CN103001519A - 模块化多电平变流器低频运行的控制方法 - Google Patents

Abstract

一种模块化多电平变流器低频运行的控制方法，通过在桥臂电流共模分量与三相输出电压中同时加入高频交流分量，使得模块化多电平变流器的上、下桥臂内的模块直流电容充放电更加频繁，从而解决模块直流电容电压波动问题。所述的高频交流分量的幅值满足以下表达式：

式中：

表示交流侧电压中所需加入的高频分量幅值，

表示桥臂电流共模分量中所需加入高频分量幅值，

表示交流侧电压给定值，i_a交流侧电流的瞬时值。

Description

模块化多电平变流器低频运行的控制方法

技术领域

本发明涉及一种多电平电力电子变流器的控制方法。

背景技术

模块化多电平变流器（Modular Multilevel Converter，MMC）是最近获得广泛关注的一种新型电力电子变流器，最早是由德国的A.Lesnicar和R.Marquardt在2002年左右提出的。模块化多电平变流器模块化且可以级联的结构决定了其特别适用于中压到高压电力电子变流的应用场合。关于模块化多电平变流器在工频运行状态下的控制方法，国内外相关研究机构已经进行了较多的研究。

三相模块化多电平变流器的基本拓扑结构（如图1所示）是由三相六个桥臂构成，每相有上下两个桥臂。每个桥臂分别由一个桥臂电感和若干个结构相同的子模块级联而成。每个模块包括两个带反并联二极管的电力电子开关器件与一个直流电容。

模块化多电平变流器各相交流侧电流等于上下桥臂电流之差，桥臂电流为实际通过开关器件的电流。对变流器单相桥臂电流进行分析，其可分解为两部分：

（1）由直流侧流入上桥臂，不通过交流侧直接流入下桥臂，最后流回到直流侧的上下桥臂共模分量i_e，此部分完成直流侧与变流器上下桥臂子模块电容的能量交换，其可表达为：

i_e＝(i_p+i_n)/2

其中i_p表示上桥臂电流，i_n表示下桥臂电流。

（2）由上下桥臂分别流入交流侧，不通过另外一个桥臂的上下桥臂差模分量i_dm，此部分完成变流器上下桥臂子模块电容与交流侧的能量交换，其可表达为：

i_dm＝(i_p-i_n)/2＝i_a/2

其中i_a表示交流侧电流瞬时值。

在运行过程中，控制各模块开关器件的开通与关断，可使得各模块的直流电容接入桥臂中或被旁路。通过控制直流电容的接入或旁路，能够控制各桥臂电压，从而控制交流侧电压。

模块化多电平变流器，各模块直流电容在初始时刻会被充电到一个固定电位U₀，在运行过程中当直流电容接入桥臂时，桥臂电流将会给该电容充放电，使得电容上的电位偏离U₀。即有：

$u_j\left(t\right)=u_0+{\∫}_0^t{s}_j\left(\mathrm{\τ}\right)i_j\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}$

其中u_j(t)表示各模块直流电容瞬时电压值；s_j(τ)表示各模块的开关函数，当模块中直流电容被接入桥臂时该函数值为1，当模块中直流电容被旁路时，该函数值为0；i_j(τ)表示各模块所在桥臂中流过的桥臂电流。

由于变流器交流侧电压是由桥臂电压决定的，而桥臂电压又是由各直流电容电压支撑得到的，因此为了使得变流器能够正常的运行，要求在运行过程中，各模块直流电容电压能够实现一种动态的平衡，不能大幅度的偏离U₀，通常要求偏离幅度不超过±10%U₀。一旦变流器模块直流电容电压平衡无法得到解决，将直接导致变流器无法正常运行。

针对该问题，现阶段各国专家学者也都进行了一些分析。各模块直流电容电压平衡问题，可以归结为各模块直流电容在充放电的过程中能量平衡的问题，该问题可以分为两个子问题分别进行解决。

1.桥臂内各模块直流电容能量平衡问题；

2.桥臂间能量平衡问题。

针对问题1，文献“A New AC/AC Multilevel Converter Family”提出了一种解决方法。周期测量每个桥臂各个SM子模块直流电容电压的大小和各桥臂电流的方向，并将其进行分类，将测量的电容电压大小按照从小到大的顺序进行排列，然后根据算法所得到的桥臂电平数和桥臂电流方向对各SM子模块进行控制。如果桥臂电流使得各子模块电容充电，那么选取电容电压较小的子模块开通；如果桥臂电流使得各子模块电容放电，那么选取电容电压值较大的子模块开通。从文献中所给出的仿真和实验波形可以看出，该方法较好的解决了该问题，实现了桥臂内电容电压平衡问题。

