

所述步骤(7a)、(8a)、(7b)和(8b)中，当交流侧电源或负载控制不给定交流相电流指令信号时，采样桥臂交流相电流实际值参与桥臂电流合成。

本发明的理论依据是：

为不失一般性，以三相模块化多电平变换器(如图1所示)为例进行说明，设x＝u,v,w，交流侧电源电压为u_sx其幅值为U_sm，电源电压单位幅值相位为u_sxu；交流侧电源电流为i_sx其幅值为I_sm，交流侧电源角频率为ω_s，三相功率因数角为θ，δ_x为三相电源对称相位角。上/下桥臂电流分别为i_xp/i_xn，上/下桥臂单位幅值相位为i_xpu/i_xnu。所叠加的高频零序电压和环流分别为u_N0、i_0x，对应幅值分别为U_N0m、I_0xm，零序电压单位幅值相位为u_N0u，角频率为ω₀。直流侧电感电容大小分别为L、C，直流母线电压为U_d，子模块电容电压参考值U_dcN。ΔU_dx为三相上/下桥臂输出电压直流分量。Δi_sx为x相上/下桥臂中与交流侧电源同频同相的交流电流。x相上/下桥臂瞬时功率为p_xp/p_xn。p和n分别代表上和下桥臂。i_dx代表直流母线电流I_d在x相桥臂的电流分量；i_sxp/i_sxn代表x相电流i_sx在上/下桥臂的电流分量。

设MMC三相电压源为三相对称正序正弦波

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{sx}}=U_{\mathrm{sm}}\cos ({\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\δ}}_x)\\ i_{\mathrm{sx}}=I_{\mathrm{sm}}\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\δ}}_x-\mathrm{\θ})\end{array}\right.---\left(1\right)$

当MMC不叠加零序电压及环流时，理想情况下有i_sxp＝i_sxn＝i_sx/2。

工况1：若二倍频纹波作为非低频量不参与桥臂平衡控制，即上/下桥臂总电容电压平衡控制为有功功率平衡控制，可得

$(p_{\mathrm{xp}}-p_{\mathrm{xn}})/2=-\frac{U_d{I}_{\mathrm{sm}}}{4}\cos ({\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\δ}}_x-\mathrm{\θ})+\frac{U_{\mathrm{sm}}^2{I}_{\mathrm{sm}}\cos \mathrm{\θ}}{{2U}_d}\cos ({\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\δ}}_x)---\left(2\right)$

可以看出上/下桥臂基频瞬时功率等值反相且三相桥臂对称。该工况下电容电压纹波系数为

$\mathrm{\ϵ}=\frac{{\mathrm{NI}}_{\mathrm{sm}}}{{4\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{CU}}_d}{[1-{\left(\frac{m}{2}\cos \mathrm{\θ}\right)}^2]}^{3/2}---\left(3\right)$

式中m＝2U_sm/U_d为输出电压调制比。

工况2：若二倍频纹波作为低频量完全参与桥臂平衡控制可得

i_dx＝u_sxi_sx/U_d      (4)

$\begin{array}{c}(p_{\mathrm{xp}}-p_{\mathrm{xn}})/2=-\frac{U_d{I}_{\mathrm{sm}}}{4}\cos ({\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\δ}}_x-\mathrm{\θ})+\frac{U_{\mathrm{sm}}^2{I}_{\mathrm{sm}}\cos \mathrm{\θ}}{{2U}_d}[\cos ({\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\δ}}_x)+\frac{1}{2}\cos ({\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\δ}}_x-\mathrm{\θ})\\ +\frac{1}{2}\cos ({3\mathrm{\ω}}_{s}t-\mathrm{\θ})]\end{array}---\left(5\right)$

可以看出，上/下桥臂功率差的平均值主要纹波频率为基频和三倍频。显然三相上/下桥臂功率差平均值之和的稳态值不为0，即

$\underset{x=u,v,w}{\mathrm{\Σ}}(p_{\mathrm{xp}}-p_{\mathrm{xn}})/2=\frac{{3U}_{\mathrm{sm}}^2{I}_{\mathrm{sm}}\cos \mathrm{\θ}}{{4U}_d}\cos ({3\mathrm{\ω}}_{s}t-\mathrm{\θ})---\left(6\right)$

该工况下电容电压纹波系数为

$\mathrm{\ϵ}=\frac{{\mathrm{NI}}_{\mathrm{sm}}}{{4\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{CU}}_d}[1-\frac{m^2(1+{\sin }^2\mathrm{\θ})}{3}]---\left(7\right)$

由式(2)-(7)可得，ω_s越低电容电压纹波越大，ω_s→0时，纹波电压趋于无穷大，致使MMC低频难以运行。

1)基频低频纹波平衡控制

低频稳态工况下，忽略电感L的影响，叠加零序电压和环流后，此时的上/下桥臂瞬时功率为

其中Δi_sx、ΔU_dx为两个控制自由度，Δi_sx三相对称，ΔU_dx三相上(下)桥臂相同且上/下桥臂反相。经低频滤波作用后，上/下桥臂功率和的平均值为

$(p_{\mathrm{xp}}^{*}+p_{\mathrm{xn}}^{*})/2{|}_{\mathrm{lf}}=\frac{i_{\mathrm{sx}}}{2}(u_{\mathrm{sx}}-{\mathrm{\ΔU}}_{\mathrm{dx}})-\frac{U_d}{2}(i_{\mathrm{dx}}+\frac{{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{sx}}}{2})---\left(9\right)$

由(9)可得，控制i_dx可以抑制二倍频纹波同时实现总电容电压平衡。

同理，采用Δi_sx、ΔU_dx两种控制自由度对应的上/下桥臂功率差的平均值分别为

$(p_{\mathrm{xp}}^{*}-p_{\mathrm{xn}}^{*})/2{|}_{\mathrm{lf}}=-\frac{1}{4}{U}_d{i}_{\mathrm{sx}}+u_{\mathrm{sx}}{i}_{\mathrm{dx}}+\frac{1}{2}{u}_{\mathrm{sx}}{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{sx}}+\frac{1}{2}{U}_{N0m}{I}_{0\mathrm{xm}}---\left(10\right)$

$(p_{\mathrm{xp}}^{*}-p_{\mathrm{xn}}^{*})/2{|}_{\mathrm{lf}}=-\frac{1}{4}{U}_d{i}_{\mathrm{sx}}+u_{\mathrm{sx}}{i}_{\mathrm{dx}}-{\mathrm{\ΔU}}_{\mathrm{dx}}{i}_{\mathrm{dx}}+\frac{1}{2}{U}_{N0m}{I}_{0\mathrm{xm}}---\left(11\right)$

由式(10)和(11)可以看出，控制与零序电压同频同相的环流大小I_0xm可以抑制上/下基频电压纹波同时兼顾上/下桥臂间均衡控制。在上/下桥臂均衡控制中减去三相桥臂上/下桥臂电容电压平均值之差前馈量，可使三相环流参考值之和始终为0；而该前馈量将通过下述三相上/下桥臂间的平衡得以控制。

