CN112165267A - 高变比双向ac/dc变换器及其控制方法、预充电方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种高变比双向AC/DC变换器及其控制方法、预充电方法，高压子模块串支路包括上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串，低压交流端口串联于上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串之间，形成串联结构，谐振支路与串联结构并联连接；低压交流端口由三相支路并联构成，每一相支路中均包括上下桥臂，上桥臂与上串联分压器子模块串连接，下桥臂与下串联分压器子模块串连接。本发明能够不借助变压器实现高压直流到低压交流的变换，且输出交流电压对地不存在直流偏置；具备功率双向流动的能力，不但能够工作在逆变模式下，也可以工作在整流模式下；能够加快变换器可控整流阶段的充电速度，控制直流电流，减小其带来的冲击。

Description

高变比双向AC/DC变换器及其控制方法、预充电方法
技术领域
本发明涉及电力系统中风力发电、柔性直流输电、电力电子技术领域，具体地，涉及一种非隔离型高变比双向AC/DC变换器及其控制方法、预充电方法。
背景技术
为了实现高压取电，需要能够实现高压DC到低压三相AC转换的变换器。模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter,MMC)采用子模块进行构建，是一种高压大容量AC/DC变换器。然而当MMC直流侧为高电压时，受限于其调制比，交流侧很难获得低电压三相交流电，必须添加变压器。且传统MMC模块数众多，因此用于高压DC到低压AC变换时成本较高。
经过检索发现：
1、申请号为201711288924.6，发明名称为《混合型海上风场直流换流器》，提出了一种混合型海上风电场直流换流器，主要用于海上直流输电，相比MMC换流方案较大程度的减小了成本。其中的辅助换流器即为一种高变比AC/DC变换器。该方案提出的二极管整流器与辅助换流器混合的拓扑用于海上直流输电，其辅助换流器主要用于控制交流电压的大小从而达到控制二极管整流器功率的目的，辅助换流器的直流侧采用电容为谐振支路，并且需要串联滤波电感到直流母线上。该方案不但导致电容电感成本较高，且对高频环流的抑制效果较差。更关键的是采用电容作为谐振支路，会导致变换器控制参数难于整定，稳定区间小，方案难以实施。该方案中的辅助换流器采用了不对称结构，而直流网络中的电压通常的是正负电位对称的，这使得辅助换流器的输出侧电压对地有较高的直流偏置，对交流侧变压器的绝缘强度要求较高。该方案仅给出了相应的拓扑结构，没有对其控制和设计方法进行介绍。也就是说，该发明专利提供的变换器，谐振支路采用电容器与交流端口进行谐振，这种方法设计出来的变换器对环流的抑制能力低、工作条件较为严格、控制参数难以整定、不利于工程实现。另外该变换器非对称的结构特点导致交流侧输出电压可能存在直流偏置，交流端口需要接入工频变压器经行隔离，并且对工频变压器的绝缘强度具有较高要求。
2、申请号为201711080781.X，发明名称为《混合型海上风场直流换流器的辅助换流器及控制方法》，基于《混合型海上风场直流换流器》给出了辅助换流器的控制方法，包含两个部分：低压交流端口采用的是电压源型控制方法，建立一个稳定的三相交流电压；高压串联分压器采取的是通过子模块电容电压生成环流指令，并用于控制子模块串能量平衡。该方案提出了辅助换流器的控制方法，但针对子模块串的控制中没有考虑对直流侧输入电流的控制，会导致变换器交换有功功率时的控制效果较差。该方案仅针对混合换流器直流侧为直流电源，交流侧为负载的情况进行研究，没有考虑当交流侧为无穷大电网，直流侧为直流电源或是负载时，做功率传输控制的工况。也就是说，该发明专利由于低压交流端口采取的是开环控制，因此系统存在失稳风险，且不能够对输出端的扰动进行调节。高压串联分压器的控制没有考虑直流侧的输入功率，完全依靠实现子模块电容电压稳定来达到控制功率的目的，这导致对环流指令生成的控制精度要求非常高，同时也存在系统失稳的风险。
综上所述，现有的AC/DC变换器，存在成本高、控制效果差、系统稳定性差、抗扰动能力弱、控制参数不易设计等缺陷，目前没有发现同本发明类似技术的说明或报道，也尚未收集到国内外类似的资料。
发明内容
本发明针对现有技术中存在的上述不足，提供了一种高变比双向AC/DC变换器及其控制方法、预充电方法，其中高变比双向AC/DC变换器为一种非隔离型高变比双向AC/DC变换器。
本发明是通过以下技术方案实现的。
根据本发明的一个方面，提供了一种高变比双向AC/DC变换器，包括：谐振支路、高压子模块串支路以及低压交流端口；其中：
所述高压子模块串支路包括上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串，所述低压交流端口串联于上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串之间，形成串联结构，所述谐振支路与串联结构并联连接；
所述低压交流端口由三相支路并联构成，每一相支路均包括相互连接的上桥臂和下桥臂，所述上桥臂与所述上串联分压器子模块串连接，所述下桥臂与所述下串联分压器子模块串连接。
优选地，所述谐振支路包括电感和电容，所述电感和电容之间串联连接。
优选地，所述电感与上串联分压器子模块串连接；所述电容与下串联分压器子模块串连接。
优选地，所述上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串均包括若干个分压器子模块HSM，多个分压器子模块HSM之间串联连接；每一个所述分压器子模块HSM采用半桥拓扑结构或全桥拓扑结构。
优选地，所述上桥臂和下桥臂均由若干个桥臂子模块LSM与对应的桥臂电感串联构成。
优选地，所述桥臂子模块LSM采用半桥拓扑结构或全桥拓扑结构。
优选地，所述高变比双向AC/DC变换器，还包括控制系统，所述控制系统包括高压子模块串控制部分和低压交流端口控制部分；其中：
所述高压子模块串控制部分包括：环流电压信号生成模块、环流指令信号生成模块、环流控制器模块以及直流侧电流控制模块，分别用于获得环流电压、环流控制电压以及直流侧电压调制量；根据获得的环流电压、环流控制电压以及直流侧电压调制量，得到总的调制电压，进而得到高压子模块串支路产生的电压；
所述低压交流端口控制部分，用于获得低压交流端口的直流电压与环流电压，进而得到低压交流端口中上、下桥臂的调制电压。
优选地，所述环流电压信号生成模块，将给定的环流电压幅值与标准正弦信号相乘，获得环流电压。
优选地，所述环流指令生成模块，采集变换器的输出功率，利用变换器的输出功率得到环流电流的幅值，对环流电流的幅值进行误差补偿，得到值a；采集高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块电容电压，将分压器子模块电容电压平均值减去桥臂子模块电容电压平均值后乘以ku，得到值b，值b通过PI控制器获得环流电流幅值的调节量；将值a和环流电流幅值的调节量相加后与标准正弦信号相乘，获得环流电流的指令值；其中，ku为分压器子模块电容电压与桥臂子模块电容电压的比值。
优选地，所述环流控制器模块，将直流侧输入电流与分压器子模块输入电流相减获得环流电流实际值，将环流电流实际值与环流电流指令值相减，经过比例控制器获得环流控制电压。
优选地，所述直流侧电流控制模块，根据变换器输出功率与直流电压得到直流电流指令值的稳态部分；将低压交流端口中桥臂子模块电容电压平均值乘以ku，并与高压子模块串支路中分压器子模块电容电压平均值相加后除以2，得到的值和高压子模块串支路的额定电压指令值相减，并通过PI控制器获得直流电流的调节量；将直流电流指令值的稳态部分和直流电流的调节量相加获得直流侧电流指令；直流侧电流指令值与直流侧电流实际值相减，通过PI控制器得到直流电压的控制量，将高压子模块串支路电压直流分量与直流电压的控制量相减，得到直流侧电压调制量；其中，ku为分压器子模块电容电压与桥臂子模块电容电压的比值。
优选地，所述总的调制电压useries为：
useries＝ucir+Δu+U1-ΔU1
其中，ucir为环流电压，Δu为环流控制电压，U1为高压子模块串支路电压直流分量，ΔU1为直流电压的控制量。