针对问题2，在上述排序选择开通模块算法的基础上，清华大学博士论文“无变压器多电平变化器拓扑及控制算法研究”一文对模块直流电容电压最大偏离度做了较为详细的分析和推导，得到一个近似的最大偏离度ε计算公式：

上式中各变量含义如下：

U_e：直流母线电压；

I_m：输出相电流幅值；

ω：电压角频率；

N：上下桥臂基本单元个数；

C：模块直流电容容值；

U₀：模块直流电容电压给定值；

m：调制比；

功率因数角。

对上式进行分析可知，在其他条件不变的情况下变流器运行频率ω越低，偏离度ε越大，当运行频率为0时（即工作在直流条件下）偏离度为无穷大。因此变流器在低频甚至是零频状态下无法正常工作。

事实上，在现阶段该问题严重制约了模块化变流器的发展与应用，目前针对模块化变流器的研究与应用都集中在轻型直流输电、电力电子变压器、无功补偿等工频或高频领域，一旦涉及到需低频运行的电机调速领域此种拓扑就无法正常运行。

发明内容

本发明的目的是解决模块化多电平变流器在运行过程中模块直流电容电压波动过大的问题，提出一种模块化变流器低频运行控制方法。本发明可使得该模块化多电平变流器能够应用于低频电机调速领域。

本发明控制方法的基本出发点是在模块化多电平变流器的桥臂电流共模分量与三相输出电压中同时加入高频交流分量，使得模块化多电平变流器的上、下桥臂内的模块直流电容充放电更加频繁，从而解决模块直流电容电压波动问题。所需加入到桥臂电流中的高频分量幅值

与所需同时加入到三相输出电压中的高频分量幅值

应满足下面的数学表达式：

$\tilde{U}\tilde{I}=\frac{1}{2U_e}[{U_e}^2-4{\left(u_a^{*}\right)}^2]i_a$

式中：

表示交流侧电压中所需加入的高频分量幅值，

表示桥臂电流共模分量中所需加入高频分量幅值，

表示交流侧电压给定值，U_e表示直流母线电压，i_a表示交流侧电流的瞬时值。

本发明提出的变流器低频控制方法包括以下步骤：

（1）测量每相上、下桥臂电流，计算出交流侧电流的瞬时值i_a：

i_a＝i_p-i_n

其中i_p表示上桥臂电流，i_n表示下桥臂电流。

（2）计算出上、下桥臂电流共模分量给定值

桥臂电流共模分量给定值

的表达式为：

${i_e}^{*}={u_a}^{*}{i}_a/U_e$

其中U_e表示直流侧母线电压，u_a ^*表示交流侧给定电压，U_e表示直流母线电压，i_a表示交流侧电流瞬时值；

（3）计算出上、下桥臂各直流子模块电压之和的平均值，将上、下桥臂各直流子模块电压之和的平均值与直流母线电压值相减，所得的差值送入PI调节器中，得到的结果作为桥臂电流共模分量的修正加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

（4）确定在模块化多电平变流器的三相输出电压中加入高频共模分量的幅值

（5）计算在各相桥臂电流共模分量中所需加入高频分量的幅值

$\tilde{I}=\frac{1}{2U_e\tilde{U}}[{U_e}^2-4{\left(u_a^{*}\right)}^2]i_a$

式中：

表示交流侧电压中所需加入的高频分量幅值，

表示桥臂电流共模分量中所需加入高频分量幅值，表示交流侧电压给定值，U_e表示直流母线电压，i_a表示交流侧电流瞬时值；

（6）计算出上、下桥臂各直流子模块电压之和的差值，将此差值送入PI调节器中，得到的结果作为桥臂电流共模分量所需加入高频分量幅值的修正值，加入到各相桥臂电流共模分量中所需加入高频分量的幅值

中；

（7）确定加入高频分量的频率，并根据所述高频分量的幅值和频率计算出所需加入桥臂电流共模分量中高频分量的瞬时值，并将所述高频分量的瞬时值加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

（8）根据上桥臂电流i_p与下桥臂电流i_n计算出桥臂电流共模分量的实际值i_e，桥臂电流共模分量的实际值i_e的表达式为：

i_e＝(i_p+i_n)/2

（9）将桥臂电流共模分量的给定值和桥臂电流共模分量的实际值之差送入PI调节器中，得到的结果为桥臂电压的修正值Δ(u_n+u_p)；

（10）根据模块化多电平变流器的交流侧给定电压值、交流电压中所需加入的高频分量、直流母线电压以及桥臂电压修正值计算出上桥臂的给定电压

和下桥臂的给定电压其表达式为：

$u_p^{*}=\frac{U_e}{2}-u_a^{*}-\tilde{U}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t+0.5\×\mathrm{\Δ}(u_n+u_p)$

