CN114597939A - 一种逆变器并网电流谐波的抑制方法及系统 - Google Patents

一种逆变器并网电流谐波的抑制方法及系统 Download PDF

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CN114597939A CN202210223677.6A CN202210223677A CN114597939A CN 114597939 A CN114597939 A CN 114597939A CN 202210223677 A CN202210223677 A CN 202210223677A CN 114597939 A CN114597939 A CN 114597939A
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Abstract

本发明公开了一种逆变器并网电流谐波的抑制方法及系统，采集逆变器桥臂电流和并网点电压，对逆变器桥臂电流和并网点电压进行运算得到并网电流，通过谐波抑制环对并网电流进行谐波抑制得到谐波抑制环输出值，获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值，将谐波抑制环输出值取负值并与并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值进行叠加，得到逆变器的调制电压，将调制电压的分量进行PWM调制生成驱动并网逆变器工作的开关信号。本发明通过估算并网电流，对并网电流中特定谐波进行抑制，使得并网电流谐波抑制效果更好；通过对并网点电压采用前馈可使逆变器无论在强网还是弱网下均具备较好的动态性和稳定性，并降低了并网电流谐波抑制难度。

Description

一种逆变器并网电流谐波的抑制方法及系统
技术领域
本发明涉及并网发电技术领域，更具体的说，涉及一种逆变器并网电流谐波的抑制方法及系统。
背景技术
逆变器作为新能源发电设备与电网之间的核心接口装置，肩负着电能转换、电能质量治理等关键任务。根据相关标准，逆变器的并网电流谐波应满足一定要求，如标准NB/T32004-2018规定逆变器在并网运行时，其并网电流谐波总畸变率应不高于5％，且各次谐波也应低于特定含量要求，因此，逆变器需要具备一定的并网电流谐波抑制能力。
并网电流谐波主要包括低次谐波和高次谐波，其中高次谐波一般依靠并网滤波器滤除，而低次谐波一般需通过逆变器的控制算法抑制。对于并网电流低次谐波，其谐波源主要由两部分组成，一是逆变器自身产生的低次谐波电压，二是电网中含有的低次谐波电压，因此，逆变器的控制算法除了抑制自身产生的低次谐波外，还需要应对电网低次谐波对并网电流的影响。又由于逆变器采样电流一般为桥臂电流，无法直接对并网电流进行控制，这导致逆变器并网电流谐波抑制的难度较大。此外，由于新能源发电的高比例接入，电网呈现出阻抗越来越大的弱电网形态，从而进一步增加了逆变器并网电流谐波抑制难度。
发明内容
有鉴于此，本发明公开一种逆变器并网电流谐波的抑制方法及系统，以降低并网电流谐波抑制难度。
一种逆变器并网电流谐波的抑制方法，包括：
采集逆变器桥臂电流和并网点电压；
对所述逆变器桥臂电流和所述并网点电压进行运算得到并网电流，通过谐波抑制环对所述并网电流进行谐波抑制，得到谐波抑制环输出值；
获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值；
将所述谐波抑制环输出值取负值，并与所述并网点电压的前馈值和所述基波电流环控制输出值进行叠加，得到逆变器的调制电压；
将所述调制电压的分量进行PWM调制生成驱动所述并网逆变器工作的开关信号。
可选的，所述对所述逆变器桥臂电流和所述并网点电压进行运算得到并网电流，包括：
对所述并网点电压进行微分运算，并与并网滤波电容值相乘后得到并网滤波电容电流估算值；
基于所述并网滤波电容电流估算值和所述逆变器桥臂电流运算得到所述并网电流。
可选的，所述通过谐波抑制环对所述并网电流进行谐波抑制，得到谐波抑制环输出值，包括：
所述谐波抑制环包括至少一个谐波抑制环子模块，将所述并网电流输入至各个所述谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值；
将所述各个子模块输出值相加后得到所述谐波抑制环输出值。
可选的，所述将所述并网电流输入至各个所述谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值，包括：
将所述并网电流分别按照不同输入级坐标变换角度，从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到目标并网电流；
将所述目标并网电流通过低通滤波器，得到各次谐波的dq直流分量；
将各次谐波的所述dq直流分量分别经过调节器，得到调节器输出分量；
将所述调节器输出分量分别按照不同输出级坐标变换角度，从所述两相旋转坐标系变换到所述两相静止坐标系，得到所述各个子模块输出值。
可选的，当基于并网电流dq分量进行谐波抑制时，输入级坐标变换角度采用的是-3kθ和3kθ；
当基于并网电流αβ分量进行谐波抑制时，输入级坐标变换角度采用的是-(3k-1)θ和(3k+1)θ；
在无相位补偿时，输出级坐标变换角度采用的是-3kθ和3kθ，在有相位补偿时，输出级坐标变换角度采用的是
Figure BDA0003534779840000031
和
Figure BDA0003534779840000032
其中，
Figure BDA0003534779840000033
和
Figure BDA0003534779840000034
为各次谐波抑制环子模块的相位补偿值，θ为电网相角，k表示谐波次数索引系数，k为正整数。
可选的，所述各次谐波抑制环子模块的相位补偿值为依据系统开环伯德图采用寻优法得到，具体包括：
基于所述逆变器的控制环建立逆变器控制系统的频域模型，并根据所述频域模型建立系统开环伯德图；
基于所述系统开环伯德图确定各次谐波频率处的相位裕度值；
确定所述各次谐波频率处的相位补偿值以使所述相位裕度值在不同电网短路比下均满足对应的设定相位裕度值；