优选地，将得到的总的调制电压useries除以2，分别得到上、下串联分压器子模块串的调制电压useriesP和useriesN，即上、下串联分压器子模块串产生的电压相同，共同构成高压子模块串支路产生的电压。
优选地，所述低压交流端口控制部分，获得低压交流端口的直流电压与环流电压，进而得到低压交流端口中上桥臂和下桥臂的调制电压的方法，包括如下任意一种：
第一种，变换器交流侧为负载或功率源，直流侧为直流电压源，此时，低压交流端口的d、q轴电压指令给定，同时采集实际d、q轴电压做闭环控制，对输出电压进行调节；2πf经过时间t进行积分获得坐标变换所需的相角信息，其中f为变换器交流输出电压频率；获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压；
第二种，变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为直流电压源：此时，有功电流指令idref由有功功率闭环产生，无功电流指令idref由无功功率闭环产生或直接根据无功功率计算给定；通过对交流侧三相电压进行锁相获得坐标变换所需的相角信息；将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即获得控制电压，叠加交流侧三相电压d、q轴分量，得到变换器输出交流电压d、q轴分量；经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压；
第三种，变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为负载或功率源：有功电流指令idref由直流电压闭环产生，无功电流指令idref由无功功率闭环产生或直接根据无功功率计算给定；通过对交流侧三相电压进行锁相获得坐标变换所需的相角信息；将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即获得控制电压，叠加交流侧三相电压d、q轴分量，得到变换器输出交流电压d、q轴分量；经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压。
优选地，所述高压子模块串支路与低压交流端口中各参数通过以下方式确定：
-谐振支路中电感Lbp与电容Cbp满足如下关系：
Figure BDA0002677096260000051
其中，fcir为环流频率；则所述谐振支路位于环流电流频率处谐振；
-设桥臂电感为Lm，则高压子模块串支路环流控制电压Δu为：
Figure BDA0002677096260000052
其中，Icir为环流电流幅值，ωcir为环流电流角速度，t为时间；
-设高压子模块串支路与低压交流端口的直流电压满足以下关系：
Figure BDA0002677096260000053
其中，Udc为直流侧电压，U1为高压子模块串支路电压直流分量，U2为低压交流端口电压直流分量，k为低压交流端口直流电压分量与直流母线电压的比值；
-高压子模块串支路的上下部分模块数与低压交流端口的模块数Nmmc为：
Figure BDA0002677096260000054
其中，NseriesP与NseriesN分别为上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串中的分压器子模块个数，Ucap为子模块耐受电压。
优选地，所述低压交流端口的桥臂子模块电感和电容按照MMC换流器设计方式进行设计。
根据本发明的另一个方面，提供了一种高变比双向AC/DC变换器的控制方法，包括：高压子模块串的控制过程和低压交流端口的控制过程；其中：
所述高压子模块串控制过程为：分别获得环流电压、环流控制电压以及直流侧电压调制量；根据获得的环流电压、环流控制电压以及直流侧电压调制量，得到总的调制电压，进而得到高压子模块串支路产生的电压；
所述低压交流端口控制过程为：分别获得低压交流端口的直流电压与环流电压，进而得到低压交流端口中上桥臂和下桥臂的调制电压。
优选地，所述高压子模块串控制过程，包括：
将给定的环流电压幅值与标准正弦信号相乘，获得环流电压；
采集变换器的输出功率，利用变换器的输出功率得到环流电流的幅值，对环流电流的幅值进行误差补偿，得到值a；采集高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块电容电压，将分压器子模块电容电压平均值减去桥臂子模块电容电压平均值后乘以ku，，得到值b，值b通过PI控制器获得环流电流幅值的调节量；将值a和环流电流幅值的调节量相加后与标准正弦信号相乘，获得环流电流的指令值；其中，ku为分压器子模块电容电压与桥臂子模块电容电压的比值；
将直流侧输入电流与分压器子模块输入电流相减获得环流电流实际值，将环流电流实际值与环流电流指令值相减，经过比例控制器获得环流控制电压；
根据变换器输出功率与直流电压得到直流电流指令值的稳态部分；将低压交流端口中桥臂子模块电容电压平均值乘以ku，并与高压子模块串支路中分压器子模块电容电压平均值相加后除以2，得到的值和高压子模块串支路的额定电压指令值相减，并通过PI控制器获得直流电流的调节量，其中，ku为分压器子模块电容电压与桥臂子模块电容电压的比值；将直流电流指令值的稳态部分和直流电流的调节量相加获得直流侧电流指令；直流侧电流指令值与直流侧电流实际值相减，通过PI控制器得到直流电压的控制量，将高压子模块串支路电压直流分量与直流电压的控制量相减，得到直流侧电压调制量；
总的调制电压useries为：
useries＝ucir+ΔU+U1-ΔU1
其中，ucir为环流电压，Δu为环流控制电压，U1为高压子模块串支路电压直流分量，ΔU1为直流电压的控制量；
将得到的总的调制电压useries除以2，分别得到上、下串联分压器子模块串的调制电压useriesP和useriesN，即上、下串联分压器子模块串产生的电压相同，共同构成高压子模块串支路产生的电压。
优选地，所述低压交流端口控制过程，包括如下任意一种：
第一种，变换器交流侧为负载或功率源，直流侧为直流电压源，此时，低压交流端口的d、q轴电压指令给定，同时采集实际d、q轴电压做闭环控制，对输出电压进行调节；2πf经过时间t进行积分获得坐标变换所需的相角信息，其中f为变换器交流输出电压频率；获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压；
第二种，变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为直流电压源：此时，有功电流指令idref由有功功率闭环产生，无功电流指令idref由无功功率闭环产生或直接根据无功功率计算给定；通过对交流侧三相电压进行锁相获得坐标变换所需的相角信息；将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即获得控制电压，叠加交流侧三相电压d、q轴分量，得到变换器输出交流电压d、q轴分量；经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压；
第三种，变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为负载或功率源：有功电流指令idref由直流电压闭环产生，无功电流指令idref由无功功率闭环产生或直接根据无功功率计算给定；通过对交流侧三相电压进行锁相获得坐标变换所需的相角信息；将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即获得控制电压，叠加交流侧三相电压d、q轴分量，得到变换器输出交流电压d、q轴分量；经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压。
根据本发明的第三个方面，提供了一种高变比双向AC/DC变换器的预充电方法，包括：
在高变比双向AC/DC变换器的谐振支路与高压子模块串支路之间连接预充电电阻；
对高变比双向AC/DC变换器的参数进行预设，使高变比双向AC/DC变换器中所有子模块在不控整流阶段和可控整流阶段能够同时达到额定值；