2)二倍频低频纹波平衡控制

由如式(4)和(9)可知，通过调整上/下桥臂共模电流i_dx可以抑制纹波并平衡总的电容电压，且无论采用哪种控制自由度，i_dx中的交流分量均三相对称，因此直流母线电流幅值不变，即

$I_d=\underset{x=u,v,w}{\mathrm{\Σ}}{i}_{\mathrm{dx}}=\underset{x=u,v,w}{\mathrm{\Σ}}\frac{u_{\mathrm{sx}}{i}_{\mathrm{sx}}}{U_d}=\frac{{3U}_{\mathrm{sm}}{I}_{\mathrm{sm}}\cos \mathrm{\θ}}{{2U}_d}---\left(12\right)$

3)环流约束控制

由三倍频低频瞬时功率所引入的三相环流零序分量的抑制，及基频低频纹波平衡控制带来的三相桥臂上/下桥臂电容电压平衡控制都在环流约束控制中得以实现。

将式(10)和(11)简化，①和②分别代表采用控制自由度为Δi_sx、ΔU_dx时的公式。低频工况下，上/下桥臂瞬时功率之差为

环流幅值可以得出

由此可以得到三相环流之和为

由式(15)可知，通过调整自由度ΔU_dx或Δi_sx，可控制环流之和在稳态和动态情况下为0而避免流入直流侧，同时实现三相上/下桥臂的有功平衡。

4)电流前馈控制

由公式(5)、(14)可得各相桥臂环流前馈值即去掉三相环流前馈值中的零序分量可得环流前馈参考为

$i_{0x}^{\mathrm{FW}}=i_{0x}^{\mathrm{fw}}-\underset{x=u,v,w}{\mathrm{\Σ}}{i}_{0x}^{\mathrm{fw}}/3---\left(16\right)$

若二倍频参与低频控制，则桥臂直流侧电流分量前馈可以通过公式(4)实现，即

$i_{\mathrm{dx}}^{\mathrm{FW}}=u_{\mathrm{sx}}{i}_{\mathrm{sx}}/U_d---\left(17\right)$

若二倍频纹波不参与控制，则桥臂直流侧电流分量前馈值为

$i_{\mathrm{dx}}^{\mathrm{FW}}=U_{\mathrm{sm}}{I}_{\mathrm{sm}}\cos \mathrm{\θ}/\left({2U}_d\right)---\left(18\right)$

为了实现上述MMC总的电容电压平衡及二倍频纹波抑制、上/下桥臂间电容电压平衡及基频纹波抑制、环流约束控制、桥臂电流控制和各子模块平衡控制，本发明采用总电容电压平均值反馈控制、上和下桥臂总电容平均值之差反馈控制、环流约束控制和上/下桥臂电流直接反馈控制、各子模块电容电压反馈控制的多闭环控制。具体方案是：

1)总电容电压平均值反馈控制及二倍频纹波抑制控制通过总电容电压控制器实现，其控制器输出电流与总电容电压前馈控制电流相加可得总电容电压控制指令电流 $i_{\mathrm{du}}^{*}=i_{\mathrm{du}}^{\mathrm{ctrl}}+i_{\mathrm{du}}^{\mathrm{FW}};$

2)上和下桥臂总电容平均值之差反馈控制及基频纹波抑制控制通过上/下桥臂平衡控制器实现，其控制器输出为与单位幅值的零序电压信号u_N0u相乘可得上/下桥臂平衡调整电流即 $i_{0u}^{\mathrm{ctrl}}=I_{0u}^{\mathrm{ctrl}}\·u_{N0u};$ 然后与环流前馈值相加得到环流指令信号即 $i_{0u}^{*}=i_{0u}^{\mathrm{ctrl}}+i_{0u}^{\mathrm{FW}};$

3)环流约束控制通过环流约束控制器实现，将所有相上/下桥臂总电容电压平均值送入环流约束控制器(控制自由度为Δi_su)进行处理，得到输出值与单位幅值电源电压u_suu相乘，得到所有相上/下桥臂平衡调整电流即或将所有相上/下桥臂总电容电压平均值送入环流约束控制器(控制自由度为ΔU_du)进行处理，得到所有相上/下桥臂平衡调整PWM占空比Δd_du；

4)若环流约束控制自由度为Δi_su，则将交流电源指令电流所有相上/下桥臂平衡调整电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号合成为桥臂指令电流 即 $\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{up}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}+{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{su}}^{*}+i_{0u}^{*})+i_{\mathrm{du}}^{*}\\ i_{\mathrm{un}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}-{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{su}}^{*}-i_{0u}^{*})-i_{\mathrm{du}}^{*}\end{array}\right.;$ 若环流约束控制自由度为ΔU_du，则将交流电源指令电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号合成为上桥臂指令电流即 $\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{up}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}+i_{0u}^{*})+i_{\mathrm{du}}^{*}\\ i_{\mathrm{un}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}-i_{0u}^{*})-i_{\mathrm{du}}^{*}\end{array}\right.;$

5)上/下桥臂电流直接反馈控制通过上/下桥臂电流控制器实现。若环流约束控制自由度为Δi_su，将上/下桥臂电流检测值i_up/i_un与指令电流分别送入到上/下桥臂电流控制器处理，得到上/下桥臂PWM公共占空比d_up/d_un；若环流约束控制自由度为ΔU_du，将上/下桥臂电流检测值i_up/i_un与指令电流分别送入到上/下桥臂电流控制器处理，得到占空比d_up'/d_un'并与所有相上/下桥臂平衡调整PWM占空比Δd_du相加减，得到上/下桥臂PWM公共占空比d_up/d_un，即 $\left\{\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{up}}={d_{\mathrm{up}}}^{\′}+{\mathrm{\Δd}}_{\mathrm{du}}\\ d_{\mathrm{un}}={d_{\mathrm{un}}}^{\′}-{\mathrm{\Δd}}_{\mathrm{du}}\end{array}\right.;$

6)子模块电容电压平衡控制通过上/下桥臂子模块电容电压控制器实现，将与上/下桥臂第j个子模块电容电压低通滤波值u_upj/u_unj(j＝1,2,…,N)，分别送入到上/下桥臂子模块微调控制器进行处理，输出ΔD_upj/ΔD_unj经过分别经过i_up ^*/i_un ^*的归一化得到上/下桥臂第j个子模块PWM占空比微调量Δd_upj/Δd_unj，再经与上/下桥臂PWM公共占空比d_up/d_un以及上/下桥臂静态占空比D_up/D_un对应相加，得到上/下桥臂第j个子模块PWM占空比d_upj/d_unj，这里上/下桥臂静态占空比分别为 $\left\{\begin{array}{c}{D}_{\mathrm{up}}=(U_d/2-u_{\mathrm{su}}-u_{N0})/U_d\\ D_{\mathrm{un}}=(U_d/2+u_{\mathrm{su}}+u_{N0})/U_d\end{array}\right.;$