所述各次谐波频率处的相位补偿值即为所述各次谐波抑制环子模块的相位补偿值。
可选的，所述将所述并网电流输入至各个所述谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值，包括：
所述谐波抑制环子模块基于准比例谐振调节器实现：
将所述并网电流输入至各个所述准比例谐振调节器进行处理，得到所述各个子模块输出值。
可选的，所述准比例谐振调节器中包含相位补偿因子。
可选的，所述获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值包括：
获取桥臂电流指令；
对所述桥臂电流和所述桥臂电流指令采用电流环控制方程运算，得到所述基波电流环控制输出值；
对所述并网点电压采用电网电压前馈量计算方程得到所述并网点电压的前馈值。
可选的，所述前馈值为加权前馈值。
一种逆变器并网电流谐波的抑制系统，包括：
采集单元，用于采集逆变器桥臂电流和并网点电压；
谐波抑制单元，用于对所述逆变器桥臂电流和所述并网点电压进行运算得到并网电流，通过谐波抑制环对所述并网电流进行谐波抑制，得到谐波抑制环输出值；
获取单元，用于获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值；
调制单元确定单元，用于将所述谐波抑制环输出值取负值，并与所述并网点电压的前馈值和所述基波电流环控制输出值进行叠加，得到逆变器的调制电压；
调制单元，用于将所述调制电压的分量进行PWM调制生成驱动所述并网逆变器工作的开关信号。
可选的，所述谐波抑制单元包括：
电流估算子单元，用于对所述并网点电压进行微分运算，并与并网滤波电容值相乘后得到并网滤波电容电流估算值；
并网电流确定子单元，用于基于所述并网滤波电容电流估算值和所述逆变器桥臂电流运算得到所述并网电流。
可选的，所述谐波抑制单元还包括：
谐波抑制子单元，用于在所述谐波抑制环包括至少一个谐波抑制环子模块时，将所述并网电流输入至各个所述谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值；
抑制环输出值确定子单元，用于将所述各个子模块输出值相加后得到所述谐波抑制环输出值。
可选的，所述谐波抑制子单元具体用于：
将所述并网电流分别按照不同输入级坐标变换角度，从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到目标并网电流；
将所述目标并网电流通过低通滤波器，得到各次谐波的dq直流分量；
将各次谐波的所述dq直流分量分别经过调节器，得到调节器输出分量；
将所述调节器输出分量分别按照不同输出级坐标变换角度，从所述两相旋转坐标系变换到所述两相静止坐标系，得到所述各个子模块输出值。
可选的，当基于并网电流dq分量进行谐波抑制时，输入级坐标变换角度采用的是-3kθ和3kθ；
当基于并网电流αβ分量进行谐波抑制时，输入级坐标变换角度采用的是-(3k-1)θ和(3k+1)θ；
在无相位补偿时，输出级坐标变换角度采用的是-3kθ和3kθ，在有相位补偿时，输出级坐标变换角度采用的是
Figure BDA0003534779840000051
和
Figure BDA0003534779840000052
其中，
Figure BDA0003534779840000053
和
Figure BDA0003534779840000054
为各次谐波抑制环子模块的相位补偿值，θ为电网相角，k表示谐波次数索引系数，k为正整数。
可选的，还包括：
相位补偿值确定单元，用于依据系统开环伯德图采用寻优法得到所述各次谐波抑制环子模块的相位补偿值：
所述相位补偿值确定单元具体用于：
基于所述逆变器的控制环建立逆变器控制系统的频域模型，并根据所述频域模型建立系统开环伯德图；
基于所述系统开环伯德图确定各次谐波频率处的相位裕度值；
确定所述各次谐波频率处的相位补偿值以使所述相位裕度值在不同电网短路比下均满足对应的设定相位裕度值；
所述各次谐波频率处的相位补偿值即为所述各次谐波抑制环子模块的相位补偿值。
可选的，所述谐波抑制子单元具体还用于：
在所述谐波抑制环子模块基于准比例谐振调节器实现时，将所述并网电流输入至各个所述准比例谐振调节器进行处理，得到所述各个子模块输出值。
可选的，所述获取单元具体用于：
获取桥臂电流指令；
对所述桥臂电流和所述桥臂电流指令采用电流环控制方程运算，得到所述基波电流环控制输出值；
对所述并网点电压采用电网电压前馈量计算方程得到所述并网点电压的前馈值。
从上述的技术方案可知，本发明公开了一种逆变器并网电流谐波的抑制方法及系统，采集逆变器桥臂电流和并网点电压，对逆变器桥臂电流和并网点电压进行运算得到并网电流，通过谐波抑制环对并网电流进行谐波抑制得到谐波抑制环输出值，获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值，将谐波抑制环输出值取负值，并与并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值进行叠加，得到逆变器的调制电压，将调制电压的分量进行PWM调制生成驱动并网逆变器工作的开关信号。本发明通过估算并网电流，可以对并网电流中特定谐波进行抑制，使得并网电流谐波抑制效果更好；通过对并网点电压采用前馈可以使逆变器无论在强网还是弱网下，均具备较好的动态性和稳定性，并降低了并网电流谐波抑制难度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据公开的附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例公开的一种逆变器并网电流谐波的抑制方法流程图；
图2为本发明实施例公开的一种并网电流谐波抑制控制系统的方案图；
图3为本发明实施例公开的一种电网电压前馈模块的示意图；
图4为本发明实施例公开的一种电流谐波抑制模块方案图；
图5为本发明实施例公开的一种电流谐波抑制模块的原理图；
图6为本发明实施例公开的另一种电流谐波抑制模块的原理图；
图7为本发明实施例公开的另一种电流谐波抑制模块的原理图；
图8为本发明实施例公开的另一种电流谐波抑制模块的原理图；