不控整流阶段预充电：开始时预充电电阻的并联开关断开，直流母线经过预充电电阻同时向谐振支路中电容与变换器中所有子模块电容充电；此时谐振支路中电容达到额定值Udc，变换器中所有子模块电容电压根据计算得出，当变换器中所有子模块电容电压稳定后，闭合预充电电阻的并联开关，切除预充电电阻；
可控整流阶段预充电：采集高压子模块串支路的输入电流idc并与指令值相比较，经过PI控制器后用直流侧电压减去PI控制器输出的控制量，即得到变换器直流侧的控制电压，对直流侧的控制电压标幺化后得到调制比kPWM；将调制比kPWM分别经过高压串联子模块支路中的分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的电容进行均压调制，得到变换器中每一个子模块的控制脉冲，检测变换器中每一个子模块电容平均电压，当达到了额定值后，将直流电流指令置零，之后闭锁整个变换器，完成预充电过程。
优选地，所述不控整流阶段预充电过程中，变换器中所有子模块电容电压的计算方法为：
设U1、U2分别为高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块承担的直流电压，Udc为直流母线电压，Cm1、Cm2分别为高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的模块电容，N1、N2分别为高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的个数，则不控整流阶段各电压之间的关系：
Figure BDA0002677096260000081
其中，Um1、Um2分别为不控整流阶段高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的电容电压，Um1、Um2之间的关系为：
Figure BDA0002677096260000082
其中，ku为分压器子模块电容电压与桥臂子模块电容电压的比值，可以根据电容的要求自由设计。
优选地，所述可控整流阶段预充电过程中，采用电容电压排序投入子模块的方法对电容进行均压调制。
由于采用了上述技术方案，本发明与现有技术相比，具有如下至少一项有益效果：
本发明提供的高变比双向AC/DC变换器及其控制方法，能够不借助变压器实现高压直流到低压交流的变换，且输出交流电压对地不存在直流偏置。
本发明提供的高变比双向AC/DC变换器及其控制方法，具备功率双向流动的能力，不但能够工作在逆变模式下，也可以工作在整流模式下。
本发明提供的高变比双向AC/DC变换器及其控制方法，给出的参数设计方法，可以较容易的对该变换器的关键参数进行设计。
本发明提供的高变比双向AC/DC变换器的预充电方法，为本发明提供的全新的非隔离型高变比AC/DC变换器提供了一种切实、有效的预充电方法。
本发明提供的高变比双向AC/DC变换器的预充电方法，给出了变换器高压子模块串支路中串联的分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的参数设计方法。
本发明提供的高变比双向AC/DC变换器的预充电方法，是一种基于直流电流的控制的预充电控制方法，能够加快变换器可控整流阶段的充电速度，控制直流电流，减小其带来的冲击。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为本发明一优选实施例中非隔离型高变比双向AC/DC变换器电路图；
图2为本发明一优选实施例中高压子模块串控制部分框图；
图3为本发明一优选实施例中低压交流端口控制部分框图；
图4为本发明一优选实施例中交流侧为功率源时电压电流波形；
图5为本发明一优选实施例中交流侧为功率源时输出功率与环流电流波形；
图6为本发明一优选实施例中交流侧为交流电源时电压电流波形；
图7为本发明一优选实施例中交流侧为交流电源时有功功率与有功电流波形；
图8为本发明一优选实施例中设置预充电电阻的非隔离型高变比双向AC/DC变换器电路图；
图9为本发明一优选实施例中高变比AC/DC变换器等效电路图；
图10为本发明一优选实施例中直流电流预充电控制框图；
图11为本发明一优选实施例中子模块电容电压波形图；
图12为本发明一优选实施例中直流侧电流波形图。
具体实施方式
下面对本发明的实施例作详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。
本发明一实施例提供了一种非隔离型高变比双向AC/DC变换器，该变换器是一种高压直流(DC)到低压三相交流(AC)双向功率传递高变比变换器。
本实施例提供的非隔离型高变比双向AC/DC变换器，包括：谐振支路、高压子模块串支路以及低压交流端口；其中：
高压子模块串支路包括上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串，低压交流端口串联于上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串之间，形成串联结构，谐振支路与串联结构并联连接；
低压交流端口由三相支路并联构成，每一相支路均包括相互连接的上桥臂和下桥臂，上桥臂与上串联分压器子模块串连接，下桥臂与下串联分压器子模块串连接。
作为一优选实施例，谐振支路包括电感和电容，电感和电容之间串联连接。
作为一优选实施例，电感与上串联分压器子模块串连接；电容与下串联分压器子模块串连接。
作为一优选实施例，上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串均包括若干个分压器子模块HSM，多个分压器子模块HSM之间串联连接；每一个分压器子模块HSM采用半桥拓扑结构或全桥拓扑结构。
作为一优选实施例，上桥臂和下桥臂均由若干个桥臂子模块LSM与对应的桥臂电感串联构成。
作为一优选实施例，桥臂子模块LSM采用半桥拓扑结构或全桥拓扑结构。
如图1所示，本实施例提供的非隔离型高变比双向AC/DC变换器，共包含三个部分。谐振支路101由电感与电容串联构成。高压子模块串支路由上串联分压器子模块串102和下串联分压器子模块串103两个部分构成，承担了直流侧大部分电压。上、下串联子模块串模块的数量对比取决于直流侧电压正负端电位，对于常见的正负双极系统，两者子模块数量相同。低压交流端口104，由三相支路并联构成，每一相支路分上下两个桥臂，每一个桥臂由若干个子模块与桥臂电感串联构成。变换器中的各子模块采用半桥结构，也可以使用全桥或其他拓扑结构，且高压子模块串的分压器子模块HSM拓扑与低压交流端口的桥臂子模块LSM拓扑不需要相同，可以依据各自的特点进行差异化设计。
本实施例提供的非隔离型高变比双向AC/DC变换器，还包括控制系统，控制系统包括高压子模块串控制部分和低压交流端口控制部分；其中：
高压子模块串控制部分包括：环流电压信号生成模块、环流指令信号生成模块、环流控制器模块以及直流侧电流控制模块，分别用于获得环流电压、环流控制电压以及直流侧电压调制量；根据获得的环流电压、环流控制电压以及直流侧电压调制量，得到总的调制电压，进而得到高压子模块串支路产生的电压；
低压交流端口控制部分，用于获得低压交流端口的直流电压与环流电压，进而得到低压交流端口中上、下桥臂的调制电压。
作为一优选实施例，环流电压信号生成模块，将给定的环流电压幅值与标准正弦信号相乘，获得环流电压。
作为一优选实施例，环流指令生成模块，采集变换器的输出功率，利用变换器的输出功率得到环流电流的幅值，对环流电流的幅值进行误差补偿，得到值a；采集高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块电容电压，并分别取平均值后，用分压器子模块电容电压平均值减去桥臂子模块电容电压平均值后乘以ku，得到值b，值b通过PI控制器获得环流电流幅值的调节量；将值a和环流电流幅值的调节量相加后与标准正弦信号相乘，获得环流电流的指令值；其中，ku为分压器子模块电容电压与桥臂子模块电容电压的比值。
作为一优选实施例，环流控制器模块，将直流侧输入电流与分压器子模块输入电流相减获得环流电流实际值，将环流电流实际值与环流电流指令值相减，经过比例控制器获得环流控制电压。