$u_n^{*}=\frac{U_e}{2}+u_a^{*}+\tilde{U}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t+0.5\×\mathrm{\Δ}(u_n+u_p)$

（11）将上、下桥臂给定电压送入调制算法中，得到模块化多电平变流器的上、下桥臂各开关器件的控制信号，从而控制所述的各开关器件。

附图说明

图1是三相模块化多电平变流器基本拓扑结构示意图；

图2是模块化多电平变流器单相简化示意图；

图3是本发明的模块化多电平变流器低频控制方法示意图；

图4是变流器工作在15Hz，未加入本发明控制方法时，模块直流电容电压波形；

图5是变流器工作在15Hz，加入本发明控制方法时，模块直流电容电压波形；

图6是变流器工作在1Hz，加入本发明控制方法时，模块直流电容电压波形。

具体实施方式

下面将结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。

图1是三相模块化多电平变流器基本拓扑结构示意图。所述的变流器每相由上下两个桥臂和交流电抗器依次串联构成，每个桥臂由若干个功率子模块SM串联构成。每个SM子模块由一个半桥逆变单元和一个直流储能电容构成，每个半桥逆变单元由两只带反并联二极管的全控电力电子开关器件串联而成。通过控制电力电子开关器件的导通与关断，各SM子模块两端可输出电压0或电容电压，设定SM子模块输出电压0时，认定该子模块导通，当SM子模块输出电容电压值时，认定该子模块关断。那么通过控制各SM子模块的导通与关断即可实现直流电压到交流电压的变换。

图2是模块化多电平变流器单相简化示意图，各桥臂串联模块可以等效为可调电压源，通过调节桥臂内各子模块的导通关断，即可控制该可调电压源的实际值。图中U_e表示直流侧母线电压，上下桥臂电流分别为i_pj和i_nj，下标p和n分别表示上桥臂和下桥臂；下标j=1,2,3，分别表示a，b，c三相。直流子模块级联而成的上下桥臂电压分别为u_pj和u_nj，下标意义同上。相电流与相电压分别为i_aj和u_aj，下标j=1,2,3，分别表示a，b，c三相。

图3是本发明的模块化多电平变流器低频控制方法示意图。

本发明提出的变流器低频控制方法包括以下步骤：

（1）测量每相上下桥臂电流，计算出交流侧电流的瞬时值i_a

i_a＝i_p-i_n

其中i_p表示上桥臂电流，i_n表示下桥臂电流。

（2）计算出桥臂电流共模分量给定值

其表达式为：

${i_e}^{*}={u_a}^{*}{i}_a/U_e$

其中U_e表示直流侧母线电压，u_a ^*表示交流侧给定电压。

（3）计算出上、下桥臂各直流子模块电压之和的平均值，将此平均值与直流母线电压值相减，所得的差值送入PI调节器中，得到的结果作为桥臂电流共模分量的修正加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

（4）在模块化多电平变流器的三相输出电压中同时加入高频分量的幅值

（5）计算在各相桥臂电流共模分量中所需加入高频分量的幅值

$\tilde{I}=\frac{1}{2U_e\tilde{U}}[{U_e}^2-4{\left(u_a^{*}\right)}^2]i_a$

式中：

表示交流侧电压中所需加入的高频分量幅值，

表示桥臂电流共模分量中所需加入高频分量幅值，

表示交流侧电压给定值，U_e表示直流母线电压，i_a表示交流侧电流瞬时值；

（6）计算出上、下桥臂各直流子模块电压之和的差值，将此差值送入PI调节器中，得到的结果作为桥臂电流共模分量所需加入高频分量幅值的修正值加入到

中；

（7）确定加入高频分量的频率，并根据幅值和频率计算出所需加入桥臂电流共模分量中高频分量的瞬时值，并将此瞬时值加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

（8）根据上桥臂电流i_p与下桥臂电流i_n计算出桥臂电流共模分量的实际值i_e，其表达式为：

i_e＝(i_p+i_n)/2

（9）将桥臂电流共模分量的给定值和实际值之差送入PI调节器中，得到的结果为桥臂电压的修正值Δ(u_n+u_p)；

（10）根据交流侧给定电压值、交流电压中所需加入的高频分量、直流母线电压以及桥臂电压修正值计算出上下桥臂的给定电压

和

其表达式为：

$u_p^{*}=\frac{U_e}{2}-u_a^{*}-\tilde{U}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t+0.5\×\mathrm{\Δ}(u_n+u_p)$

$u_n^{*}=\frac{U_e}{2}+u_a^{*}+\tilde{U}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t+0.5\×\mathrm{\Δ}(u_n+u_p)$