图9为本发明实施例公开的另一种电流谐波抑制模块的原理图；
图10为本发明实施例公开的另一种电流谐波抑制模块的原理图；
图11为本发明实施例公开的另一种电流谐波抑制模块的原理图；
图12为本发明实施例公开的一种采用电网电压前馈法时桥臂电流和并网电流仿真波形图；
图13为本发明实施例公开的一种强网条件下采用桥臂电流调节器抑制法时桥臂电力和并网电流仿真波形图；
图14为本发明实施例公开的一种弱网条件下采用桥臂电流调节器抑制法时桥臂电流和并网电流仿真波形图；
图15为本发明实施例公开的一种弱网条件下采用本发明所提方案时桥臂电流和并网电流仿真波形图；
图16为本发明实施例公开的一种逆变器并网电流谐波的抑制系统的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例公开了一种逆变器并网电流谐波的抑制方法及系统，采集逆变器桥臂电流和并网点电压，对逆变器桥臂电流和并网点电压进行运算得到并网电流，通过谐波抑制环对并网电流进行谐波抑制得到谐波抑制环输出值，获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值，将谐波抑制环输出值取负值，并与并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值进行叠加，得到逆变器的调制电压，将调制电压的分量进行PWM调制生成驱动并网逆变器工作的开关信号。本发明通过估算并网电流，可以对并网电流中特定谐波进行抑制，使得并网电流谐波抑制效果更好；通过对并网点电压采用前馈可以使逆变器无论在强网还是弱网下，均具备较好的动态性和稳定性，并降低了并网电流谐波抑制难度。
参见图1，本发明实施例公开的一种逆变器并网电流谐波的抑制方法流程图，该方法包括：
步骤S101、采集逆变器桥臂电流和并网点电压；
具体的，参见图2所示的并网电流谐波抑制控制系统的方案图，本实施例采集的逆变器桥臂电流(电感电流/电抗器电流)为iL_abc(iL_a、iL_b、iL_c)，采集的并网电压为vg_abc(vg_a、vg_b、vg_c)，DC/AC变换器用于将DC源(直流电源)转换为交流。
为便于后续计算，本发明对逆变器桥臂电流iL_abc以及并网电压为vg_abc进行了坐标变换，具体如下：
采用公式(1)将逆变器桥臂电流iL_abc(iL_a、iL_b、iL_c)从三相静止坐标系变换到两相静止坐标系，得到桥臂电流的αβ分量iL_αβ(iL_α、iL_β)，公式(1)如下：
Figure BDA0003534779840000081
采用公式(2)将并网点电压vg_abc(vg_a、vg_b、vg_c)从三相静止坐标系变换到两相静止坐标系，得到并网点电压的αβ分量vg_αβ(vg_α、vg_β)，公式(2)如下：
Figure BDA0003534779840000082
基于锁相环(Phase Locked Loop，PLL)获得电网相角θ，基于电网相角θ和公式(3)将公式(1)中的桥臂电流的αβ分量iL_αβ从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到桥臂电流的dq分量iL_dq(iL_d、iL_q)，公式(3)如下：
Figure BDA0003534779840000083
基于电网相角θ和公式(4)将公式(2)中的并网点电压的αβ分量vg_αβ，从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到并网点电压的dq分量vg_dq(vg_d、vg_q)，公式(4)如下：
Figure BDA0003534779840000084
需要特别说明的是，详见图2，本发明中电流谐波抑制模块基于输入的电网相角θ、桥臂电流的dq分量iL_dq(iL_d、iL_q)以及并网点电压的dq分量vg_dq(vg_d、vg_q)来对逆变器并网电流谐波进行抑制，并输出谐波抑制环输出值uharm_out。
步骤S102、对所述逆变器桥臂电流和所述并网点电压进行运算得到并网电流，通过谐波抑制环对所述并网电流进行谐波抑制，得到谐波抑制环输出值；
需要说明的是，本实施例中的谐波抑制环包括各次谐波抑制环，并且各次谐波抑制环具有相位补偿功能，各次谐波抑制环的相位补充值可以相同或是不同，具体依据实际需要而定，本发明在此不做限定。本发明通过在谐波抑制环中增加相位补偿功能，提高了控制系统的相位裕度，从而可以在抑制并网电流谐波的同时保持系统的稳定性。
步骤S103、获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值；
具体的，对并网点电压的dq分量vg_dq采用电网电压前馈量方案得到并网点电压的前馈值ufeed_dq，本实施例采用的电网电压前馈方案可有效应对弱网条件下的谐振问题，并能够提高弱网条件下逆变器的动态响应速度，详见图3所示的电网电压前馈模块示意图，其中，图3中的电网电压前馈模块也即图2中示出的电网电压前馈模块。
并网点电压的前馈值ufeed_dq的计算方程如公式(5)所示，公式(5)如下：
ufeed_dq＝Kfeedug_dq+(1-Kfeed)LPFg*ug_dq (5)；
式中，Kfeed为电网电压直接前馈系数(取值为0～1之间)，LPFg为低通滤波器，其传递函数为公式(6)或者公式(7)，如下：
Figure BDA0003534779840000091
Figure BDA0003534779840000092
式中，ωcg表示低通滤波器截止频率，γ表示二阶低通滤波器阻尼系数，典型值为
Figure BDA0003534779840000093
在实际应用中，本实施例中的前馈值优选加权前馈值。
步骤S104、将所述谐波抑制环输出值取负值，并与所述并网点电压的前馈值和所述基波电流环控制输出值进行叠加，得到逆变器的调制电压；
本实施例中逆变器的调制电压在实际应用中为逆变器调制电压的dq分量um_dq，逆变器调制电压dq分量um_dq的计算公式如公式(8)所示，公式(8)如下：
um_dq＝udq_out+ufeed_dq-uharm_out (8)；