作为一优选实施例，直流侧电流控制模块，根据变换器输出功率与直流电压得到直流电流指令值的稳态部分；将低压交流端口中桥臂子模块电容电压平均值乘以ku，并与高压子模块串支路中分压器子模块电容电压平均值相加后除以2，得到的值和高压子模块串支路的额定电压指令值相减，并通过PI控制器获得直流电流的调节量；将直流电流指令值的稳态部分和直流电流的调节量相加获得直流侧电流指令；直流侧电流指令值与直流侧电流实际值相减，通过PI控制器得到直流电压的控制量，将高压子模块串支路电压直流分量与直流电压的控制量相减，得到直流侧电压调制量；其中，ku为分压器子模块电容电压与桥臂子模块电容电压的比值。
由于低压交流端口和高压子模块串支路两部分的子模块不同，因此在预充电部分的参数设计中，指令值设为高压子模块串支路中子模块电容电压额定值，因为该变换器运行时会采集低压交流端口和高压子模块串支路中所有子模块电容电压，因此很容易得到相应的平均值，在参数设计中，低压交流端口和高压子模块串支路中的所有子模块电容电压改为交流输出端口电容电压平均值乘以高压子模块串支路中分压器子模块电容电压与低压交流端口中桥臂子模块电容电压的比值(即ku值)，再加上子模块串电容电压平均值，得到的值除以2，即得到比较值。
作为一优选实施例，总的调制电压series为：
useries＝ucir+Δu+U1-ΔU1
其中，ucir为环流电压，Δu为环流控制电压，U1为高压子模块串支路电压直流分量，ΔU1为直流电压的控制量。
作为一优选实施例，将得到的总的调制电压useries除以2，分别得到上、下串联分压器子模块串的调制电压useriesP和useriesN，即上、下串联分压器子模块串产生的电压相同，共同构成高压子模块串支路产生的电压。
作为一优选实施例，低压交流端口控制部分，获得低压交流端口的直流电压与环流电压，进而得到低压交流端口中上桥臂和下桥臂的调制电压的方法，包括如下任意一种：
第一种，变换器交流侧为负载或功率源，直流侧为直流电压源，此时，低压交流端口的d、q轴电压指令给定，同时采集实际d、q轴电压做闭环控制，对输出电压进行调节；2πf经过时间t进行积分获得坐标变换所需的相角信息，其中f为变换器交流输出电压频率；获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压；
第二种，变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为直流电压源：此时，有功电流指令idref由有功功率闭环产生，无功电流指令idref由无功功率闭环产生或直接根据无功功率计算给定；通过对交流侧三相电压进行锁相获得坐标变换所需的相角信息；将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即获得控制电压，叠加交流侧三相电压d、q轴分量，得到变换器输出交流电压d、q轴分量；经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压；
第三种，变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为负载或功率源：有功电流指令idref由直流电压闭环产生，无功电流指令idref由无功功率闭环产生或直接根据无功功率计算给定；通过对交流侧三相电压进行锁相获得坐标变换所需的相角信息；将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即获得控制电压，叠加交流侧三相电压d、q轴分量，得到变换器输出交流电压d、q轴分量；经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压。
本实施例提供的非隔离型高变比双向AC/DC变换器，其高压子模块串支路与低压交流端口中各参数通过以下方式确定：
-谐振支路中电感Lbp与电容Cbp满足如下关系：
Figure BDA0002677096260000121
其中，fcir为环流频率；则谐振支路位于环流电流频率处谐振；
-设桥臂电感为Lm，则高压子模块串支路环流控制电压Δu为：
Figure BDA0002677096260000122
其中，Icir为环流电流幅值，ωcir为环流电流角速度；
-设高压子模块串支路与低压交流端口的直流电压满足以下关系：
Figure BDA0002677096260000131
其中，Udc为直流侧电压，U1为高压子模块串支路电压直流分量，U2为低压交流端口电压直流分量，k为低压交流端口直流电压分量与直流母线电压的比值；
-高压子模块串支路的上下部分模块数NseriesP与低压交流端口的模块数Nmmc为：
Figure BDA0002677096260000132
其中，NseriesP与NseriesN分别为上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串中的分压器子模块个数，Ucap为子模块耐受电压。
作为一优选实施例，低压交流端口的桥臂子模块电感和电容按照MMC换流器设计方式进行设计。
本实施例提供的非隔离型高变比双向AC/DC变换器，其控制系统可以拆分为两个部分，高压子模块串的控制与低压交流端口的控制。
环流电压ucir、环流电流icir瞬时值的计算公式如下：
Figure BDA0002677096260000133
式中，Ucir为环流电压幅值，fcir为环流频率，idc为直流侧输入电流，i1为高压子模块串输入电流。忽略变换器内部的损耗，可以计算出变换器交换功率P与环流电压、电流之间的关系式,以及交换功率P与直流电压、电流的关系，如下所示：
Figure BDA0002677096260000134
式中，Udc为直流侧电压，Icir为环流电流幅值，Idc为直流侧电流，U1为高压子模块串电压直流分量，U2为低压交流端口电压直流分量，且有U1+U2＝Udc。结合上述计算公式，可以得到高压子模块串支路的控制框图，如图2所示。环流电压信号生成模块201，由给定环流电压幅值与标准正弦信号相乘获得环流电压。环流指令信号生成模块202，采集变换器的输出功率，并通过上述公式计算出环流电流的幅值，其中Kv为补偿系数，用以弥补比例控制器控制交流信号产生的误差。环流电流实现分压器子模块与低压交流输出端子模块间的能量交换，因此采集两者子模块电容电压的平均值相减，通过PI控制器获得环流电流幅值的调节量。两者相加与标准正弦信号相乘，获得环流电流的指令值。环流控制器模块203，环流电流实际值由直流侧输入电流与串联分压器输入电流相减获得，并与其指令值相减，经过比例控制器获得环流控制电压△u，由于控制量为交流信号，因此也可采用PR控制器实现无静差控制。直流侧电流控制模块204，通过输出功率与直流电压可以计算出直流电流指令值的稳态部分。同时直流侧输入电流表示换流器整体输入功率，反映在换流器所有子模块电容电压的变化上。因此用子模块电容电压的指令值与所有子模块电容电压的平均值相减，通过PI控制器获得直流电流的调节量，两者相加获得直流侧电流指令。直流侧电流指令值与实际值相减，通过PI控制器得到直流电压的控制量△U1，用直流电压分量U1与之相减，即可得到直流侧电压调制量。因此高压子模块串子模块的调制电压计算公式为：
useries＝ucir+Δu+U1-ΔU1
得到总的调制电压useries之后，将useries除以2，分别得到上下串联子模块串的调制电压useriesP和useriesN，即上下子模块串产生的电压相同，共同构成高压子模块串产生的电压。
低压交流端口的控制框图如图3所示，可以分3种情况进行讨论。第一种是变换器交流侧为负载或者是功率源，直流侧为直流电压源。此时控制框图如图3(a)所示，低压交流端口需要输出一个稳定的三相交流电压，此时d、q轴电压指令给定，同时采集实际dq轴电压做闭环控制，对输出电压进行调节。坐标变换所需的相角信息由2πf经过时间t进行积分获得，其中f为变换器交流输出电压频率。获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压即可计算出上下桥臂的调制电压，计算公式为：
Figure BDA0002677096260000141
Figure BDA0002677096260000142
式中vpa、vpb、vpc为上桥臂调制电压，vna、vnb、vnc为下桥臂调制电压。