7)将各子模块PWM占空比d_up1、d_up2、…和d_upN及d_un1、d_un2、…和d_unN送入到PWM发生器单元，产生各子模块的PWM控制信号。

本发明的有益效果：

1该方法从功率平衡的角度，其基本思想是，通过调节该变换器各相桥臂的总有功功率及二倍频瞬时功率，即调节直流母线电流在各相桥臂中的电流分量(含直流分量和各相对称二倍频交流分量)，实现该变换器的上、下桥臂总电容电压的平衡控制及二倍频纹波抑制；通过调节上/下桥臂之间的有功功率及基频瞬时功率分配，即调节与高频零序电压同频同相的桥臂环流，实现上/下桥臂之间的电容电压平衡控制及基频纹波抑制；通过调节变换器所有相上/下桥臂之间的有功功率分配，即调节各相桥臂对称且上下桥臂相反的交流相电流分量或调节各相上(下)桥臂相同且上/下桥臂相反的直流电压分量，实现环流约束控制；通过微调同一桥臂上各子模块之间的有功功率分配，即微调各子模块输出电压分量，实现同一桥臂上各子模块之间的电容电压平衡控制。

2电压外环采用复合控制器，可消除低频纹波控制稳态误差，实现多频率低频纹波控制；

3在上/下桥臂间平衡控制中，电压外环减去所有相上/下桥臂电容电压之差，可控制各相环流参考值之和为0。

4增加两种环流约束控制既可以控制因上述3造成的所有相上/下桥臂电容电压不平衡。

5在桥臂环流前馈中减去环流零序分量，确保三相环流前馈之和为0；采用桥臂电流直接控制利于内部环流控制。

6适用于各种PWM调制方法，适用于多种模块化多电平拓扑结构。

7物理意义明确，理论依据充分。

附图说明

图1是典型的模块化多电平变换器三相拓扑结构示意图；

图2是模块化多电平单相拓扑结构和本发明的低频运行综合控制原理图；

图3是本发明的低频运行综合控制原理图中的总控制器原理图方案一；

图4是本发明的低频运行综合控制原理图中的总控制器原理图方案二；

图5是本发明的控制原理图中上桥臂控制器的原理图；

图6是本发明的控制原理图中下桥臂控制器的原理图；

图7是本发明的总控制器原理图中总电容电压控制器的一种实施例原理图；

图8是本发明的总控制器原理图中上/下桥臂平衡控制器的一种实施例原理图；

图9是本发明应用于多相模块化多电平变换器的低频控制系统原理图。

其中，1、总控制器，2、上桥臂控制器，3、下桥臂控制器，4、低通滤波单元，5、平均值计算单元C，6、模块化多电平变换器，7、PWM信号发生器，8、综合控制装置，9、M相模块化多电平变换器，10、综合控制系统单元1，11、综合控制系统单元k，12、综合控制系统单元M，13、PWM信号发生器1，14、PWM信号发生器K，15、PWM信号发生器M，1-1、平均值计算单元A1，1-2、运算单元A1，1-3、总电容电压控制器，1-3-1、减法器A2，1-3-2、二倍频比例谐振调节器，1-3-3、比例积分调节器1，1-3-4、加法器A6，1-4、上/下桥臂平衡控制器，1-4-1、减法器A3，1-4-2加法器A4，1-4-3、基频比例谐振调节器，1-4-4、比例积分调节器2，1-4-5、加法器A5，1-5、函数发生器，1-6环流约束控制器A，1-7归一化单元A，1-8、加法器A1，1-9、乘法器A1，1-10、加法器A2，1-11、乘法器A2，1-12、上桥臂电流合成单元A，1-13、下桥臂电流合成单元A，1-14、上桥臂电流控制器A，1-15、下桥臂电流控制器A，1-16、环流约束控制器B，1-17、上桥臂电流合成B，1-18、下桥臂电流合成B，1-19、上桥臂电流控制器B，1-20、下桥臂电流控制器B，1-21、加法器A3，1-22、减法器A1，2-1、子模块微调控制器A，2-2、归一化单元C，2-3、乘法器C，2-4、加法器C，3-1、子模块微调控制器B，3-2、归一化单元D，3-3、乘法器D，3-4、加法器D，6-1、正直流母线，6-2、负直流母线。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

图1给出了典型的模块化多电平变换器三相拓扑结构示意图。每相上/下桥臂各有N个子模块构成，每个子模块的结构如图1所示。

一种模块化多电平变换器低频运行的综合控制系统，它包括M相模块化多电平变换器9，每一相模块化多电平变换器6与各自的综合控制装置8连接，综合控制装置8则与PWM信号发生器7连接；其中，综合控制装置8包括低通滤波单元4、平均值计算单C5、上桥臂控制器2、总控制器1和下桥臂控制器3；每一相的模块化多电平变换器6输出端与低通滤波单元4连接；低通滤波单元4将各子模块电容电压(含低频纹波)送入上桥臂控制器2和下桥臂控制器3和平均值计算单元C5，平均值计算单元C5输出对应各桥臂电容电压平均值至上桥臂控制器2、下桥臂控制器3和总控制器1，总控制器1的输出端分别输出上桥臂PWM公共占空比d_up到上桥臂控制器2，输出下桥臂PWM公共占空比d_un到下桥臂控制器3；上桥臂控制器2和下桥臂控制器3输出端与对应相的PWM信号发生器7连接。

所述总控制器1若采用环流约束控制器A1-6，则包括求平均值单元A11-1、运算单元A11-2，它们的输入端与平均值计算单元C5输出端连接，输出端则分别与总电容电压控制器1-3、上/下桥臂平衡控制器1-4及环流约束控制器A1-6连接，总电容电压控制器1-3还与加法器A11-8相连；乘法器A21-11分别与环流约束控制器A1-6、归一化单元A1-7相连；上/下桥臂平衡控制器1-4与乘法器A11-9相连，乘法器A11-9分别与函数发生器1-5、加法器A21-10相连；加法器A11-8、加法器A21-10、乘法器A21-11与对应的上桥臂电流合成单元A1-12及下桥臂电流合成单元A1-13连接；上桥臂电流合成单元A1-12及下桥臂电流合成A1-13分别连接对应上桥臂电流控制器A1-14及下桥臂电流控制器A1-15。直流侧电容参考电压送入总电容电压控制器1-3；交流相电源电压送入归一化单元A1-7；上桥臂电流送入上桥臂电流控制器A1-14，下桥臂电流送入下桥臂电流控制器A1-15。

所述总控制器1若采用环流约束控制器B1-16，则包括求平均值单元A11-1、运算单元A11-2，它们的输入端与平均值计算单元C5输出端连接，输出端则分别与总电容电压控制器1-3、上/下桥臂平衡控制器1-4及环流约束控制器B1-16连接，总电容电压控制器1-3还与加法器A11-8相连；上/下桥臂平衡控制器1-4与乘法器A11-9相连，乘法器A11-9分别与函数发生器1-5、加法器A21-10相连；加法器A11-9、加法器A21-10与对应的上桥臂电流合成B1-17及下桥臂电流合成B1-18连接；上桥臂电流合成B1-17及下桥臂电流合成B1-18分别连接对应上桥臂电流控制器B1-19及下桥臂电流控制器B1-20；环流约束控制器B1-16与加法器A31-21和减法器A11-22相连，加法器A31-21、减法器A11-22与对应的上桥臂电流控制器B1-19、下桥臂电流控制器B1-20分别相连。直流侧电容参考电压送入总电容电压控制器1-3；上桥臂电流送入上桥臂电流控制器B1-19，下桥臂电流送入下桥臂电流控制器B1-20。