（11）将上、下桥臂给定电压送入调制算法中，得到上、下桥臂各开关器件的控制信号，从而控制所述的各开关器件。

下面结合实施例说明本发明的实施效果，但本发明不受所述具体实施例所限。

在本实施例中各模块直流电容电压初始值为1700V。

图4是变流器工作在15Hz，未加入本发明控制方法时，模块直流电容电压的波形。从图中可以看出，直流电容电压最大振幅接近300V，此时变流器无法正常工作。

图5是变流器工作在15Hz，加入本发明控制方法时，模块直流电容电压的波形。从图中可以看出，直流电容电压最大振幅约为60V，此时变流器能够正常工作。从波形可以看出，本发明控制方法有效的解决了，变流器工作在低频状态下模块直流电容电压波动的问题。

图6是变流器工作在1Hz，加入本发明控制方法时，模块直流电容电压的波形。从图中可以看出，直流电容电压最大振幅不到100V，此时变流器能够正常工作。

Claims (3)

1.一种模块化多电平变流器低频运行的控制方法，其特征在于所述的控制方法通过在桥臂电流共模分量与三相输出电压中同时加入高频交流分量，使得模块化多电平变流器的上、下桥臂内的模块直流电容充放电更加频繁，从而解决模块直流电容电压波动问题。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于所述的高频交流分量的幅值满足以下表达式：

$\tilde{U}\tilde{I}=\frac{1}{2U_e}[{U_e}^2-4{\left(u_a^{*}\right)}^2]i_a$

式中：

表示交流侧电压中所需加入的高频分量幅值，

表示桥臂电流共模分量中所需加入高频分量幅值，

表示交流侧电压给定值，i_a表示交流侧电流的瞬时值。

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于所述的控制方法包括如下步骤：

（1）测量每相上、下桥臂电流，计算交流侧电流的瞬时值i_a：

i_a＝i_p-i_n

式中：i_p表示上桥臂电流，i_n表示下桥臂电流；

（2）计算桥臂电流共模分量给定值

桥臂电流共模分量给定值

的表达式为： ${i_e}^{*}={u_a}^{*}{i}_a/U_e$

式中：U_e表示直流侧母线电压，u_a ^*表示交流侧给定电压，i_a交流侧电流的瞬时值；

（3）计算上桥臂及下桥臂各直流子模块电压之和的平均值，将上桥臂及下桥臂各直流子模块电压之和的平均值与直流母线电压值相减，将所得的差值送入PI调节器中，得到的结果作为桥臂电流共模分量的修正加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

（4）确定在模块化多电平变流器的三相输出电压中加入高频分量的幅值

（5）计算在各相桥臂电流共模分量中所需加入高频分量的幅值

$\tilde{I}=\frac{1}{2U_e\tilde{U}}[{U_e}^2-4{\left(u_a^{*}\right)}^2]i_a$

式中：

表示交流侧电压中所需加入的高频分量幅值，

表示交流侧电压给定值，U_e表示直流母线电压，i_a表示交流侧电流的瞬时值；

（6）计算上桥臂及下桥臂各直流子模块电压之和的差值，将此差值送入PI调节器中，得到的结果作为桥臂电流共模分量所需加入高频分量幅值的修正值，加入到各相桥臂电流共模分量中所需加入高频分量的幅值

中；

（7）确定加入高频分量的频率，并根据幅值和频率计算出所需加入桥臂电流共模分量中高频分量的瞬时值，并将其加入到桥臂电流共模分量的给定值中；

（8）根据上桥臂电流i_p与下桥臂电流i_n计算出桥臂电流共模分量的实际值i_e，桥臂电流共模分量的实际值的表达式为：

i_e＝(i_p+i_n)/2；

（9）将桥臂电流共模分量的给定值和桥臂电流共模分量的实际值之差送入PI调节器中，得到的结果为桥臂电压的修正值Δ(u_n+u_p)；

（10）根据模块化多电平变流器交流侧给定电压值、交流电压中所需加入的高频分量、直流母线电压以及桥臂电压修正值计算出上桥臂的给定电压

和下桥臂的给定电压

表达式为：

$u_p^{*}=\frac{U_e}{2}-u_a^{*}-\tilde{U}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t+0.5\×\mathrm{\Δ}(u_n+u_p)$

$u_n^{*}=\frac{U_e}{2}+u_a^{*}+\tilde{U}\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t+0.5\×\mathrm{\Δ}(u_n+u_p)$

（11）将步骤（10）得到的上桥臂及下桥臂给定电压送入调制算法中，得到模块化多电平变流器上桥臂及下桥臂各开关器件的控制信号，从而控制所述的上桥臂及下桥臂的各开关器件。

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