CN108847773B - 输入串联输出并联全桥直直变换器多模块功率平衡方法 - Google Patents

输入串联输出并联全桥直直变换器多模块功率平衡方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种输入串联输出并联全桥DC‑DC变换器多模块优化功率平衡方法，通过建立输入串联输出并联双有源全桥DC‑DC变换器在三重相移控制下的传输功率以及电流应力模型，推导出变换器在三重相移控制下使得电流应力最小的优化相移量组合；进一步地通过引入虚拟功率分量和动态功率分量对变换器的传输功率进行实时估算以补偿变换器的传输损耗，得到最终的优化相移量。本发明不仅可以提高变换器的效率，同时可以实现变换器各个模块的输入电压均衡以实现传输功率平衡，并进一步加强了变换器对于输入电压突变时的响应能力。具有动态响应快、效率高、控制过程简单且易于数字实现等优点，具有较强的实用性。

Description

输入串联输出并联全桥直直变换器多模块功率平衡方法
技术领域
本发明涉及电力电子变压器的技术领域，具体为输入串联输出并联全桥DC-DC变换器多模块优化功率平衡方法。
背景技术
随着化石能源消耗引起的环境问题日益突出，新能源发电、并网及传输等成为未来智能电网发展的关键技术。电力电子变压器由于具有体积小、重量轻、可以实现电压调节、故障隔离、谐波抑制及无功补偿等诸多优点而被视为未来可再生能源传输与能量管理的关键设备之一。目前，被广泛采用的三级式电力电子变压器拓扑包括前级的级联多电平整流器、中间级的输出并联双有源全桥DC-DC变换器以及后级的三相逆变器。这种高度模块化电力电子变压器拓扑的优点是其可以扩展应用至需要较高额定电压、额定功率的场合。
但在实际应用中，对于这种级联结构的电力电子变压器，各个模块的主电路参数(如双有源全桥DC-DC变换器中的储能电感参数)无法保证完全一致，使得各模块的输入阻抗存在差异，由此导致的传输功率不均衡现象难以避免。对于传输功率偏大的模块，其电流应力也相应较大，进而使得该模块的功率器件在功率等级变化甚至正常工作时的故障率大大增加。因此，针对电力电子变压器中的输入串联输出并联的双有源全桥DC-DC变换器，实现各个模块的输入电压及传输功率平衡十分重要。此外，对于典型三级式结构电力电子变压器，其中间直流侧环节(即双有源全桥DC-DC变换器的输入端)总是会存在二倍频网侧的电压脉动，进一步将会导致逆变器输出电压畸变，影响供电电能质量。因此，进一步提高双有源全桥 DC-DC变换器输出电压的动态响应速度以面对输入电压的波动十分重要。同时，在现有的电力电子变压器优化算法中，单相移控制被广泛应用于双有源全桥DC-DC变换器，这无疑会增大变换器的电感电流应力、降低变换器的效率。
发明内容
针对上述问题，本发明的目的在于提供一种针对电力电子变压器中输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器的能够实现各模块输入电压及传输功率平衡，并能同时提高变换器的效率及动态性能的多模块优化功率平衡控制方法。技术方案如下：
一种输入串联输出并联全桥DC-DC变换器的多模块优化功率平衡方法，包括以下步骤：
S1：根据双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下的电压与电流关系，推导输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器中第i个变换器的传输功率以及电流应力表达式：
Figure GDA0001738774990000021
Figure GDA0001738774990000022
其中，Pi表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率；Ipi表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的电流应力；Udci表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的输入电压；Uo为输出电压；f为开关频率；Li为第i个双有源全桥DC-DC变换器的辅助电感；n为中-高频变压器的变比；Di1、Di2和Di3分别为第i个双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下的相移量；ki表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的电压转换比；
S2：结合拉格朗日函数与第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率标幺值以及电流应力标幺值模型，计算得到在三重相移控制下使得第i个双有源全桥DC-DC变换器的电流应力最小的优化相移量Di1、Di2和Di3之间的关系：
Figure GDA0001738774990000023
其中，pi表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率标幺值；
S3：结合第i个双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下的传输功率标幺值模型，计算得到由ki和pi表示的优化控制相移量Di1、Di2和Di3：
Figure GDA0001738774990000031
S4：获取所述第i个双有源全桥DC-DC变换器的实际传输功率标幺值：
Figure GDA0001738774990000032