所述上桥臂控制器2和下桥臂控制器3结构相同，其中：

所述上桥臂控制器2包括与子模块微调控制器A2-1、乘法器C2-3、加法器C2-4、归一化单元C2-2；各上桥臂子模块电容电压低通滤波值u_upj(j＝1,2,…,N)与子模块微调控制器A2-1输入端连接，输出端与乘法器C2-3连接，乘法器C2-3与加法器C2-4和归一化单元C2-2分别相连；上桥臂电流参考信号i_up ^*送入归一化单元C2-2。

所述下桥臂控制器3包括与子模块微调控制器B3-1、乘法器D3-3、加法器D3-4、归一化单元D3-2；各下桥臂子模块电容电压低通滤波值u_unj(j＝1,2,…,N)与子模块微调控制器B3-1输入端连接，输出端与乘法器D3-3连接，乘法器D3-3与加法器D3-4和归一化单元D3-2分别相连；下桥臂电流参考信号i_un ^*送入归一化单元D3-2。

总电容电压控制器1-3可以采用多种复合控制器实现方案，实施例中给出其中一种实现方案，包括减法器A21-3-1，其两个输入端分别连接子模块电容电压平均值参考信号U_dcN ^*和总电容电压平均值输出端分别与二倍频比例谐振调节器1-3-2、比例积分调节器11-3-3相连。二倍频比例谐振调节器1-3-2和比例积分调节器11-3-3分别与加法器A61-3-4连接。

上/下桥臂平衡控制器1-4可以采用多种复合控制器实现方案，实施例中给出其中一种实现方案，包括减法器A31-4-1，其输入端与总电容电压平均值和上桥臂电容电压平均值相连，输出端与加法器A41-4-2相连。加法器A41-4-2输入端与所有相上/下桥臂电容电压之差的平均值相连，输出端分别与基频比例谐振调节器1-4-3、比例积分调节器21-4-4相连。加法器A51-4-5输入端与基频比例谐振调节器1-4-3、比例积分调节器21-4-4分别相连。

其中，表示模块化多电平变换器正直流母线6-1的电压，表示负直流母线6-2的电压，u_N0表示高频零序电压，U_N0m表示高频零序电压幅值，u_N0u表示与u_N0同频同相单位幅值高频零序电压信号，u_su表示模块化多电平变换器交流侧u相电源电压幅值为U_sm，u_suu表示与u_sa同频同相单位幅值交流电压信号，i_su表示模块化多电平变换器交流侧u相电流幅值为I_sm，功率因数角为θ，i_up和i_un分别表示模块化多电平变换器交流侧u相上桥臂电流、u相下桥臂电流，i_su ^*、i_up ^*和i_un ^*分别表示模块化多电平变换器交流侧u相参考电流及u相上桥臂参考电流、u相下桥臂参考电流，i_upu表示与电流i_up ^*同频同相的单位幅值电流，i_unu表示与电流i_un ^*同频同相的单位幅值电流，表示总电容电压控制器输出电流，表示总电容电压前馈控制电流，表示总电容电压控制电流指令信号，表示上/下桥臂平衡控制器输出值，表示上/下桥臂平衡调整电流，表示环流前馈控制信号，表示环流指令信号，表示环流约束控制器A输出值，表示所有相上/下桥臂平衡调整电流，ΔU表示为控制系统可调整的电压裕量，u_dcN ^*为子模块直流侧电容参考电压，表示下桥臂子模块电容电压检测值，表示下桥臂子模块电容电压检测值，u_upj表示上桥臂第j个子模块电容电压低通滤波值，u_anj表示下桥臂第j个子模块电容电压低通滤波值，表示上下桥臂各子模块总平均电容电压，表示上桥臂子模块平均电容电压，表示下桥臂子模块平均电容电压，表示所有相上桥臂子模块平均电容电压，表示所有相下桥臂子模块平均电容电压，表示所有相子模块平均电容电压，Δd_du表示所有相上/下桥臂平衡调整PWM占空比，d_|up表示上桥臂PWM公共占空比，d_un表示下桥臂PWM公共占空比，d_upj表示上桥臂第j个子模块PWM占空比，d_unj表示下桥臂第j个子模块PWM占空比，Δd_upj表示上桥臂第j个子模块微调占空比，Δd_unj表示下桥臂第j个子模块微调占空比，ΔD_upj为上桥臂第j个子模块微调控制器的输出值，D_unj为下桥臂第j个子模块微调控制器的输出值，D_up表示上桥臂静态占空比，D_un表示下桥臂静态占空比，L表示电感，C表示电容。

图3平均值单元A11-1输入端与上桥臂电容电压平均值和下桥臂电容电压平均值相连，输出端分别连接总电容电压控制器1-3的一个输入端、上/下桥臂平衡控制器1-4输入端。上/下桥臂平衡控制器1-4另外两个输入端分别与上桥臂电容电压平均值和运算单元A11-2输出端相连，输出端与乘法器A11-9输入端连接。运算单元A11-2输入端分别与所有相上桥臂电容电压平均值和所有相下桥臂电容电压平均值连接，输出端还与环流约束控制器A1-6输入端连接。乘法器A11-9另一个输入端与函数发生器1-5的输出端连接，输出端连接加法器A21-10的一个输入端，法器A21-10的另一个输入端连接环流前馈控制信号总电容电压控制器1-3的另一个输入端连接子模块电容电压参考值u_dcN ^*，输出端连接加法器A11-8的一个输入端。加法器A11-8另一个输入端连接总电容电压前馈控制信号输出端与加法器A21-10输出端及乘法器A21-11输出端分别对应连接与上桥臂电流合成A1-14输入端和下桥臂电流合成A1-15输入端。上桥臂电流合成A1-14输出端及上桥臂电流检测值i_up分别连接上桥臂电流控制器A1-19的两个输入端，上桥臂电流控制器A1-19的输出端d_up与上桥臂控制器3相连(参见图2)。下桥臂电流合成A1-15输出端、下桥臂电流检测值i_np分别与下桥臂电流控制器A1-20两个输入端相连，下桥臂电流控制器A1-20输出端d_un与下桥臂控制器4连接(参见图2)。