式中，ufeed_dq为并网点电压的前馈值，udq_out为基波电流环控制输出值，uharm_out为谐波抑制环输出值。
步骤S105、将所述调制电压的分量进行PWM调制生成驱动所述并网逆变器工作的开关信号。
其中，调制电压的分量在本实施例中为逆变器调制电压的dq分量um_dq。
具体的，(1)将逆变器调制电压的dq分量um_dq经两相旋转坐标系变换到三相静止坐标系，得到逆变器调制电压的abc分量um_abc(um_a、um_b、um_c)，其中，两相旋转坐标系到三相静止坐标系的变换公式如公式(9)所示，公式(9)如下：
Figure BDA0003534779840000101
式中，θ为电网相角。
(2)将逆变器调制电压的abc分量um_abc进行PWM调制生成驱动并网逆变器工作的开关信号。
本实施例中，驱动并网逆变器工作实际为驱动并网逆变器的开关器件工作，并网逆变器的开关器件比如IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)或MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金氧半场效晶体管)等。
PWM的英文全称为：Pulse width modulation，中文解释为：脉冲宽度调制。脉冲宽度调制是一种模拟控制方式，根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的偏置，来实现晶体管或MOS管导通时间的改变，从而实现开关稳压电源输出的改变。
本发明公开了一种逆变器并网电流谐波的抑制方法，采集逆变器桥臂电流和并网点电压，对逆变器桥臂电流和并网点电压进行运算得到并网电流，通过谐波抑制环对并网电流进行谐波抑制得到谐波抑制环输出值，获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值，将谐波抑制环输出值取负值，并与并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值进行叠加，得到逆变器的调制电压，将调制电压的分量进行PWM调制生成驱动并网逆变器工作的开关信号。本发明通过估算并网电流，可以对并网电流中特定谐波进行抑制，使得并网电流谐波抑制效果更好；通过对并网点电压采用前馈可以使逆变器无论在强网还是弱网下，均具备较好的动态性和稳定性，并降低了并网电流谐波抑制难度。
为进一步优化上述实施例，步骤S102中对所述逆变器桥臂电流和所述并网点电压进行运算得到并网电流的过程具体包括：
(1)对所述并网点电压进行微分运算，并与并网滤波电容值相乘后得到并网滤波电容电流估算值；
(2)基于所述并网滤波电容电流估算值和所述逆变器桥臂电流运算得到所述并网电流。
其中，本实施例中的并网滤波电容电流估算值具体指的是：并网滤波电容电流估算值dq分量，逆变器桥臂电流具体指的是：逆变器桥臂电流的dq分量，并网电流具体指的是：并网电流的估算值dq分量。
具体的，参见图4所示的电流谐波抑制模块方案图，并网电流的估算过程如下：
①将并网点电压的dq分量vg_dq经微分器Gdiff后再乘以交流滤波电容值得到并网滤波电容电流估算值dq分量ic_est_dq。
其中，微分器Gdiff的实现方式在本发明中不做限定，微分器Gdiff的一个典型的传递函数如公式(10)所示，公式(10)如下：
Figure BDA0003534779840000121
式中，ξ表示微分器算子，取值为0～1之间，z表示离散域传递函数算子，Ts表示微分器计算周期。
②将并网滤波电容电流估算值dq分量ic_est_dq和逆变器桥臂电流的dq分量iL_dq作差得到并网电流的估算值dq分量ig_est_dq。
为进一步优化上述实施例，步骤S102通过谐波抑制环对所述并网电流进行谐波抑制，得到谐波抑制环输出值的过程包括：
(1)谐波抑制环包括至少一个谐波抑制环子模块，将并网电流输入至各个谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值；
(2)将各个子模块输出值相加后得到谐波抑制环输出值。
其中，将并网电流输入至各个谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值的过程，包括但不限于如下两种方法：
(一)、将并网电流输入至各个谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值的过程的第一种方法如下：
(1)将并网电流分别按照不同输入级坐标变换角度，从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到目标并网电流；
(2)将所述目标并网电流通过低通滤波器，得到各次谐波的dq直流分量；
(3)将各次谐波的所述dq直流分量分别经过调节器，得到调节器输出分量；
(4)将所述调节器输出分量分别按照不同输出级坐标变换角度，从所述两相旋转坐标系变换到所述两相静止坐标系，得到所述各个子模块输出值。
具体的，参见图4所示的电流谐波抑制模块方案图，谐波抑制环输出值的确定过程如下：
并网电流的估算值dq分量ig_est_dq分别经以-3θ、3θ…-3kθ、3kθ(k表示谐波次数索引系数，k＝1、2、3…，下同)为变换角度的两相静止坐标系到两相旋转坐标系变换，然后再分别通过低通滤波器LPFm，分别得到2、4…3k-1、3k+1次谐波的dq直流分量，再分别经过PI调节器PIm，然后将得到的调节器输出量分别经过以
Figure BDA0003534779840000131
为变换角度的两相旋转坐标系到两相静止坐标系变换，再将各变换输出值相加后得到谐波抑制环输出值uharm_out，
Figure BDA0003534779840000132
为各次谐波抑制回路的相位补偿值，用以应对控制回路中的采样、加载、调制等延时以及电网电压前馈造成的控制回路相位滞后，特别是在弱网情况下，并网点电压的前馈会造成较大相位滞后。通过相位补偿值可提高控制系统相位裕度，实现在抑制谐波的同时保持了系统的稳定性。
其中，低通滤波器LPFm的传递函数可为公式(11)或公式(12)，如下：
Figure BDA0003534779840000133
或者