其中，Uav表示各个模块的输入电压的平均值；m表示电力电子变压器中输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器的模块数；Pv为变换器总的虚拟传输功率，其为输出电压经过 PI控制器之后的输出值；Pdi为第i个模块的动态功率分量，其为输入电压经过PI控制器之后的输出值，i＝1～m-1；
则第m个DAB变换器的实际传输功率标幺值表示为：
Figure GDA0001738774990000033
进一步的，推导第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率Pi以及电流应力Ipi表达式的方法包括：
当相移量满足0≤Di1≤Di2≤Di3≤1关系时，根据变换器在扩展相移控制下的电压电流波形图，求解出变换器电感电流在各个时刻下的值：
Figure GDA0001738774990000041
当相移量满足0≤Di2≤Di1≤Di3≤1关系时，根据变换器在扩展相移控制下的电压电流波形图，求解出变换器电感电流在各个时刻下的值：
Figure GDA0001738774990000042
其中，iLi表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的电感电流值；
根据电力电子变压器中输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下的H桥交流输出电压与电感电流关系，第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率Pi以及电流应力
Figure GDA0001738774990000044
表示为：
Figure GDA0001738774990000043
其中，iLi(t)表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的电感电流；Uabi表示第i个双有源全桥DC-DC变换器原边侧H桥的交流输出电压；Ts为开关周期；
结合以上三式得到第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率以及电流应力表达式
更进一步的，获取使得第i个双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下的电流应力最小的相移量间关系的方法为：
S21：对第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率以及电流应力进行标幺化处理，定义第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率和电流应力额定值为：
Figure GDA0001738774990000051
S22：推到得第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率以及电流应力标幺值为：
Figure GDA0001738774990000052
S23：构建拉格朗日函数，定义拉格朗日函数为：
Figure GDA0001738774990000053
其中，Ei表示第i个拉格朗日函数；λi为第i个拉格朗日乘子；pi *为第i个双有源全桥DC-DC 变换器的输出功率给定值；ipi为第i个双有源全桥DC-DC变换器的电流应力标幺值；
S24：对拉格朗日函数进行求导得：
Figure GDA0001738774990000054
S25：消去拉格朗日函数中的λi，得到得相移量Di1、Di2和Di3之间的关系式。
更进一步的，获取所述第i个双有源全桥DC-DC变换器的实际传输功率标幺值的方法为：
以输出电压PI控制器的输出作为变换器总的虚拟传输功率Pv，则每个双有源全桥DC-DC 变换器的虚拟传输功率分量可以表示为Pv/m；同时，为实现各模块的输入电压均衡，以其输入电压PI控制器的输出作为第i个双有源全桥DC-DC变换器的动态功率分量Pdi；则第i个双有源全桥DC-DC变换器的实际传输功率表示为：
Figure GDA0001738774990000055
则第i个双有源全桥DC-DC变换器
Figure GDA0001738774990000058
际传输功率标幺值表示为：
Figure GDA0001738774990000057
本发明的有益效果是：本发明针对电力电子变压器中的输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器建立了其在三重相移控制下的传输功率模型以及电流应力模型，结合拉格朗日乘子法推导了使得变换器在三重相移控制下电流应力最小的优化相移量组合；进一步地，通过引入虚拟功率分量和动态功率分量对变换器的传输功率损耗进行补偿，得到最终的优化相移控制量；本发明所提出的多模块优化功率平衡方法，不仅可以实现输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器各模块的输入电压和传输功率均衡，同时能够显著提高变换器对于输入电压突变的响应能力；具有优化目标广、动态响应快、效率高、控制过程简单且易于数字实现等优点，具有较强的实用性。
附图说明
图1为典型三级式电力电子变压器的拓扑结构图。
图2为输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器拓扑结构图。
图3为双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制方法(0≤Di1≤Di2≤Di3≤1)下变压器两侧的电压与电感电流波形示意图。
图4为双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制方法(0≤Di2≤Di1≤Di3≤1)下变压器两侧的电压与电感电流波形示意图。