第二种情况是变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为直流电压源。第三种情况是变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为负载或者是功率源。第二、三种情况下的控制框图如图3(b)所示，区别在于第二种情况下有功电流指令idref由有功功率闭环产生，第三种情况则由直流电压闭环产生。无功电流指令idref可以由无功功率闭环产生，也能直接根据无功功率计算给定。坐标变换所需相角信息通过对交流侧三相电压进行锁相获得。将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即可获得控制电压，叠加交流侧三相电压d轴分量，得到变换器输出交流电压d轴分量，变换器输出交流电压q轴分量获得方式与d轴相同。同样，经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压即可计算出上下桥臂的调制电压。
高压子模块串支路与低压交流端口中各参数通过以下方式确定，其中，各参数包括：谐振支路的设计位置、高压子模块串支路环流控制电压、高压子模块串支路与低压交流端口的直流电压以及高压子模块串支路的上下部分模块数NseriesP、NseriesN与低压交流端口的模块数Nmmc。
谐振支路电感Lbp与电容Cbp满足如下关系式：
Figure BDA0002677096260000151
即变换器的谐振支路设计在环流电流频率处谐振，因此可以防止环流电流进入高压直流母线。假设桥臂电感为Lm，则可以计算出子模块串环流控制电压为：
Figure BDA0002677096260000152
假设高压子模块串与低压交流端口的直流电压满足以下关系：
Figure BDA0002677096260000153
因此可以计算出高压子模块串的上下部分模块数与低压交流输出端的模块数为：
Figure BDA0002677096260000154
式中Ucap为子模块耐受电压。低压交流端口的桥臂电感、子模块电容等参数按照常规MMC换流器设计方法进行设计，在此不做赘述。
本实施例中提供的非隔离型高变比双向AC/DC变换器，其拓扑结构具备实现高压DC到低压AC的变化，以及功率双向流动的能力。相比现有技术(如《混合型海上风场直流换流器》)中的辅助换流器，谐振支路采取LC支路，可以更好的限制高频环流电流，同时能够明确控制对象，便于控制系统的设计。此外，高压串联分压器的对称设计可以消除交流侧输出相电压的直流偏置。
本实施例中提供的非隔离型高变比双向AC/DC变换器，其高压子模块串支路中串联的分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的控制系统和所实现的调制技术，相比现有技术(如《混合型海上风场直流换流器的辅助换流器及控制方法》)，对环流与功率的控制效果好、系统稳定、抗扰动能力强、易于控制参数的设计。
本实施例中提供的非隔离型高变比双向AC/DC变换器，还提出了一种变换器的主电路参数(如谐振支路的设计位置、高压子模块串支路环流控制电压、高压子模块串支路与低压交流端口的直流电压以及高压子模块串支路的上下部分模块数NseriesP与低压交流端口的模块数Nmmc等)设计方法。
本发明另一实施例提供了一种高变比双向AC/DC变换器的控制方法，包括：高压子模块串的控制过程和低压交流端口的控制过程；其中：
高压子模块串控制过程为：分别获得环流电压、环流控制电压以及直流侧电压调制量；根据获得的环流电压、环流控制电压以及直流侧电压调制量，得到总的调制电压，进而得到高压子模块串支路产生的电压；
低压交流端口控制过程为：分别获得低压交流端口的直流电压与环流电压，进而得到低压交流端口中上桥臂和下桥臂的调制电压。
作为一优选实施例，高压子模块串控制过程，包括：
将给定的环流电压幅值与标准正弦信号相乘，获得环流电压；
采集变换器的输出功率，利用变换器的输出功率得到环流电流的幅值，对环流电流的幅值进行误差补偿，得到值a；采集高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块电容电压，并分别取平均值后，用分压器子模块电容电压平均值减去桥臂子模块电容电压平均值后乘以ku，得到值b，值b通过PI控制器获得环流电流幅值的调节量；将值a和环流电流幅值的调节量相加后与标准正弦信号相乘，获得环流电流的指令值；
将直流侧输入电流与分压器子模块输入电流相减获得环流电流实际值，将环流电流实际值与环流电流指令值相减，经过比例控制器获得环流控制电压；
根据变换器输出功率与直流电压得到直流电流指令值的稳态部分；将低压交流端口中桥臂子模块电容电压平均值乘以ku，并与高压子模块串支路中分压器子模块电容电压平均值相加后除以2，得到的值和高压子模块串支路的额定电压指令值相减，并通过PI控制器获得直流电流的调节量；将直流电流指令值的稳态部分和直流电流的调节量相加获得直流侧电流指令；直流侧电流指令值与直流侧电流实际值相减，通过PI控制器得到直流电压的控制量，将高压子模块串支路电压直流分量与直流电压的控制量相减，得到直流侧电压调制量；
总的调制电压useries为：
useries＝ucir+Δu+U1-ΔU1
其中，ucir为环流电压，Δu为环流控制电压，U1为高压子模块串支路电压直流分量，ΔU1为直流电压的控制量；
将得到的总的调制电压useries除以2，分别得到上、下串联分压器子模块串的调制电压useriesP和useriesN，即上、下串联分压器子模块串产生的电压相同，共同构成高压子模块串支路产生的电压。
作为一优选实施例，低压交流端口控制过程，包括如下任意一种：
第一种，变换器交流侧为负载或功率源，直流侧为直流电压源，此时，低压交流端口的d、q轴电压指令给定，同时采集实际d、q轴电压做闭环控制，对输出电压进行调节；2πf经过时间t进行积分获得坐标变换所需的相角信息，其中f为变换器交流输出电压频率；获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压；
第二种，变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为直流电压源：此时，有功电流指令idref由有功功率闭环产生，无功电流指令idref由无功功率闭环产生或直接根据无功功率计算给定；通过对交流侧三相电压进行锁相获得坐标变换所需的相角信息；将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即获得控制电压，叠加交流侧三相电压d、q轴分量，得到变换器输出交流电压d、q轴分量；经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压；
第三种，变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为负载或功率源：有功电流指令idref由直流电压闭环产生，无功电流指令idref由无功功率闭环产生或直接根据无功功率计算给定；通过对交流侧三相电压进行锁相获得坐标变换所需的相角信息；将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即获得控制电压，叠加交流侧三相电压d、q轴分量，得到变换器输出交流电压d、q轴分量；经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压。
非隔离高变比双向AC/DC变换器，是一种全新的变换器拓扑，由子模块进行构建，包括高压子模块串与低压交流输出端口两个部分。相比传统的模块化多电平变换器，能在显著降低成本的前提下，实现高压DC到低压AC的变换。这种变换器拓扑，与传统MMC拓扑差异较大，因此传统MMC的预充电方法无法适用于这一新型变换器，必须要研究相应的预充电方法。
例如：
申请号为201510216572.8，发明名称为《一种模块化多电平柔性直流输电换流器启动方法》，提出了一种模块化多电平柔性直流输电变换器的启动方法，能够用于传统MMC变换器的预充电，并且可以避免解锁运行时的电气冲击。但针对本发明上述实施例中提供的高变比AC/DC变换器，串联分压器与交流输出端口的子模块在不控整流阶段充电电压不同。由于这种不对称性，传统MMC的预充电方法套用在这一拓扑上时，会导致两部分子模块充电电压不同，无法同时达到额定值。因此该方案中的方法不适用于本发明上述实施例中的新型变换器。