图4平均值单元A11-1输入端与上桥臂电容电压平均值和下桥臂电容电压平均值相连，输出端分别连接总电容电压控制器1-3的一个输入端、上/下桥臂平衡控制器1-4输入端。上/下桥臂平衡控制器1-4另外两个输入端分别与上桥臂电容电压平均值和运算单元A11-2输出端相连，输出端与乘法器A11-9输入端连接。运算单元A11-2输入端分别与所有相上桥臂电容电压平均值和所有相下桥臂电容电压平均值连接，输出端还与环流约束控制器B1-16输入端连接。乘法器A11-9另一个输入端与函数发生器1-5的输出端连接，输出端连接加法器A21-10的一个输入端，加法器A21-10的另一个输入端连接环流前馈控制信号总电容电压控制器1-3的另一个输入端连接子模块电容电压参考值u_dcN ^*，输出端连接加法器A11-8的一个输入端。加法器A11-8另一个输入端连接总电容电压前馈控制信号输出端与加法器A21-10输出端分别对应连接与上桥臂电流合成B1-17输入端和下桥臂电流合成B1-18输入端。上桥臂电流合成B1-17输出端及上桥臂电流检测值i_up分别连接上桥臂电流控制器B1-19的两个输入端，上桥臂电流控制器B1-19的输出端与环流约束控制器B1-16输出端分别连接加法器A31-21的两个输入端，加法器A31-21输出端d_up与上桥臂控制器3相连(参见图3)。下桥臂电流合成B1-18输出端及下桥臂电流检测值i_un分别连接下桥臂电流控制器B1-20的两个输入端，下桥臂电流控制器B1-20的输出端与环流约束控制器B1-16输出端分别连接减法器A11-22的两个输入端，减法器A11-22输出端d_un与下桥臂控制器4相连(参见图3)。

图5子模块微调控制器A2-1两个输入端分别连接上桥臂电容电压平均值和各上桥臂子模块电容电压值u_upj(j＝1,2,…,N)，输出端连接乘法器C2-3的一个输入端。乘法器C2-3的另一个输入端连接归一化单元C2-2的输出端，输出端连接加法器C2-4的一个输入端。归一化单元C2-2的输人端连接上桥臂电流指令信号i_up ^*。加法器C2-4另外两个输入端分别连接上桥臂PWM公共占空比d_up和上桥臂静态占空比D_up，加法器C2-4输出端d_upj连接PWM信号发生器7。

图6子模块微调控制器B3-1两个输入端分别连接下桥臂电容电压平均值和各下桥臂子模块电容电压值u_unj(j＝1,2,…,N)，输出端连接乘法器D3-3的一个输入端。乘法器D3-3的另一个输入端连接归一化单元D3-2的输出端，输出端连接加法器D3-4的一个输入端。归一化单元D3-2的输人端连接下桥臂电流指令信号i_un ^*。加法器D3-4另外两个输入端分别连接上桥臂PWM公共占空比d_un和下桥臂静态占空比D_un，加法器D3-4输出端d_unj连接PWM信号发生器7。

图7为总电容电压控制器1-3的一种实施例原理图，其减法器A21-3-1两个输入端分别连接子模块电容电压平均值参考信号U_dcN ^*和总电容电压平均值输出端分别与二倍频比例谐振调节器1-3-2、比例积分调节器11-3-3输入端相连。二倍频比例谐振调节器1-3-2和比例积分调节器11-3-3输出端分别与加法器A61-3-4两个输入端连接，加法器A61-3-4输出端连接加法器A11-8。

图8为上/下桥臂平衡控制器1-4的一种实施例原理图，其减法器A31-4-1两个输入端分别与总电容电压平均值和上桥臂电容电压平均值相连，输出端与加法器A41-4-2相连。加法器A41-4-2输入端与所有相上/下桥臂电容电压之差的平均值相连，输出端分别与基频比例谐振调节器1-4-3输入端、比例积分调节器21-4-4输入端相连。加法器A51-4-5输入端分别与基频比例谐振调节器1-4-3输出端、比例积分调节器21-4-4输出端相连。加法器A51-4-5输出端连接乘法器A11-9。

图9中，以M相模块化多电平变换器9为例。综合控制系统单元110、综合控制系统单元k11、综合控制系统单元M12具有相同的结构，综合控制系统单元之间互通环流约束控制信号，其输入端分别和M相模块化多电平变换器9的第1相、第k相、第M相相连，其输出端分别连接PWM信号发生器113、PWM信号发生器k14、PWM信号发生器M15。综合控制系统单元k11的与综合控制装置8具有相同的结构，M相模块化多电平变换器9由M个模块化多电平变换器6构成，且正直流母线6-1、负直流母线6-2分别相连。

本发明的一种模块化多电平变换器低频运行的综合控制方法，通过函数发生器给定单位幅值高频零序电压，并检测模块化多电平变换器交流侧电源电压，上、下桥臂电流，上、下桥臂各子模块瞬时电容电压，将瞬时电容电压送入低通滤波单元得到含低频纹波的各子模块电容电压，经过一个平均值计算单元得到各相上、下桥臂电压平均值和所有相上、下桥臂电容电压平均值，经过一个总控制器运算处理后得到上、下桥臂PWM公共占空比；上(下)桥臂各子模块电容电压、上(下)桥臂电容电压平均值与上述上(下)桥臂PWM公共占空比经过上(下)桥臂控制器运算处理，得到上(下)桥臂各子模块的实际PWM占空比；各子模块的实际PWM占空比经过PWM信号发生器产生各子模块的PWM控制信号，实现各子模块电容电压平衡控制、低频电容电压纹波抑制控制、环流约束控制及桥臂电流控制。

它的具体步骤为：

(1)依据输入/出电压幅值及控制系统调节占空比裕量，得到可叠加的高频零序电压幅值指令信号U_N0m。由函数发生器得到单位幅值零序电压u_N0u；

(2)通过检测模块化多电平各桥臂N个子模块瞬时电容电压，得到对应上/下桥臂子模块电容电压检测值(这里x表示交流侧各相；p/n分别代表上/下桥臂；j＝1,2…N，N表示上或下桥臂的总模块数)，将瞬时电容电压送入低通滤波单元得到含低频纹波的各子模块电容电压u_xpj/u_xnj，经过平均值计算单元C得到u相上、下桥臂电压平均值和所有相上、下桥臂电容电压平均值

(3)将上/下桥臂电容电压平均值送入平均值计算单元A11-1，得到u相总平均电容电压和电压参考u_dcN ^*经过总电容电压控制器处理，其中实施例中总电容电压控制器采用比例谐振复合控制器实现，得到控制器输出电流(这里i_dx表示直流侧电流I_d在x相桥臂的电流分量，上标ctrl代表控制量)，与总电容电压控制电流前馈值经过加法器A1相加后可得u相总电容电压控制电流指令信号即若二倍频纹波参与低频控制，则总电容电压控制电流前馈值设定为否则设定为 $i_{\mathrm{du}}^{\mathrm{FW}}=U_{\mathrm{sm}}{I}_{\mathrm{sm}}\cos \mathrm{\θ}/\left({2U}_d\right);$

(4)所有相上/下桥臂总电容电压平均值经过运算单元A1，得到与上/下桥臂电容电压平均值经过上/下桥臂平衡控制器处理，其中实施例中上/下桥臂平衡控制器采用比例谐振复合控制器实现，得到输出值与单位幅值的零序电压uN0u经乘法器A1相乘，得到上/下桥臂平衡调整电流即然后与环流前馈值经加法器A2相加得到环流指令信号即(这里上标FW代表前馈值)。其中环流前馈值为 为含有零序分量的环流前馈值，其值为 $\frac{({U_d}^2-{4u}_{\mathrm{sx}}^2)i_{\mathrm{sx}}}{2\sqrt{2}{U}_d{U}_{N0m}}\·u_{N0x};$