Figure BDA0003534779840000134
式中，m表示谐波次数，m＝2、4…3k-1、3k+1，ωcm为低通滤波器截止频率、λ为二阶低通滤波器阻尼系数，典型值为
Figure BDA0003534779840000135
PI调节器PIm的传递函数如公式(13)所示，如下：
Figure BDA0003534779840000136
式中，m表示谐波次数，m＝2、4…3k-1、3k+1，Kp_m为PI调节器的比例系数，Ki_m为PI调节器积分系数，s为拉普拉斯算子。
需要说明的是，在进行谐波抑制时，可以采用多种实现方案，举例说明如下：
当基于并网电流dq分量进行谐波抑制时，输入级坐标变换角度采用的是-3kθ和3kθ；
当基于并网电流αβ分量进行谐波抑制时，输入级坐标变换角度采用的是-(3k-1)θ和(3k+1)θ；
在无相位补偿时，输出级坐标变换角度采用的是-3kθ和3kθ，在有相位补偿时，输出级坐标变换角度采用的是
Figure BDA0003534779840000141
和
Figure BDA0003534779840000142
其中，
Figure BDA0003534779840000143
和
Figure BDA0003534779840000144
为各次谐波抑制环子模块的相位补偿值，θ为电网相角，k表示谐波次数索引系数，k为正整数。
具体的，还可以根据谐波抑制基于PI调节器还是准比例谐振调节器，将谐波抑制方案分为两大类。
第一类，基于PI调节器，根据并网点电压桥臂电流输入电流谐波抑制模块为abc分量、αβ分量或dq量，以及后级坐标变换方式不同确定多种实现方案，具体如下：
实现方案一，参见图5，当并网点电压和桥臂电流输入均为abc分量时，估算得到并网电流abc分量；将所述并网电流abc分量变换为并网电流dq分量，并基于所述并网电流dq分量进行谐波抑制；此时谐波抑制环节输入级坐标变换角度采用的是-3kθ、3kθ，输出级坐标变换角度采用的是
Figure BDA00035347798400001411
Figure BDA00035347798400001412
其中，
Figure BDA00035347798400001413
和
Figure BDA00035347798400001414
为谐波抑制环的相位补偿角度，θ为电网相角，k表示谐波次数索引系数，k为正整数。
实现方案二，参见图6，当并网点电压和桥臂电流输入均为αβ分量时，估算得到并网电流αβ分量；将所述并网电流αβ分量变换为并网电流dq分量，并基于所述并网电流dq分量进行谐波抑制；此时，谐波抑制环节输入级坐标变换角度采用的是-3kθ、3kθ，输出级坐标变换角度采用的是
Figure BDA0003534779840000145
Figure BDA0003534779840000146
其中，
Figure BDA0003534779840000147
和
Figure BDA0003534779840000148
为谐波抑制环的相位补偿角度，θ为电网相角，k表示谐波次数索引系数，k为正整数。
实现方案三，参见图7，并网点电压和桥臂电流输入均为abc分量，并估算得到并网电流abc分量；将所述并网电流abc分量变换为并网电流αβ分量，并基于所述并网电流αβ分量进行谐波抑制；此时，谐波抑制环节输入级坐标变换角度采用的是-(3k-1)θ、(3k+1)θ，输出级坐标变换角度采用的是
Figure BDA0003534779840000149
Figure BDA00035347798400001410
其中，
Figure BDA0003534779840000151
和
Figure BDA0003534779840000152
为谐波抑制环的相位补偿角度，θ为电网相角，k表示谐波次数索引系数，k为正整数。
实现方案四，参见图8，并网点电压和桥臂电流输入均为αβ分量，并基于并网电流αβ分量进行谐波抑制；此时，谐波抑制环节输入级坐标变换角度采用的是-(3k-1)θ、(3k+1)θ，输出级坐标变换角度采用的是
Figure BDA0003534779840000153
其中，
Figure BDA0003534779840000154
和
Figure BDA0003534779840000155
为谐波抑制环的相位补偿角度，θ为电网相角，k表示谐波次数索引系数，k为正整数。
第二类，基于准比例谐振调节器，根据并网点电压和桥臂电流输入电流谐波抑制模块为abc分量、αβ分量或dq量确定多种实现方案，具体如下：
首先需要说明的是，基于准比例谐振调节器确定的谐波抑制模块的构成如下：
将并网电流的估算值dq分量ig_est_dq分别经多个具备相位补偿功能的准比例谐振调节器qKR_m进行处理，然后将得到的调节器输出量相加后得到电流谐波抑制输出uharm_out。
准比例谐振调节器qKR_m的s域传递函数如公式(14)所示，公式(14)如下：
Figure BDA0003534779840000156
式中，m表示谐波次数，m＝2、4…3k-1、3k+1，Kp_m为qKR_m调节器的比例系数，Kr_m为qKR_m调节器的谐振系数，ωc_m为qKR_m调节器的截止频率，ωr_m为qKR_m调节器的谐振频率，
Figure BDA0003534779840000157
为qKR_m调节器的相位补偿角度。ωr_m的取值为m倍的电网频率，
Figure BDA0003534779840000158
用于应对控制回路中的采样、加载、调制等延时以及电网电压前馈造成的控制回路相位滞后，s为拉普拉斯算子。
实现方案一，参见图9，当并网点电压和桥臂电流输入均为abc分量时，估算得到并网电流abc分量；将所述并网电流abc分量变换为并网电流dq分量，并基于所述并网电流dq分量进行谐波抑制。
实现方案二，参见图10，当并网点电压和桥臂电流输入均为αβ分量时，基于所述αβ分量估算得到并网电流αβ分量；将所述并网电流αβ分量变换为并网电流dq分量，并基于所述并网电流dq分量进行谐波抑制。
实现方案三，参见图11，当并网点电压和桥臂电流输入均为dq分量时，采用所述dq分量直接进行谐波抑制。