申请号为201810551641，发明名称《一种全桥型MMC的预充电方法》，提出了一种全桥型MMC的预充电方法，其子模块由半桥模块替换成了全桥模块。但同样，由于关键拓扑结构的不同，依然无法适用于本发明上述实施例中的新型高变比AC/DC变换器。
本发明第三个实施例，提供了一种用于本发明上述实施例提供的非隔离高变比双向AC/DC变换器的预充电方法。该方法包括如下步骤：
在高变比双向AC/DC变换器的谐振支路与高压子模块串支路之间连接预充电电阻；
对高变比双向AC/DC变换器的参数进行预设，使高变比双向AC/DC变换器中所有子模块在不控整流阶段和可控整流阶段能够同时达到额定值；
不控整流阶段预充电：开始时预充电电阻的并联开关断开，直流母线经过预充电电阻同时向谐振支路中电容与变换器中所有子模块(即高压子模块串支路以及低压交流端口中的所有子模块)电容充电；此时谐振支路中电容达到额定值Udc，变换器中所有子模块电容电压根据计算得出，当变换器中所有子模块电容电压稳定后，闭合预充电电阻的并联开关，切除预充电电阻；
可控整流阶段预充电：采集高压子模块串支路的输入电流idc并与指令值(该指令值可以依据预期最大的充电电流幅值进行人为设置)相比较，经过PI控制器后用直流侧电压减去PI控制器输出的控制量，即得到变换器直流侧的控制电压，对直流侧的控制电压标幺化后得到调制比kPWM；将调制比kPWM分别经过高压串联子模块支路中的分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的电容进行均压调制，得到变换器中每一个子模块的控制脉冲，检测变换器中每一个子模块电容平均电压，当达到了额定值后，将直流电流指令置零，之后闭锁整个变换器，完成预充电过程。
作为一优选实施例，不控整流阶段预充电过程中，变换器中所有子模块电容电压的计算方法为：
设U1、U2分别为高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块承担的直流电压，Udc为直流母线电压，Cm1、Cm2分别为高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的模块电容，N1、N2分别为高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的个数，则不控整流阶段各电压之间的关系：
Figure BDA0002677096260000191
其中，Um1、Um2分别为不控整流阶段高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的电容电压，Um1、Um2之间的关系为：
Figure BDA0002677096260000192
其中，ku为分压器子模块电容电压(额定值)与桥臂子模块电容电压(额定值)的比值，可以根据电容的要求自由设计。
作为一优选实施例，可控整流阶段预充电过程中，采用电容电压排序投入子模块的方法对电容进行均压调制。
本实施例提供的预充电方法，非隔离型高变比双向AC/DC变换器电路图如图8所示，其中，105为预充电电阻。
非隔离型高变比双向AC/DC变换器的等效电路如图9所示，其中U1、U2分别为串联分压器与交流输出端口承担的直流电压，Udc为直流母线电压，Cm1、Cm2分别为串联分压器与交流输出端口子模块的模块电容，N1、N2分别为串联分压器与交流输出端口桥臂的子模块个数，可以推导出不控整流时各电压之间的关系：
Figure BDA0002677096260000201
上式中的Um1、Um2分别为不控整流时串联分压器与交流输出端口的子模块电容电压，因此两者之间的关系如下所示：
Figure BDA0002677096260000202
所以设计变换器参数时，为了使得不控整流阶段各个子模块充电电压与其额定电压的比例相同，串联分压器的模块电容与额定电压和交流输出端口的模块电容与额定电压必须满足上述关系式。通过这种方式设计的变换器所有的子模块在不控与可控整流阶段都能够按比例充电，同时达到额定值。
非隔离型高变比双向AC/DC变换器的预充电分为两步，第一步是不控整流阶段，开始时预充电电阻的并联开关断开，直流母线经过预充电电阻同时向谐振电容与变换器模块电容充电。此时谐振电容可以达到额定值Udc，子模块电容电压可由上述公式中Um1、Um2的计算公式算出，当电容电压稳定后，闭合预充电电阻的并联开关，切除预充电电阻。第二步是可控整流阶段，通过选择性切除串联分压器与交流输出端口的子模块来提升电容电压，其中变换器的调制比满足下式：
kpwm＝Udc/(N1Um1+2N2Um2)
即调制比越小，模块电容电压越大，当该值为1时，即不控整流结束阶段的状态。设Um1、Um2的额定电压满足Um1＝kuUc、Um2＝Uc，可以计算出调制比为：
Figure BDA0002677096260000203
因此将变换器的调制比由1逐渐降低至上式的值，即可将子模块电容充电至额定值。但通过这种方式无法控制变换器的充电速率，在临近额定值时充电速率会变得非常慢。因此本实施例给出了改进的直流侧电流控制方法，如图10所示。采集子模块串的输入电流idc与指令值相比较，经过PI控制器后用直流侧电压减去该值，即可得到变换器直流侧的控制电压，标幺化后得到调制比kPWM。该调制比分别经过串联分压器与交流输出端口的电容均压调制，得到每一个子模块的控制脉冲，电容均压调制可以采用电容电压排序投入子模块的方法。检测子模块电容平均电压，当达到了额定值后，将直流电流指令置零，之后闭锁整个变换器，完成预充电过程。
本实施例提供的预充电方法，提出了高变比AC/DC变换器的子模块电容与额定电压的参数设计方法.
本实施例提供的预充电方法，分为不控整流与可控整流两个部分，通过这一方法高压子模块串与低压交流输出端口的子模块电容可以分别充电至各自的额定值；
本实施例提供的预充电方法，适用于本发明上述实施例提供的高变比AC/DC变换器预充电可控阶段的直流电流控制方法，能够显著加快该变换器预充电可控阶段的充电速度。
下面结合具体应用实例，对本发明上述实施例提供的高变比双向AC/DC变换器及其控制方法、预充电方法的具体实施进一步说明。
应用实例1：本发明上述实施例提供的高变比双向AC/DC变换器的设计及应用
以交流侧电压有效值12kV，直流侧100kV变换场景为例，设计该非隔离型高变比AC/DC变换器。其中高压子模块串承担直流电压为70kV，低压交流端口承担直流电压为30kV，环流电压为10kV，环流频率为500Hz，桥臂电感为10mH，交换额定功率设置为2MW，控制电压额定值设置为6kV。每个子模块耐压为2kV,高压子模块串子模块数为43个，低压交流端口子模块数为120个，谐振电感为1mH，谐振电容为101.2uF。
在MATLAB/SIMULINK中进行仿真实验，搭建如图1所示的AC/DC变换器，且对变换器交流侧为功率源与交流侧为交流电源时分别进行仿真实验。高压子模块串的控制方式始终如图2所示。首先当交流侧为功率源时，需要变换器在交流侧产生一个稳定的交流电压源，因此低压交流端口的控制框图如图3(a)所示。交流侧输出电压、电流如图4所示，0.1s时变换器开始在交流侧建立电压，在0.2s时达到稳定。0.4s时功率源开始从变换器消耗功率，0.8s时达到最大，消耗2MW功率；1s时功率源消耗功率减少，并逐渐开始向变换器返送功率，在1.8s时达到最大值，向变换器输送2MW功率。这个过程的有功功率曲线与环流电流波形如图5所示，环流电流随着有功功率的增大而逐渐增大，当输送有功功率反向时，环流电流也将反向，表明低压输出端口与高压子模块串交换功率的方向也发生了改变。接着当交流侧为三相交流电压源时，此时变换器工作在控制有功、无功功率的模式下，低压交流端口的控制框图如图3(b)所示。此时依旧控制变换器在0.4s时开始由直流侧向交流侧输送功率，0.8s时达到最大值2MW，1s时输送功率逐渐减小，并在1.4s时变为由交流侧向直流侧返送功率，在1.8s时达到最大值2MW。交流侧输出电压电流波形如图6所示，此时不存在交流侧电压建立的过程。有功功率与d轴有功电流波形如图7所示，有功电流波形与功率波形向一致。
应用实例2：本发明上述实施例提供的预充电方法的设计及应用
高变比AC/DC变换器拓扑如图8所示，直流母线电压为100kV，高压串联分压器承担电压70kV，低压交流输出端口承担电压30kV；桥臂电感为10mH，串联分压器模块电容为16uF，额定电压为3kV；交流输出端口模块电容为8uF，额定电压为2kV。串联的分压器子模块个数为52个，上下部分各26个，交流输出端口桥臂模块个数为18个，预充电电阻为100Ω；谐振电感为1mH，谐振电容为281.4uF。