(5)通过检测交流侧电源电压u_su，经过归一化单元处理，得到相应单位幅值电源电压u_suu；

(6)将所有相上、下桥臂总电容电压平均值送入环流约束控制器A进行处理，得到输出值与单位幅值电源电压u_suu经乘法器A2相乘，得到所有相上/下桥臂平衡调整电流即将所有相上、下桥臂总电容电压平均值送入环流约束控制器B进行处理，得到所有相上/下桥臂平衡调整PWM占空比Δd_du；

(7)若控制采用环流约束控制器A，则将交流电源指令电流所有相上/下桥臂平衡调整电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号送入上桥臂合成A中处理，得到上桥臂指令电流即若控制采用环流约束控制器B，则将交流电源指令电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号送入上桥臂合成B中处理，得到上桥臂指令电流即 $i_{\mathrm{up}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}+i_{0u}^{*})+i_{\mathrm{du}}^{*};$

(8)若控制采用环流约束控制器A，则将交流电源指令电流所有相上/下桥臂平衡调整电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号送入下桥臂合成A中处理，得到下桥臂指令电流即若控制采用环流约束控制器B，则将交流电源指令电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号送入下桥臂合成B中处理，得到下桥臂指令电流即 $i_{\mathrm{un}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}-i_{0u}^{*})-i_{\mathrm{du}}^{*};$

(9)若控制采用环流约束控制器A，将上桥臂电流检测值i_up与指令电流送入到上桥臂电流控制器A处理，得到上桥臂PWM公共占空比d_up；若控制采用环流约束控制器B，将上桥臂电流检测值i_up与指令电流送入到上桥臂电流控制器B处理，得到占空比d_up'通过加法器A3与所有相上/下桥臂平衡调整PWM占空比Δd_du相加，得到上桥臂PWM公共占空比d_up，即d_up＝d_up'+Δd_du；

(10)若控制采用环流约束控制器A，将上桥臂电流检测值i_un与指令电流送入到下桥臂电流控制器A处理，得到下桥臂PWM公共占空比d_un；若控制采用环流约束控制器B，将下桥臂电流检测值i_un与指令电流送入到下桥臂电流控制器B处理，得到占空比d_un'通过减法器A1与所有相上/下桥臂平衡调整PWM占空比Δd_du相减，得到下桥臂PWM公共占空比d_un，即d_un＝d_un'-Δd_du；

(11)将上桥臂指令电流送入归一化单元C处理，得到上桥臂单位幅值电流i_upu；将下桥臂指令电流送入归一化单元D处理，得到下桥臂单位幅值电流i_unu；

(12)将与上桥臂第j个子模块电容电压低通滤波值u_upj(j＝1,2,…,N)，送入到子模块微调控制器A进行处理，得到ΔD_upj经过对应的乘法器C与i_upu相乘，得到Δd_upj再经过加法器C与上桥臂PWM公共占空比d_up以及上桥臂静态占空比D_up相加，得到上桥臂第j个子模块PWM占空比d_upj，这里上桥臂静态占空比为D_up＝(U_d/2-u_su-u_N0)/U_d；

(13)将与下桥臂第j个子模块电容电压低通滤波值u_unj(j＝1,2,…,N)，送入到子模块微调控制器B进行处理，得到ΔD_unj经过对应的乘法器D与i_unu相乘，得到Δd_unj再经过加法器D与下桥臂PWM公共占空比d_un以及下桥臂静态占空比D_un相加，得到下桥臂第j个子模块PWM占空比d_unj，这里下桥臂静态占空比为D_un＝(U_d/2+u_su+u_N0)/U_d；

(14)将各子模块PWM占空比d_up1、d_up2、…和d_upN及d_un1、d_un2、…和d_unN送入到PWM发生器单元，产生各子模块的PWM控制信号。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (10)

1.一种模块化多电平变换器的低频运行综合控制系统，其特征是，包括

M相模块化多电平变换器，每一相模块化多电平变换器与各自的综合控制装置连接，所述综合控制装置则与PWM信号发生器连接；

所述综合控制装置包括低通滤波单元、平均值计算单元C、上桥臂控制器、总控制器和下桥臂控制器；

每一相的模块化多电平变换器输出端分别与低通滤波单元连接；

所述低通滤波单元将上桥臂、下桥臂、所有相子模块含低频纹波的电容电压分别送入上桥臂控制器、下桥臂控制器和平均值计算单元C；

所述平均值计算单元C输出各桥臂电容电压平均值至上桥臂控制器、下桥臂控制器和总控制器，

所述总控制器的输出端分别输出上桥臂PWM公共占空比d_up到上桥臂控制器，输出下桥臂PWM公共占空比d_un到下桥臂控制器；所述总控制器还与PWM信号发生器连接，

所述上桥臂控制器和下桥臂控制器输出端分别均与对应相的PWM信号发生器连接；

所述每一相模块化多电平变换器的上桥臂和下桥臂分别与正直流母线和负直流母线连接。

2.如权利要求1所述的一种模块化多电平变换器的低频运行综合控制系统，其特征是，所述总控制器包括平均值计算单元A1和运算单元A1，所述平均值计算单元A1和运算单元A1的输入端均与平均值计算单元C连接，所述平均值计算单元A1的输出端分别与总电容电压控制器和上/下桥臂平衡控制器连接，所述总电容电压控制器的输出端与加法器A1连接，所述加法器A1的输出端分别与上桥臂电流合成单元A和下桥臂电流合成单元A连接，所述上/下桥臂平衡控制器与乘法器A1连接，所述乘法器A1与加法器A2连接，所述加法器A2分别与上桥臂电流合成单元A和下桥臂电流合成单元A连接；所述上桥臂电流合成单元A的输出端与上桥臂电流控制器A连接，所述下桥臂电流合成单元A的输出端与下桥臂电流控制器A连接；

所述运算单元A1分别与上/下桥臂平衡控制器和环流约束控制器A连接，所述环流约束控制器A与乘法器A2连接，所述乘法器A2与上桥臂电流合成单元A连接；所述上/下桥臂平衡控制器与乘法器A1连接；

所述乘法器A1还与函数发生器连接，所述乘法器A2还与归一化单元A连接；

直流侧电容参考电压送入总电容电压控制器输入端；交流相电源电压送入归一化单元A；上桥臂电流送入上桥臂电流控制器A，下桥臂电流送入下桥臂电流控制器A；

所述上桥臂电流控制器A的输出端与上桥臂控制器连接；所述下桥臂电流控制器A的输出端与下桥臂控制器连接。

3.如权利要求1所述的一种模块化多电平变换器的低频运行综合控制系统，其特征是，所述总控制器包括平均值计算单元A1和运算单元A1，所述平均值计算单元A1和运算单元A1的输入端均与平均值计算单元C连接，所述平均值计算单元A1的输出端分别与总电容电压控制器和上/下桥臂平衡控制器连接，所述总电容电压控制器的输出端与加法器A1连接，所述加法器A1的输出端分别与上桥臂电流合成单元B和下桥臂电流合成单元B连接，所述上/下桥臂平衡控制器与乘法器A1连接，所述乘法器A1与加法器A2连接，所述加法器A2分别与上桥臂电流合成单元B和下桥臂电流合成单元B连接；所述上桥臂电流合成单元B的输出端与上桥臂电流控制器B连接，所述上桥臂电流控制器B与加法器A3连接，所述下桥臂电流合成单元B的输出端与下桥臂电流控制器B连接，所述下桥臂电流控制器B与减法器A1连接；