需要说明的是，本发明通过在谐波抑制环中增加相位补偿(也即各次谐波抑制环子模块的相位补偿值)，提高了控制系统的相位裕度，从而可以在抑制并网电流谐波的同时保持系统的稳定性。
本发明中各次谐波抑制环子模块的相位补偿值为依据系统开环伯德图(bode图)采用寻优法得到，具体包括：
基于所述逆变器的控制环建立逆变器控制系统的频域模型，并根据所述频域模型建立系统开环伯德图；
基于所述系统开环伯德图确定各次谐波频率处的相位裕度值；
确定所述各次谐波频率处的相位补偿值以使所述相位裕度值在不同电网短路比下均满足对应的设定相位裕度值；
所述各次谐波频率处的相位补偿值即为所述各次谐波抑制环子模块的相位补偿值。
(二)、将并网电流输入至各个谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值的过程的另一种方法如下：
谐波抑制环子模块基于准比例谐振调节器实现：
将并网电流输入至各个准比例谐振调节器进行处理，得到各个子模块输出值。
本实施例中，准比例谐振调节器中包含相位补偿因子。
为进一步优化上述实施例，步骤S103具体可以包括：
(1)获取桥臂电流指令；
(2)对桥臂电流和桥臂电流指令采用电流环控制方程运算，得到基波电流环控制输出值；
(3)对并网点电压采用电网电压前馈量计算方程得到并网点电压的前馈值。
具体的，假设桥臂电流指令为iL_dq_ref(有功指令iL_d_ref和无功指令iL_q_ref)，iL_dq_ref来自于内部电压环输出，或者功率环输出，或者外部给定指令输入，本发明不做限制。
根据该桥臂电流指令iL_dq_ref和桥臂电流dq分量iL_dq，通过电流环控制方程运算得到基波电流环控制输出值udq_out，表达式如公式(15)所示，公式(15)如下：
Figure BDA0003534779840000171
式中，Kp_i为电流环PI调节器的比例系数，Ki_i为电流环PI调节器积分系数，s为拉普拉斯算子。
综上可知，本发明通过估算并网电流，可以对并网电流中特定谐波进行抑制，使得并网电流谐波抑制效果更好；通过在谐波抑制环中增加相位补偿，提高了控制系统的相位裕度，从而可以在抑制并网电流谐波的同时保持系统的稳定性；通过对并网点电压采用加权前馈可以使并网逆变器无论在强网还是弱网，均具备较好的动态性和稳定性，并降低了并网电流谐波抑制难度。
为进一步证明本发明公开的逆变器并网电流谐波的抑制方法相对于传统方案有显著进步，本发明还进行了仿真实验，具体如下：
设定仿真条件如下：
电网中含有5、7、11、13次谐波，分别仿真电网电压前馈法、桥臂电流调节器抑法、本发明所公开抑制方法下的并网电流谐波抑制效果，其中，调节器抑制法中仅加入了针对5、7、11、13次谐波的抑制。
当采用电网电压前馈法时，并网电流和桥臂电流仿真波形如图12所示，从图中可见并网电流存在明显畸变，即电网电压前馈法并不能有效抑制并网电流谐波。
当采用桥臂电流调节器抑制法，且电网为强网状态(SCR＝20)时，并网电流和桥臂电流仿真波形如图13所示，从图中可见桥臂电流中谐波受到抑制电流较光滑，但并网电流存在明显畸变；当采用桥臂电流调节器抑制法，且电网为弱网状态(SCR＝8)时，并网电流和桥臂电流仿真波形如图14所示，从图中可见桥臂电流和并网电流均存在明显的谐振。也就是说桥臂电流调节器抑制法也不能有效抑制并网电流谐波；
当采用本发明提供的谐波抑制方案，且电网为弱网状态(SCR＝8)时，并网电流和桥臂电流仿真波形如图15所示，从图中可见并网电流谐波情况明显改善，即本发明所提供的谐波抑制方案具有较好的谐波抑制效果，在弱网下也同样适用。
因此，本发明相对于现有方案的优势如下：
1)相比于电网电压前馈法和桥臂电流调节器抑制法，本发明通过估算并网电流，可明确针对并网电流中的特定谐波进行抑制，且并网电流谐波抑制效果更好。
2)相比于传统并网电流调节器抑制法，本发明节省了并网电流传感器的使用，降低了成本。
3)本发明在谐波抑制环中添加了相位补偿，提高了控制系统相位裕度，可在抑制谐波的同时保持了系统的稳定性。
4)本发明配合电网电压加权前馈方案的应用，具备更好的电网适应性，无论是强网还是弱网均可应用本发明公开的抑制方法。
与上述方法实施例相对应，本发明公开了一种逆变器并网电流谐波的抑制系统。
参见图16，本发明实施例公开的一种逆变器并网电流谐波的抑制系统的结构示意图，该系统包括：
采集单元201，用于采集逆变器桥臂电流和并网点电压；
谐波抑制单元202，用于对所述逆变器桥臂电流和所述并网点电压进行运算得到并网电流，通过谐波抑制环对所述并网电流进行谐波抑制，得到谐波抑制环输出值；
需要说明的是，本实施例中的谐波抑制环包括各次谐波抑制环，并且各次谐波抑制环具有相位补偿功能，各次谐波抑制环的相位补充值可以相同或是不同，具体依据实际需要而定，本发明在此不做限定。本发明通过在谐波抑制环中增加相位补偿功能，提高了控制系统的相位裕度，从而可以在抑制并网电流谐波的同时保持系统的稳定性。
获取单元203，用于获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值；
具体的，对并网点电压的dq分量vg_dq采用电网电压前馈量方案得到并网点电压的前馈值ufeed_dq，本实施例采用的电网电压前馈方案可有效应对弱网条件下的谐振问题，并能够提高弱网条件下逆变器的动态响应速度，详见图3所示的电网电压前馈模块示意图，其中，图3中的电网电压前馈模块也即图2中示出的电网电压前馈模块。
调制单元确定单元204，用于将所述谐波抑制环输出值取负值，并与所述并网点电压的前馈值和所述基波电流环控制输出值进行叠加，得到逆变器的调制电压；
调制单元205，用于将所述调制电压的分量进行PWM调制生成驱动所述并网逆变器工作的开关信号。
其中，调制电压的分量在本实施例中为逆变器调制电压的dq分量um_dq。
本发明公开了一种逆变器并网电流谐波的抑制系统，采集逆变器桥臂电流和并网点电压，对逆变器桥臂电流和并网点电压进行运算得到并网电流，通过谐波抑制环对并网电流进行谐波抑制得到谐波抑制环输出值，获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值，将谐波抑制环输出值取负值，并与并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值进行叠加，得到逆变器的调制电压，将调制电压的分量进行PWM调制生成驱动并网逆变器工作的开关信号。本发明通过估算并网电流，可以对并网电流中特定谐波进行抑制，使得并网电流谐波抑制效果更好；通过对并网点电压采用前馈可以使逆变器无论在强网还是弱网下，均具备较好的动态性和稳定性，并降低了并网电流谐波抑制难度。