图5为双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制方法(0≤Di2≤Di3≤Di1≤1)下变压器两侧的电压与电感电流波形示意图。
图6为输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器在多模块优化功率平衡方法下的控制框图。
图7为输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器多模块优化功率平衡控制方法切换至无功率平衡控制方法时各模块的输入电压实验波形图。
图8为输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器在多模块优化功率平衡控制方法下各模块的输出电流和输出电压实验波形图。
图9为输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器在多模块优化功率平衡控制方法下输入电压突变时的电压电流波形图。
图10为输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器在多模块优化功率平衡控制方法下的H 桥交流输出电压及电感电流实验波形图。
图11为输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器在多模块优化功率平衡控制方法下变换器的效率随输入电压变化曲线图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细说明。本实施例根据图2所示的输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器的拓扑结构图，对用于电力电子变压器中输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器的多模块优化功率平衡方法进行详细描述。
首先，根据电力电子变压器中输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下的电压与电流关系，推导第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率以及电流应力表达式。
当相移量满足0≤Di1≤Di2≤Di3≤1关系时，结合图3，当第i个双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下，根据变换器在扩展相移控制下的电压电流波形图，求解出变换器电感电流在各个时刻下的值：
Figure GDA0001738774990000071
同理，当相移量满足0≤Di2≤Di1≤Di3≤1关系时，结合图4，当第i个双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下，根据变换器在扩展相移控制下的电压电流波形图，求解出变换器电感电流在各个时刻下的值：
Figure GDA0001738774990000072
其中，iLi表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的电感电流值；Uo为输出电压；f为开关频率；Li为第i个模块的辅助电感；n为中-高频变压器的变比；ki表示第i个变换器的电压转换比；Di1、Di2和Di3分别为第i个变换器在三重相移控制下的相移量。
同时，第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率和电感电流应力可以表示为：
Figure GDA0001738774990000081
其中，Pi表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率；Ipi表示第i个模块的电流应力；Uabi表示第i个变换器原边侧H桥的交流输出电压；Ts为开关周期；
结合式(1)～(3)，第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率以及电流应力表达式：
Figure GDA0001738774990000082
为了简化分析与计算，对第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率以及电流应力进行标幺化处理，定义第i个模块的传输功率和电流应力额定值为：
Figure GDA0001738774990000083
进而推到得第i个双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下的传输功率以及电流应力标幺值为：
Figure GDA0001738774990000084
为了求解出使得第i个双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下电流应力最小的相移量，构建拉格朗日函数，
定义拉格朗日函数为：
Figure GDA0001738774990000085
其中，Ei表示第i个拉格朗日函数；λi为第i个拉格朗日乘子；pi为第i个变换器的输出功率；pi *为第i个变换器的输出功率给定值；ipi为第i个变换器的电流应力标幺值。
将式(6)代入式(7)中，并对拉格朗日函数进行求导得：
Figure GDA0001738774990000091
将式(7)中的λi消去，得到得相移量Di1、Di2和Di3之间的关系式：
Figure GDA0001738774990000092