所述运算单元A1分别与上/下桥臂平衡控制器和环流约束控制器B连接，所述环流约束控制器B与加法器A3连接；

所述乘法器A1还与函数发生器连接；

子模块直流侧电容参考电压送入总电容电压控制器输入端；上桥臂电流送入上桥臂电流控制器B，下桥臂电流送入下桥臂电流控制器B；

所述加法器A3的输出端与上桥臂控制器连接；所述减法器A1的输出端与下桥臂控制器连接。

4.如权利要求1所述的一种模块化多电平变换器的低频运行综合控制系统，其特征是，所述上桥臂控制器和下桥臂控制器结构相同，其中：所述上桥臂控制器包括子模块微调控制器A、乘法器C、加法器C、归一化单元C，所述子模块微调控制器A的输出端与乘法器C连接，所述子模块微调控制器A的输入是各上桥臂子模块电容电压低通滤波值u_upj，其中，j＝1,2,…,N，所述乘法器C的输出端与加法器C连接，所述归一化单元C的输出端与乘法器C连接；所述归一化单元C的输入为上桥臂电流参考信号i_up ^*。

5.如上述任一权利要求所述的一种模块化多电平变换器的低频运行综合控制系统的控制方法，其特征是，包括如下步骤：

通过函数发生器给定单位幅值高频零序电压信号，并检测模块化多电平变换器交流侧电源电压、上桥臂电流、下桥臂电流、上桥臂各子模块瞬时电容电压和下桥臂各子模块瞬时电容电压，

将上桥臂各子模块瞬时电容电压和下桥臂各子模块瞬时电容电压送入低通滤波单元得到含低频纹波的上桥臂各子模块电容电压和下桥臂各子模块电容电压，

所述含低频纹波的各子模块电容电压经过平均值计算单元C得到各相上桥臂电压平均值、各相下桥臂电压平均值、所有相上桥臂电容电压平均值和所有相下桥臂电容电压平均值，

所述各相上桥臂电压平均值、各相下桥臂电压平均值、所有相上桥臂电容电压平均值和所有相下桥臂电容电压平均值经过总控制器处理后得到上桥臂PWM公共占空比和下桥臂PWM公共占空比；

上桥臂各子模块电容电压、上桥臂电容电压平均值、上桥臂PWM公共占空比经过上桥臂控制器运算处理，得到上桥臂各子模块的实际PWM占空比；同时下桥臂各子模块电容电压、下桥臂电容电压平均值、下桥臂PWM公共占空比经过下桥臂控制器运算处理，得到下桥臂各子模块的实际PWM占空比；

各子模块的实际PWM占空比经过PWM信号发生器产生各子模块的PWM控制信号，实现各子模块电容电压平衡控制、低频电容电压纹波抑制控制、环流约束控制及桥臂电流控制。

6.如权利要求5所述的方法，其特征是，所述通过函数发生器给定单位幅值高频零序电压信号，并检测模块化多电平变换器交流侧电源电压、上桥臂电流、下桥臂电流、上桥臂各子模块瞬时电容电压和下桥臂各子模块瞬时电容电压，将上桥臂各子模块瞬时电容电压和下桥臂各子模块瞬时电容电压送入低通滤波单元得到含低频纹波的上桥臂各子模块电容电压和下桥臂各子模块电容电压，所述含低频纹波的各子模块电容电压经过平均值计算单元C得到各相上桥臂电压平均值、各相下桥臂电压平均值、所有相上桥臂电容电压平均值和所有相下桥臂电容电压平均值，

具体步骤为：

步骤(1)：依据输入/出电压幅值及控制系统调节占空比裕量，得到可叠加的高频零序电压幅值指令信号U_N0m；由函数发生器得到单位幅值零序电压u_N0u；

步骤(2)：通过检测模块化多电平各桥臂N个子模块瞬时电容电压，得到对应上/下桥臂子模块电容电压检测值其中，x表示交流侧各相；p/n分别代表上/下桥臂；j＝1,2…N，N表示上或下桥臂的总模块数，将瞬时电容电压送入低通滤波单元得到含低频纹波的各子模块电容电压u_xpj/u_xnj，经过平均值计算单元C得到u相上、下桥臂电压平均值和所有相上、下桥臂电容电压平均值

7.如权利要求5所述的方法，其特征是，所述经过总控制器处理后得到上桥臂PWM公共占空比和下桥臂PWM公共占空比，具体步骤为：

步骤(3)：将上/下桥臂电容电压平均值送入平均值计算单元A1，得到u相总平均电容电压和电压参考u_dcN ^*经过总电容电压控制器处理，总电容电压控制器采用复合控制，得到控制器输出电流其中，i_dx表示直流侧电流I_d在x相桥臂的电流分量，上标ctrl代表控制量，与总电容电压控制电流前馈值经过加法器A1相加后得u相总电容电压控制电流指令信号即若二倍频纹波参与低频控制，则总电容电压控制电流前馈值设定为 $i_{\mathrm{du}}^{\mathrm{FW}}=u_{\mathrm{su}}{i}_{\mathrm{su}}/U_d,$ 否则设定为 $i_{\mathrm{du}}^{\mathrm{FW}}=U_{\mathrm{sm}}{I}_{\mathrm{sm}}\cos \mathrm{\θ}/\left({2U}_d\right),$ 这里交流相电源电压、电流设为u_su、i_su，幅值分别为U_sm、I_sm，功率因数角为θ，直流侧电压为U_d；

步骤(4)：所有相上/下桥臂总电容电压平均值经过运算单元A1，得到所有相上/下桥臂总电容电压之差的平均值与上/下桥臂电容电压平均值经过上/下桥臂平衡控制器处理，上/下桥臂平衡控制器采用复合控制，得到输出值与单位幅值的零序电压u_N0u经乘法器A1相乘，得到上/下桥臂平衡调整电流即然后与环流前馈值经加法器A2相加得到环流指令信号即 $i_{0u}^{*}=i_{0u}^{\mathrm{ctrl}}+i_{0u}^{\mathrm{FW}},$ 上标FW代表前馈值；其中，环流前馈值为 $i_{0u}^{\mathrm{FW}}=i_{0u}^{\mathrm{fw}}-\underset{x=u,v,w,...}{\mathrm{\Σ}}{i}_{0x}^{\mathrm{fw}}/3,$ 为含有零序分量的环流前馈值，其值为

步骤(5)：通过检测交流侧电源电压u_su，经过归一化单元A处理，得到相应单位幅值电源电压u_suu；

步骤(6a)：将所有相上/下桥臂总电容电压平均值送入环流约束控制器A进行处理，得到输出值与单位幅值电源电压u_suu经乘法器A2相乘，得到所有相上/下桥臂平衡调整电流即 ${\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{su}}^{*}={\mathrm{\Δ}}_{\mathrm{su}}^{\mathrm{ctrl}}\·u_{\mathrm{suu}};$