为进一步优化上述实施例，谐波抑制单元202可以包括：
电流估算子单元，用于对所述并网点电压进行微分运算，并与并网滤波电容值相乘后得到并网滤波电容电流估算值；
并网电流确定子单元，用于基于所述并网滤波电容电流估算值和所述逆变器桥臂电流运算得到所述并网电流。
为进一步优化上述实施例，谐波抑制单元202还可以包括：
谐波抑制子单元，用于在所述谐波抑制环包括至少一个谐波抑制环子模块时，将所述并网电流输入至各个所述谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值；
抑制环输出值确定子单元，用于将所述各个子模块输出值相加后得到所述谐波抑制环输出值。
本实施例中，谐波抑制子单元具体用于：
将所述并网电流分别按照不同输入级坐标变换角度，从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到目标并网电流；
将所述目标并网电流通过低通滤波器，得到各次谐波的dq直流分量；
将各次谐波的所述dq直流分量分别经过调节器，得到调节器输出分量；
将所述调节器输出分量分别按照不同输出级坐标变换角度，从所述两相旋转坐标系变换到所述两相静止坐标系，得到所述各个子模块输出值。
需要说明的是，当基于并网电流dq分量进行谐波抑制时，输入级坐标变换角度采用的是-3kθ和3kθ；
当基于并网电流αβ分量进行谐波抑制时，输入级坐标变换角度采用的是-(3k-1)θ和(3k+1)θ；
在无相位补偿时，输出级坐标变换角度采用的是-3kθ和3kθ，在有相位补偿时，输出级坐标变换角度采用的是
Figure BDA0003534779840000201
和
Figure BDA0003534779840000202
其中，
Figure BDA0003534779840000203
和
Figure BDA0003534779840000204
为各次谐波抑制环子模块的相位补偿值，θ为电网相角，k表示谐波次数索引系数，k为正整数。
抑制系统还可以包括：
相位补偿值确定单元，用于依据系统开环伯德图采用寻优法得到所述各次谐波抑制环子模块的相位补偿值：
所述相位补偿值确定单元具体用于：
基于所述逆变器的控制环建立逆变器控制系统的频域模型，并根据所述频域模型建立系统开环伯德图；
基于所述系统开环伯德图确定各次谐波频率处的相位裕度值；
确定所述各次谐波频率处的相位补偿值以使所述相位裕度值在不同电网短路比下均满足对应的设定相位裕度值；
所述各次谐波频率处的相位补偿值即为所述各次谐波抑制环子模块的相位补偿值。
上述实施例中，谐波抑制子单元具体还可以用于：
在谐波抑制环子模块基于准比例谐振调节器实现时，将所述并网电流输入至各个所述准比例谐振调节器进行处理，得到所述各个子模块输出值。
为进一步优化上述实施例，获取单元203具体可以用于：
获取桥臂电流指令；
对所述桥臂电流和所述桥臂电流指令采用电流环控制方程运算，得到所述基波电流环控制输出值；
对所述并网点电压采用电网电压前馈量计算方程得到所述并网点电压的前馈值。
需要特别说明的是，逆变器并网电流谐波的抑制系统中各组成部分的具体工作原理，请参见方法实施例对应部分，此处不再赘述。
最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (18)

1.一种逆变器并网电流谐波的抑制方法，其特征在于，包括：
采集逆变器桥臂电流和并网点电压；
对所述逆变器桥臂电流和所述并网点电压进行运算得到并网电流，通过谐波抑制环对所述并网电流进行谐波抑制，得到谐波抑制环输出值；
获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值；
将所述谐波抑制环输出值取负值，并与所述并网点电压的前馈值和所述基波电流环控制输出值进行叠加，得到逆变器的调制电压；
将所述调制电压的分量进行PWM调制生成驱动所述并网逆变器工作的开关信号。
2.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于，所述对所述逆变器桥臂电流和所述并网点电压进行运算得到并网电流，包括：
对所述并网点电压进行微分运算，并与并网滤波电容值相乘后得到并网滤波电容电流估算值；
基于所述并网滤波电容电流估算值和所述逆变器桥臂电流运算得到所述并网电流。
3.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于，所述通过谐波抑制环对所述并网电流进行谐波抑制，得到谐波抑制环输出值，包括：
所述谐波抑制环包括至少一个谐波抑制环子模块，将所述并网电流输入至各个所述谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值；
将所述各个子模块输出值相加后得到所述谐波抑制环输出值。
4.根据权利要求3所述的抑制方法，其特征在于，所述将所述并网电流输入至各个所述谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值，包括：
将所述并网电流分别按照不同输入级坐标变换角度，从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到目标并网电流；
将所述目标并网电流通过低通滤波器，得到各次谐波的dq直流分量；
将各次谐波的所述dq直流分量分别经过调节器，得到调节器输出分量；
将所述调节器输出分量分别按照不同输出级坐标变换角度，从所述两相旋转坐标系变换到所述两相静止坐标系，得到所述各个子模块输出值。
5.根据权利要求4所述的抑制方法，其特征在于，当基于并网电流dq分量进行谐波抑制时，输入级坐标变换角度采用的是-3kθ和3kθ；
当基于并网电流αβ分量进行谐波抑制时，输入级坐标变换角度采用的是-(3k-1)θ和(3k+1)θ；