结合式(6)和式(9)，计算得到由ki和pi表示的优化控制相移量Di1、Di2和Di3
Figure GDA0001738774990000093
但是由于电路寄生参数及开关管管压降等因素，变换器的功率损耗无法忽略，因此变换器的实际传输功率与输出功率不可能相等。为了补偿变换器的功率损耗，借鉴于直接功率控制的思想，以输出电压PI控制器的输出作为变换器总的虚拟传输功率Pv，则每个DAB模块的虚拟传输功率分量可以表示为Pv/m；同时，为了实现各模块的输入电压均衡，以其输入电压PI控制器的输出作为第i个DAB模块的动态功率分量Pdi。则第i个DAB模块的实际传输功率可以表示为
Figure GDA0001738774990000101
其中，m表示电力电子变压器中输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器的模块数； Pv为变换器总的虚拟传输功率，其为输出电压经过PI控制器之后的输出值；Pdi为第i个模块的动态功率分量，其为输入电压经过PI控制器之后的输出值。
结合式(5)并对其标幺化，第i个DAB模块的实际传输功率标幺值可以表示为
Figure GDA0001738774990000102
其中，i＝1～m-1。Uav为各个模块的输入电压的平均值，其可以表示为
Figure GDA0001738774990000103
对于整个输入串联输出并联DAB变换器系统，其总的动态功率分量之和应该为零，即满足
Figure GDA0001738774990000104
则第m个DAB变换器的实际传输功率标幺值可以表示为
Figure GDA0001738774990000105
参考图6，首先采样各个双有源全桥DC-DC变换器模块的输入电压Udci及变换器的输出电压Uo；然后结合式(12)～(15)分别计算各个DAB模块的实际传输功率标幺值pi与电压转换比ki；进一步地，根据式(10)分别计算出各个DAB模块的优化相移量Di1、Di2和Di3；最后，将所得到的优化相移量通过三重相移调制器转换为驱动脉冲作用于输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器。
参考图7可知，对于输入串联输出并联的DAB变换器，即使各个DAB模块的电路参数存在一定的差异，但在多模块优化功率平衡控制方法下，仍然可以实现各个DAB模块的输入电压相等，达到传输功率平衡的效果。
参考图8可知，在多模块优化功率平衡控制方法下，各个DAB模块的输出电流相等，即传输功率平衡。
参考图9可知，在多模块优化功率平衡控制方法下，变换器的输入电压发生突变时输出电压基本不发生波动，其动态响应时间几乎为零。此外，由图可知变换器在多模块优化功率平衡控制方法下的电感电流应力明显小于输入电压均衡控制方法。
参考图10和图11可知，当输入串联输出并联DAB变换器中每个模块的电压转换比接近于1时，变换器在两种控制方法下的电流应力和效率相差不大。然而，当每个模块的电压转换比偏离1时，在基于单重相移的输入电压均衡控制方法下，变换器的电流应力随输入电压的增大而急剧增大，最高达9.3A左右；同时，变换器的效率急剧下降，最低至66％左右。而在基于三重相移的多模块优化功率平衡控制方法下，随着变换器输入电压的增大，变换器的电流应力缓慢增加，最大仅为6.2A左右；同时，相比于输入电压均衡控制方法，变换器在多模块优化功率平衡控制方法下的效率得到显著提升，最大提升约为17.2％。此外，相比于未优化的三重相移控制方法，所提出的多模块优化功率平衡控制方法可以在三重相移控制的基础上实现电流应力最小化以提高变换器的效率。
本发明的多模块优化功率平衡方法对于电力电子变压器中输入串联输出并联双有源全桥 DC-DC变换器在各模块电路参数不一致的情况下可以实现输入电压均衡，并进一步实现各模块的传输功率平衡。此外，该方法可以显著地提高变换器的效率和对于输入电压突变时的响应能力。当输入电压突变时，输出电压几乎保持不变，其动态响应时间几乎为零，具有动态响应快、效率高、控制过程简单且易于数字实现等优点，具有很强的实用性。

Claims (4)

1.一种输入串联输出并联全桥DC-DC变换器的多模块优化功率平衡方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1：根据双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下的电压与电流关系，推导输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器中第i个变换器的传输功率以及电流应力表达式：
Figure FDA0002327477490000011
Figure FDA0002327477490000012
其中，Pi表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率；Ipi表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的电流应力；Udci表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的输入电压；Uo为输出电压；f为开关频率；Li为第i个双有源全桥DC-DC变换器的辅助电感；n为中-高频变压器的变比；Di1、Di2和Di3分别为第i个双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下的相移量；ki表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的电压转换比；