步骤(7a)：若控制采用环流约束控制器A，则将交流电源指令电流所有相上/下桥臂平衡调整电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号送入上桥臂合成A中处理，得到上桥臂指令电流即 $i_{\mathrm{up}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}+{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{su}}^{*}+i_{0u}^{*})+i_{\mathrm{du}}^{*};$

步骤(8a)：若控制采用环流约束控制器A，则将交流电源指令电流所有相上/下桥臂平衡调整电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号送入下桥臂合成A中处理，得到下桥臂指令电流即 $i_{\mathrm{un}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}-{\mathrm{\Δi}}_{\mathrm{su}}^{*}-i_{0u}^{*})-i_{\mathrm{du}}^{*};$

步骤(9a)：

若控制采用环流约束控制器A，将上桥臂电流检测值i_up与指令电流送入到上桥臂电流控制器A处理，得到上桥臂PWM公共占空比d_up；

步骤(10a)：若控制采用环流约束控制器A，将上桥臂电流检测值i_un与指令电流送入到下桥臂电流控制器A处理，得到下桥臂PWM公共占空比d_un。

8.如权利要求5所述的方法，其特征是，所述经过总控制器处理后得到上桥臂PWM公共占空比和下桥臂PWM公共占空比，具体步骤为：

步骤(3)：将上/下桥臂电容电压平均值送入平均值计算单元A1，得到u相总平均电容电压和电压参考u_dcN ^*经过总电容电压控制器处理，总电容电压控制器采用复合控制，得到控制器输出电流其中，i_dx表示直流侧电流I_d在x相桥臂的电流分量，上标ctrl代表控制量，与总电容电压控制电流前馈值经过加法器A1相加后得u相总电容电压控制电流指令信号即若二倍频纹波参与低频控制，则总电容电压控制电流前馈值设定为 $i_{\mathrm{du}}^{\mathrm{FW}}=u_{\mathrm{su}}{i}_{\mathrm{su}}/U_d,$ 否则设定为 $i_{\mathrm{du}}^{\mathrm{FW}}=U_{\mathrm{sm}}{I}_{\mathrm{sm}}\cos \mathrm{\θ}/\left({2U}_d\right),$ 这里交流相电源电压、电流设为u_su、i_su，幅值分别为U_sm、I_sm，功率因数角为θ，直流侧电压为U_d；

步骤(4)：所有相上/下桥臂总电容电压平均值经过运算单元A1，得到与上/下桥臂电容电压平均值经过上/下桥臂平衡控制器处理，上/下桥臂平衡控制器采用复合控制，得到输出值与单位幅值的零序电压uN0u经乘法器A1相乘，得到上/下桥臂平衡调整电流即然后与环流前馈值经加法器A2相加得到环流指令信号即上标FW代表前馈值；其中，环流前馈值为 $i_{0u}^{\mathrm{FW}}=i_{0u}^{\mathrm{fw}}-\underset{x=u,v,w,...}{\mathrm{\Σ}}{i}_{0x}^{\mathrm{fw}}/3,$ 为含有零序分量的环流前馈值，其值为 $\frac{({U_d}^2-{4u}_{\mathrm{sx}}^2)i_{\mathrm{sx}}}{2\sqrt{2}{U}_d{U}_{N0m}}\·u_{N0x};$

步骤(5)：通过检测交流侧电源电压u_su，经过归一化单元A处理，得到相应单位幅值电源电压u_suu；

步骤(6b)：将所有相上/下桥臂总电容电压平均值送入环流约束控制器B进行处理，得到所有相上/下桥臂平衡调整PWM占空比Δd_du；

步骤(7b)：若控制采用环流约束控制器B，则将交流电源指令电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号送入上桥臂合成B中处理，得到上桥臂指令电流即 $i_{\mathrm{up}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}+i_{0u}^{*})+i_{\mathrm{du}}^{*};$

步骤(8b)：若控制采用环流约束控制器B，则将交流电源指令电流环流指令信号和总电容电压控制电流指令信号送入下桥臂合成B中处理，得到下桥臂指令电流即 $i_{\mathrm{un}}^{*}=\frac{1}{2}(i_{\mathrm{su}}^{*}-i_{0u}^{*})-i_{\mathrm{du}}^{*};$

步骤(9b)：若控制采用环流约束控制器B，将上桥臂电流检测值i_up与指令电流送入到上桥臂电流控制器B处理，得到占空比d_up'通过加法器A3与所有相上/下桥臂平衡调整PWM占空比Δd_du相加，得到上桥臂PWM公共占空比d_up，即d_up＝d_up'+Δd_du；

步骤(10b)：若控制采用环流约束控制器B，将下桥臂电流检测值i_un与指令电流送入到下桥臂电流控制器B处理，得到占空比d_un'通过减法器A1与所有相上/下桥臂平衡调整PWM占空比Δd_du相减，得到下桥臂PWM公共占空比d_un，即d_un＝d_un'-Δd_du。

9.如权利要求5所述的方法，其特征是，所述上桥臂各子模块电容电压、上桥臂电容电压平均值、上桥臂PWM公共占空比经过上桥臂控制器运算处理，得到上桥臂各子模块的实际PWM占空比的步骤为：

步骤(11a)：将上桥臂指令电流送入归一化单元C处理，得到上桥臂单位幅值电流i_upu；

步骤(12)：将与上桥臂第j个子模块电容电压低通滤波值u_upj，其中，j＝1,2,…,N，送入到子模块微调控制器A进行处理，得到ΔD_upj经过对应的乘法器C与i_upu相乘，得到Δd_upj再经过加法器C与上桥臂PWM公共占空比d_up以及上桥臂静态占空比D_up相加，得到上桥臂第j个子模块PWM占空比d_upj，这里上桥臂静态占空比为D_up＝(U_d/2-u_su-u_N0)/U_d。

10.如权利要求5所述的方法，其特征是，所述下桥臂各子模块电容电压、下桥臂电容电压平均值、下桥臂PWM公共占空比经过下桥臂控制器运算处理，得到下桥臂各子模块的实际PWM占空比的步骤为：

步骤(11b)：将下桥臂指令电流送入归一化单元D处理，得到下桥臂单位幅值电流i_unu；

步骤(13)：将与下桥臂第j个子模块电容电压低通滤波值u_unj，其中，j＝1,2,…,N，送入到子模块微调控制器B进行处理，得到ΔD_unj经过对应的乘法器D与i_unu相乘，得到Δd_unj再经过加法器D与下桥臂PWM公共占空比d_un以及下桥臂静态占空比D_un相加，得到下桥臂第j个子模块PWM占空比d_unj，这里下桥臂静态占空比为D_un＝(U_d/2+u_su+u_N0)/U_d；

所述各子模块的实际PWM占空比经过PWM信号发生器产生各子模块的PWM控制信号的步骤为：

步骤(14)：将各子模块PWM占空比d_up1、d_up2、…和d_upN及d_un1、d_un2、…和d_unN送入到PWM发生器单元，产生各子模块的PWM控制信号。