在无相位补偿时，输出级坐标变换角度采用的是-3kθ和3kθ，在有相位补偿时，输出级坐标变换角度采用的是
Figure FDA0003534779830000021
和
Figure FDA0003534779830000022
其中，
Figure FDA0003534779830000023
和
Figure FDA0003534779830000024
为各次谐波抑制环子模块的相位补偿值，θ为电网相角，k表示谐波次数索引系数，k为正整数。
6.根据权利要求5所述的抑制方法，其特征在于，所述各次谐波抑制环子模块的相位补偿值为依据系统开环伯德图采用寻优法得到，具体包括：
基于所述逆变器的控制环建立逆变器控制系统的频域模型，并根据所述频域模型建立系统开环伯德图；
基于所述系统开环伯德图确定各次谐波频率处的相位裕度值；
确定所述各次谐波频率处的相位补偿值以使所述相位裕度值在不同电网短路比下均满足对应的设定相位裕度值；
所述各次谐波频率处的相位补偿值即为所述各次谐波抑制环子模块的相位补偿值。
7.根据权利要求3所述的抑制方法，其特征在于，所述将所述并网电流输入至各个所述谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值，包括：
所述谐波抑制环子模块基于准比例谐振调节器实现：
将所述并网电流输入至各个所述准比例谐振调节器进行处理，得到所述各个子模块输出值。
8.根据权利要求7所述的抑制方法，其特征在于，所述准比例谐振调节器中包含相位补偿因子。
9.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于，所述获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值包括：
获取桥臂电流指令；
对所述桥臂电流和所述桥臂电流指令采用电流环控制方程运算，得到所述基波电流环控制输出值；
对所述并网点电压采用电网电压前馈量计算方程得到所述并网点电压的前馈值。
10.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于，所述前馈值为加权前馈值。
11.一种逆变器并网电流谐波的抑制系统，其特征在于，包括：
采集单元，用于采集逆变器桥臂电流和并网点电压；
谐波抑制单元，用于对所述逆变器桥臂电流和所述并网点电压进行运算得到并网电流，通过谐波抑制环对所述并网电流进行谐波抑制，得到谐波抑制环输出值；
获取单元，用于获取并网点电压的前馈值和基波电流环控制输出值；
调制单元确定单元，用于将所述谐波抑制环输出值取负值，并与所述并网点电压的前馈值和所述基波电流环控制输出值进行叠加，得到逆变器的调制电压；
调制单元，用于将所述调制电压的分量进行PWM调制生成驱动所述并网逆变器工作的开关信号。
12.根据权利要求11所述的抑制系统，其特征在于，所述谐波抑制单元包括：
电流估算子单元，用于对所述并网点电压进行微分运算，并与并网滤波电容值相乘后得到并网滤波电容电流估算值；
并网电流确定子单元，用于基于所述并网滤波电容电流估算值和所述逆变器桥臂电流运算得到所述并网电流。
13.根据权利要求11所述的抑制系统，其特征在于，所述谐波抑制单元还包括：
谐波抑制子单元，用于在所述谐波抑制环包括至少一个谐波抑制环子模块时，将所述并网电流输入至各个所述谐波抑制环子模块进行谐波抑制，得到对应的各个子模块输出值；
抑制环输出值确定子单元，用于将所述各个子模块输出值相加后得到所述谐波抑制环输出值。
14.根据权利要求13所述的抑制系统，其特征在于，所述谐波抑制子单元具体用于：
将所述并网电流分别按照不同输入级坐标变换角度，从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系，得到目标并网电流；
将所述目标并网电流通过低通滤波器，得到各次谐波的dq直流分量；
将各次谐波的所述dq直流分量分别经过调节器，得到调节器输出分量；
将所述调节器输出分量分别按照不同输出级坐标变换角度，从所述两相旋转坐标系变换到所述两相静止坐标系，得到所述各个子模块输出值。
15.根据权利要求14所述的抑制系统，其特征在于，当基于并网电流dq分量进行谐波抑制时，输入级坐标变换角度采用的是-3kθ和3kθ；
当基于并网电流αβ分量进行谐波抑制时，输入级坐标变换角度采用的是-(3k-1)θ和(3k+1)θ；
在无相位补偿时，输出级坐标变换角度采用的是-3kθ和3kθ，在有相位补偿时，输出级坐标变换角度采用的是
Figure FDA0003534779830000041
和
Figure FDA0003534779830000042
其中，
Figure FDA0003534779830000043
和
Figure FDA0003534779830000044
为各次谐波抑制环子模块的相位补偿值，θ为电网相角，k表示谐波次数索引系数，k为正整数。
16.根据权利要求15所述的抑制系统，其特征在于，还包括：
相位补偿值确定单元，用于依据系统开环伯德图采用寻优法得到所述各次谐波抑制环子模块的相位补偿值：
所述相位补偿值确定单元具体用于：
基于所述逆变器的控制环建立逆变器控制系统的频域模型，并根据所述频域模型建立系统开环伯德图；
基于所述系统开环伯德图确定各次谐波频率处的相位裕度值；
确定所述各次谐波频率处的相位补偿值以使所述相位裕度值在不同电网短路比下均满足对应的设定相位裕度值；
所述各次谐波频率处的相位补偿值即为所述各次谐波抑制环子模块的相位补偿值。
17.根据权利要求13所述的抑制系统，其特征在于，所述谐波抑制子单元具体还用于：
在所述谐波抑制环子模块基于准比例谐振调节器实现时，将所述并网电流输入至各个所述准比例谐振调节器进行处理，得到所述各个子模块输出值。
18.根据权利要求11所述的抑制系统，其特征在于，所述获取单元具体用于：
获取桥臂电流指令；
对所述桥臂电流和所述桥臂电流指令采用电流环控制方程运算，得到所述基波电流环控制输出值；
对所述并网点电压采用电网电压前馈量计算方程得到所述并网点电压的前馈值。
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