S2：结合拉格朗日函数与第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率标幺值以及电流应力标幺值模型，计算得到在三重相移控制下使得第i个双有源全桥DC-DC
变换器的电流应力最小的优化相移量Di1、Di2和Di3之间的关系：
Figure FDA0002327477490000013
其中，pi表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率标幺值；
S3：结合第i个双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下的传输功率标幺值模型，计算得到由ki和pi表示的优化控制相移量Di1、Di2和Di3：
Figure FDA0002327477490000021
S4：获取所述第i个双有源全桥DC-DC变换器的实际传输功率标幺值：
Figure FDA0002327477490000022
其中，Uav表示各个模块的输入电压的平均值；m表示电力电子变压器中输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器的模块数；Pv为变换器总的虚拟传输功率，其为输出电压经过PI控制器之后的输出值；Pdi为第i个模块的动态功率分量，其为输入电压经过PI控制器之后的输出值，i＝1～m-1；
则第m个DAB变换器的实际传输功率标幺值表示为：
Figure FDA0002327477490000023
最后，将所得到的优化相移量通过三重相移调制器转换为驱动脉冲作用于所述变换器。
2.根据权利要求1所述的用于输入串联输出并联全桥DC-DC变换器的多模块优化功率平衡方法，其特征在于，推导第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率Pi以及电流应力
Figure FDA0002327477490000024
表达式的方法包括：
当相移量满足0≤Di1≤Di2≤Di3≤1关系时，根据变换器在扩展相移控制下的电压电流波形图，求解出变换器电感电流在各个时刻下的值：
Figure FDA0002327477490000031
当相移量满足0≤Di2≤Di1≤Di3≤1关系时，根据变换器在扩展相移控制下的电压电流波形图，求解出变换器电感电流在各个时刻下的值：
Figure FDA0002327477490000032
其中，iLi表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的电感电流值；
根据电力电子变压器中输入串联输出并联双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下的H桥交流输出电压与电感电流关系，第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率Pi以及电流应力
Figure FDA0002327477490000034
表示为：
Figure FDA0002327477490000033
其中，iLi(t)表示第i个双有源全桥DC-DC变换器的电感电流；Uabi表示第i个双有源全桥DC-DC变换器原边侧H桥的交流输出电压；Ts为开关周期；
结合以上三式得到第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率以及电流应力表达式。
3.根据权利要求1所述的用于输入串联输出并联全桥DC-DC变换器的多模块优化功率平衡方法，其特征在于：获取使得第i个双有源全桥DC-DC变换器在三重相移控制下的电流应力最小的相移量间关系的方法为：
S21：对第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率以及电流应力进行标幺化处理，定义第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率和电流应力额定值为：
Figure FDA0002327477490000041
S22：推导得第i个双有源全桥DC-DC变换器的传输功率以及电流应力标幺值为：
Figure FDA0002327477490000042
S23：构建拉格朗日函数，定义拉格朗日函数为：
Figure FDA0002327477490000043
其中，Ei表示第i个拉格朗日函数；λi为第i个拉格朗日乘子；pi *为第i个双有源全桥DC-DC变换器给定输出功率的标幺值；ipi为第i个双有源全桥DC-DC变换器的电流应力标幺值；
S24：对拉格朗日函数进行求导得：
Figure FDA0002327477490000044
S25：消去拉格朗日函数中的λi，得到得相移量Di1、Di2和Di3之间的关系式。
4.根据权利要求3所述的用于输入串联输出并联全桥DC-DC变换器的多模块优化功率平衡方法，其特征在于，获取所述第i个双有源全桥DC-DC变换器的实际传输功率标幺值的方法为：
以输出电压PI控制器的输出作为变换器总的虚拟传输功率Pv，则每个双有源全桥DC-DC变换器的虚拟传输功率分量可以表示为Pv/m；同时，为实现各模块的输入电压均衡，以其输入电压PI控制器的输出作为第i个双有源全桥DC-DC变换器的动态功率分量Pdi；则第i个双有源全桥DC-DC变换器的实际传输功率表示为：
Figure FDA0002327477490000051
则第i个双有源全桥DC-DC变换器的实际传输功率标幺值表示为：
Figure FDA0002327477490000052
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