在MATLAB/SIMULINK中搭建相应的仿真模型，仿真结果如图11、图12所示。0至0.3s为不控整流阶段，此时串联分压器模块电容与交流输出端口模块电容分别充电至1.32kV与0.88kV，由于预充电电阻的存在，充电电流被限制在1kA以内，这个充电电流包含两个部分，为谐振支路的充电电流与子模块器件的充电电流。由于谐振支路为LC电路，因此会存在震荡电流，逐渐稳定变为零。0.3s时刻预充电电阻并联开关闭合，将预充电电阻旁路，因此会产生一个小幅度冲击，主要体现在谐振支路上。0.4s时进入可控整流阶段，直流侧充电电流控制在0.5kA，此时谐振支路电流为零，谐振电容在不控整流阶段已经充电至额定值Udc。在0.488s时，串联分压器模块电容与交流输出端口模块电容分别充电至3kV与2kV，达到额定值，直流侧电流指令变为0，子模块不再充电。在0.5s时刻，闭锁所有子模块，等待变换器正式工作。
本发明上述实施例提供的高变比双向AC/DC变换器及其控制方法，能够不借助变压器实现高压直流到低压交流的变换，且输出交流电压对地不存在直流偏置；具备功率双向流动的能力，不但能够工作在逆变模式下，也可以工作在整流模式下；给出的参数设计方法，可以较容易的对该变换器的关键参数进行设计。本发明上述实施例提供的高变比双向AC/DC变换器的预充电方法，为全新的非隔离型高变比AC/DC变换器提供了一种切实、有效的预充电方法；给出了变换器高压子模块串支路中串联的分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的参数设计方法；是一种基于直流电流的控制的预充电控制方法，能够加快变换器可控整流阶段的充电速度，控制直流电流，减小其带来的冲击。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (16)

1.一种高变比双向AC/DC变换器，其特征在于，包括：谐振支路、高压子模块串支路以及低压交流端口；其中：
所述高压子模块串支路包括上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串，所述低压交流端口串联于上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串之间，形成串联结构，所述谐振支路与串联结构并联连接；
所述低压交流端口由三相支路并联构成，每一相支路均包括相互连接的上桥臂和下桥臂，所述上桥臂与所述上串联分压器子模块串连接，所述下桥臂与所述下串联分压器子模块串连接。
2.根据权利要求1所述的高变比双向AC/DC变换器，其特征在于，所述谐振支路包括电感和电容，所述电感和电容之间串联连接；
所述电感与上串联分压器子模块串连接；所述电容与下串联分压器子模块串连接。
3.根据权利要求1所述的高变比双向AC/DC变换器，其特征在于，所述上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串均包括若干个分压器子模块HSM，多个分压器子模块HSM之间串联连接；每一个所述分压器子模块HSM采用半桥拓扑结构或全桥拓扑结构。
4.根据权利要求1所述的高变比双向AC/DC变换器，其特征在于，所述上桥臂和下桥臂均由若干个桥臂子模块LSM与对应的桥臂电感串联构成。
5.根据权利要求4所述的高变比双向AC/DC变换器，其特征在于，所述桥臂子模块LSM采用半桥拓扑结构或全桥拓扑结构。
6.根据权利要求1-5任一项所述的高变比双向AC/DC变换器，其特征在于，还包括控制系统，所述控制系统包括高压子模块串控制部分和低压交流端口控制部分；其中：
所述高压子模块串控制部分包括：环流电压信号生成模块、环流指令信号生成模块、环流控制器模块以及直流侧电流控制模块，分别用于获得环流电压、环流控制电压以及直流侧电压调制量；根据获得的环流电压、环流控制电压以及直流侧电压调制量，得到总的调制电压，进而得到高压子模块串支路产生的电压；
所述低压交流端口控制部分，用于获得低压交流端口的直流电压与环流电压，进而得到低压交流端口中上、下桥臂的调制电压。
7.根据权利要求6所述的高变比双向AC/DC变换器，其特征在于，所述控制系统还包括如下任意一项或任意多项：
-所述环流电压信号生成模块，将给定的环流电压幅值与标准正弦信号相乘，获得环流电压；
-所述环流指令生成模块，采集变换器的输出功率，利用变换器的输出功率得到环流电流的幅值，对环流电流的幅值进行误差补偿，得到值a；采集高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块电容电压，将分压器子模块电容电压平均值减去桥臂子模块电容电压平均值后乘以ku，得到值b，值b通过PI控制器获得环流电流幅值的调节量；将值a和环流电流幅值的调节量相加后与标准正弦信号相乘，获得环流电流的指令值；其中，ku为分压器子模块电容电压与桥臂子模块电容电压的比值；
-所述环流控制器模块，将直流侧输入电流与分压器子模块输入电流相减获得环流电流实际值，将环流电流实际值与环流电流指令值相减，经过比例控制器获得环流控制电压；
-所述直流侧电流控制模块，根据变换器输出功率与直流电压得到直流电流指令值的稳态部分；将低压交流端口中桥臂子模块电容电压平均值乘以ku，并与高压子模块串支路中分压器子模块电容电压平均值相加后除以2，得到的值和高压子模块串支路的额定电压指令值相减，并通过PI控制器获得直流电流的调节量；将直流电流指令值的稳态部分和直流电流的调节量相加获得直流侧电流指令；直流侧电流指令值与直流侧电流实际值相减，通过PI控制器得到直流电压的控制量，将高压子模块串支路电压直流分量与直流电压的控制量相减，得到直流侧电压调制量；其中，ku为分压器子模块电容电压与桥臂子模块电容电压的比值。
8.根据权利要求6所述的高变比双向AC/DC变换器，其特征在于，所述总的调制电压useries为：
useries＝ucir+Δu+U1-ΔU1
其中，ucir为环流电压，Δu为环流控制电压，U1为高压子模块串支路电压直流分量，ΔU1为直流电压的控制量；
将得到的总的调制电压useries除以2，分别得到上、下串联分压器子模块串的调制电压useriesP和useriesN，即上、下串联分压器子模块串产生的电压相同，共同构成高压子模块串支路产生的电压。
9.根据权利要求6所述的高变比双向AC/DC变换器，其特征在于，所述低压交流端口控制部分，获得低压交流端口的直流电压与环流电压，进而得到低压交流端口中上桥臂和下桥臂的调制电压的方法，包括如下任意一种：
第一种，变换器交流侧为负载或功率源，直流侧为直流电压源，此时，低压交流端口的d、q轴电压指令给定，同时采集实际d、q轴电压做闭环控制，对输出电压进行调节；2πf经过时间t进行积分获得坐标变换所需的相角信息，其中f为变换器交流输出电压频率；获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压；
第二种，变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为直流电压源：此时，有功电流指令idref由有功功率闭环产生，无功电流指令idref由无功功率闭环产生或直接根据无功功率计算给定；通过对交流侧三相电压进行锁相获得坐标变换所需的相角信息；将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即获得控制电压，叠加交流侧三相电压d、q轴分量，得到变换器输出交流电压d、q轴分量；经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压；
第三种，变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为负载或功率源：有功电流指令idref由直流电压闭环产生，无功电流指令idref由无功功率闭环产生或直接根据无功功率计算给定；通过对交流侧三相电压进行锁相获得坐标变换所需的相角信息；将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即获得控制电压，叠加交流侧三相电压d、q轴分量，得到变换器输出交流电压d、q轴分量；经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压。
10.根据权利要求6所述的高变比双向AC/DC变换器，其特征在于，所述高压子模块串支路与低压交流端口中各参数通过以下方式确定：
-谐振支路中电感Lbp与电容Cbp满足如下关系：
Figure FDA0002677096250000031
其中，fcir为环流频率；则所述谐振支路位于环流电流频率处谐振；
-设桥臂电感为Lm，则高压子模块串支路环流控制电压Δu为：
Figure FDA0002677096250000032
其中，Icir为环流电流幅值，ωcir为环流电流角速度；
-设高压子模块串支路与低压交流端口的直流电压满足以下关系：
Figure FDA0002677096250000041
其中，Udc为直流侧电压，U1为高压子模块串支路电压直流分量，U2为低压交流端口电压直流分量，k为低压交流端口直流电压分量与直流母线电压的比值；
-高压子模块串支路的上下部分模块数与低压交流端口的模块数Nmmc为：
Figure FDA0002677096250000042
其中，NseriesP与NseriesN分别为上串联分压器子模块串和下串联分压器子模块串中的分压器子模块个数，Ucap为子模块耐受电压。
11.一种高变比双向AC/DC变换器的控制方法，其特征在于，包括：高压子模块串的控制过程和低压交流端口的控制过程；其中：
所述高压子模块串控制过程为：分别获得环流电压、环流控制电压以及直流侧电压调制量；根据获得的环流电压、环流控制电压以及直流侧电压调制量，得到总的调制电压，进而得到高压子模块串支路产生的电压；
所述低压交流端口控制过程为：分别获得低压交流端口的直流电压与环流电压，进而得到低压交流端口中上桥臂和下桥臂的调制电压。
12.根据权利要求11所述的高变比双向AC/DC变换器的控制方法，其特征在于，所述高压子模块串控制过程，包括：
将给定的环流电压幅值与标准正弦信号相乘，获得环流电压；
采集变换器的输出功率，利用变换器的输出功率得到环流电流的幅值，对环流电流的幅值进行误差补偿，得到值a；采集高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块电容电压，并分别取平均值后，将分压器子模块电容电压平均值减去桥臂子模块电容电压平均值后乘以ku，得到值b，值b通过PI控制器获得环流电流幅值的调节量；将值a和环流电流幅值的调节量相加后与标准正弦信号相乘，获得环流电流的指令值；其中，ku为分压器子模块电容电压与桥臂子模块电容电压的比值；
将直流侧输入电流与分压器子模块输入电流相减获得环流电流实际值，将环流电流实际值与环流电流指令值相减，经过比例控制器获得环流控制电压；
根据变换器输出功率与直流电压得到直流电流指令值的稳态部分；将低压交流端口中桥臂子模块电容电压平均值乘以ku，并与高压子模块串支路中分压器子模块电容电压平均值相加后除以2，得到的值和高压子模块串支路的额定电压指令值相减，并通过PI控制器获得直流电流的调节量，其中，ku为分压器子模块电容电压与桥臂子模块电容电压的比值；将直流电流指令值的稳态部分和直流电流的调节量相加获得直流侧电流指令；直流侧电流指令值与直流侧电流实际值相减，通过PI控制器得到直流电压的控制量，将高压子模块串支路电压直流分量与直流电压的控制量相减，得到直流侧电压调制量；
总的调制电压useries为：
useries＝ucir+Δu+U1-ΔU1
其中，ucir为环流电压，Δu为环流控制电压，U1为高压子模块串支路电压直流分量，ΔU1为直流电压的控制量；
将得到的总的调制电压useries除以2，分别得到上、下串联分压器子模块串的调制电压useriesP和useriesN，即上、下串联分压器子模块串产生的电压相同，共同构成高压子模块串支路产生的电压。
13.根据权利要求11所述的高变比双向AC/DC变换器的控制方法，其特征在于，所述低压交流端口控制过程，包括如下任意一种：
第一种，变换器交流侧为负载或功率源，直流侧为直流电压源，此时，低压交流端口的d、q轴电压指令给定，同时采集实际d、q轴电压做闭环控制，对输出电压进行调节；2πf经过时间t进行积分获得坐标变换所需的相角信息，其中f为变换器交流输出电压频率；获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压；
第二种，变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为直流电压源：此时，有功电流指令idref由有功功率闭环产生，无功电流指令idref由无功功率闭环产生或直接根据无功功率计算给定；通过对交流侧三相电压进行锁相获得坐标变换所需的相角信息；将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即获得控制电压，叠加交流侧三相电压d、q轴分量，得到变换器输出交流电压d、q轴分量；经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压；
第三种，变换器交流侧为三相交流电压源，直流侧为负载或功率源：有功电流指令idref由直流电压闭环产生，无功电流指令idref由无功功率闭环产生或直接根据无功功率计算给定；通过对交流侧三相电压进行锁相获得坐标变换所需的相角信息；将有功电流指令idref与有功电流id相减，经过PI控制器即获得控制电压，叠加交流侧三相电压d、q轴分量，得到变换器输出交流电压d、q轴分量；经过反变换获得三相调制参考电压va、vb、vc后，根据低压交流端口的直流电压与环流电压计算出上、下桥臂的调制电压。
14.一种高变比双向AC/DC变换器的预充电方法，其特征在于，包括：
在高变比双向AC/DC变换器的谐振支路与高压子模块串支路之间连接预充电电阻；
对高变比双向AC/DC变换器的参数进行预设，使高变比双向AC/DC变换器中所有子模块在不控整流阶段和可控整流阶段能够同时达到额定值；
不控整流阶段预充电：开始时预充电电阻的并联开关断开，直流母线经过预充电电阻同时向谐振支路中电容与变换器中所有子模块电容充电；此时谐振支路中电容达到额定值Udc，变换器中所有子模块电容电压根据计算得出，当变换器中所有子模块电容电压稳定后，闭合预充电电阻的并联开关，切除预充电电阻；
可控整流阶段预充电：采集高压子模块串支路的输入电流idc并与指令值相比较，经过PI控制器后用直流侧电压减去PI控制器输出的控制量，即得到变换器直流侧的控制电压，对直流侧的控制电压标幺化后得到调制比kPWM；将调制比kPWM分别经过高压串联子模块支路中的分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的电容进行均压调制，得到变换器中每一个子模块的控制脉冲，检测变换器中每一个子模块电容平均电压，当达到了额定值后，将直流电流指令置零，之后闭锁整个变换器，完成预充电过程。
15.根据权利要求14所述的高变比双向AC/DC变换器的预充电方法，其特征在于，所述不控整流阶段预充电过程中，变换器中所有子模块电容电压的计算方法为：
设U1、U2分别为高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块承担的直流电压，Udc为直流母线电压，Cm1、Cm2分别为高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的模块电容，N1、N2分别为高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的个数，则不控整流阶段各电压之间的关系：
Figure FDA0002677096250000061
其中，Um1、Um2分别为不控整流阶段高压子模块串支路中分压器子模块与低压交流端口中桥臂子模块的电容电压，Um1、Um2之间的关系为：
Figure FDA0002677096250000071
其中，ku为分压器子模块电容电压与桥臂子模块电容电压的比值。
16.根据权利要求14所述的高变比双向AC/DC变换器的预充电方法，其特征在于，所述可控整流阶段预充电过程中，采用电容电压排序投入子模块的方法对电容进行均压调制。
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