CN106341044B - 一种模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法 - Google Patents
一种模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN106341044B CN106341044B CN201610907080.8A CN201610907080A CN106341044B CN 106341044 B CN106341044 B CN 106341044B CN 201610907080 A CN201610907080 A CN 201610907080A CN 106341044 B CN106341044 B CN 106341044B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- power
- voltage
- ref
- phase
- bridge module
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
Abstract
本发明公开了一种模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法，包括确定控制模式、电压控制模式控制、功率控制模式控制、计算各基本功率单元的参考功率值、设置H桥模块的开关模式、设置各隔离双向DC/DC变换器IBDC1‑IBDCn的移相比、输出多电平电压波形等步骤。本发明提高了非效率最高功率运行点的系统效率，优化了系统综合效率；在主动非功率均衡控制条件下保证交流侧逼近正弦的多电平电压和正弦电流，减小并网电压电流谐波；并且采用功率指令排序定时轮换策略，使各模块参与大功率运行的机会均等，避免系统个别模块加速老化，延长模块化电力电子变压器的设备使用寿命。
Description
技术领域
本发明涉及一种电力电子变压器综合效率优化控制方法，尤其是一种模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法，属于电力电子变压器控制技术领域。
背景技术
电力电子变压器是未来交直流混联电网、直流输配电网、直流风力发电并网系统、直流光伏发电并网系统、船舰电力系统、轨道牵引供电系统、“能源互联网”等应用领域的重要设备。
电力电子变压器为了适应高压大功率应用场合，通常采用模块化电路串并联技术，以解决电力电子器件耐压水平不足的限制问题。AC/DC电力电子变压器通常采用级联H桥(Cascaded H-Bridge,CHB)加隔离双向DC/DC变换器(isolated bidirectional DC/DCconverter,IBDC)拓扑结构，其中每个前级H桥和后级IBDC构成一个模块化的基本功率单元，多个基本功率单元按交流输入串联直流输出并联实现能量变换和传递。
一般地，电力电子变换装置均存在最高效率功率运行点，在此功率运行点两侧，随着输出功率的减少或增加，运行效率均呈下降的趋势。电力电子变压器基本功率单元也具有这样的运行效率特性。当模块化电力电子变压器总功率不处于最高效率功率运行点时，各基本功率单元输出功率存在优化组合使得总效率最优，而并非各基本功率单元输出功率均等时效率最优。由此，本发明给出一种主动非功率均衡控制策略以实现瞬时功率非均衡控制。
混合脉宽调制法(Hybrid PWM,HPWM)是一种将PWM技术和电平逼近技术相结合应用于模块化电力电子变压器输入级整流器的多电平调制技术，利用其级联单元开关模式的差异引起的自然功率不均衡，可实现模块化电力电子变压器在主动非功率均衡控制下的交流侧低谐波多电平电压和并网电流正弦输出。利用基本功率单元的IBDC可实现功率独立控制，以实现中间直流母线的功率平衡，保证中间直流电压的稳定。
为了避免特定基本功率单元长时间处于大功率运行状态，引起模块化电力电子变压器出现局部快速老化的问题，本发明还提出一种定时轮换的控制策略，以保证所有基本功率单元运行状态均衡。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法。
本发明采用下述技术方案：
一种模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法，所述电力电子变压器由n个串联的基本功率单元Cell1-Celln组成，所述基本功率单元Cell1-Celln结构相同，所述基本功率单元Cell1由依次级联的单相H桥模块HB1、中间直流电容和隔离双向DC/DC变换器IBDC1构成；所述单相H桥模块HB1由结构相同的第一桥臂和第二桥臂组成；所述第一桥臂由串联的电力电子开关S1-S2组成；所述的隔离双向DC/DC变换器IBDC1为电力电子开关S5-S12和中高频变压器组成的双主动H桥结构；所述各单相H桥模块HB1-HBn由CHB控制器控制；所述各隔离双向DC/DC变换器由IBDC控制器控制；所述IBDC控制器由效率优化控制器控制；
包括以下步骤：
步骤1：确定控制模式：如果控制模式为电压控制模式时，转向步骤2；否则转向步骤3；
步骤2：电压控制模式控制：采集所述电力电子变压器的负荷侧输出直流电压uo，与参考输出电压值uo-ref进行比较，输出电压差值，所述电压差值经PI电压调节器调节后输出参考功率值Pref1作为参考功率值Pref；转向步骤4；
步骤3：功率控制模式控制：直接采集所述电力电子变压器的负荷侧的参考功率值Pref2作为参考功率值Pref；
步骤4：计算各基本功率单元的参考功率值：所述效率优化控制器由输入的参考功率值Pref计算各基本功率单元的参考功率值P1-ref-Pn-ref；
步骤5：设置HB的开关模式：CHB控制器根据参考功率值Pref、交流侧电压us、交流侧电流is、总直流电压参考值udΣ-ref和实际中间直流电压和Σudi，1≤i<n，推断各单相H桥模块HB1-HBn的开关模式；并向各单相H桥模块HB1-HBn发出相应的控制信号H1-Hn；
步骤6：所述单相H桥模块HB1-HBn分别根据控制信号H1-Hn设定开关模式，在相应开关模式下合成并输出多电平电压波形；
步骤7：设置各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的移相比：IBDC控制器根据输入的各基本功率单元功率参考值P1-ref-Pn-ref、输出直流电压uo和各基本功率单元的输出直流电流io1-ion，计算出各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的移相比；并向各隔离双向DC/DC变换器发出相应的控制信号D1-Dn。
所述步骤4包括以下步骤：
步骤4-1：绘制各基本功率单元的功率-效率测试曲线，并拟合各基本功率单元的效率函数η1(P1-ref)-ηn(Pn-ref)；
步骤4-2：根据参考功率值Pref和各基本功率单元运行功率允许范围，建立约束条件矩阵，以电力电子变压器损耗最小为目标建立目标函数f：
Pi＜Pi_max,1≤i≤n
其中，Pi为各基本功率单元的功率最佳参考值；
步骤4-3：采用遗传算法优化求解，得到各基本功率单元的功率最佳参考值Pi；
步骤4-4：将各基本功率单元的最佳功率参考值Pi排序，并设定功率轮换周期，循环设置各基本功率单元功率参考值P1-ref-Pn-ref，使其依次承担功率参考值中要求的最大功率输出、次最大功率输出直至最小功率输出，并输出相应的控制指令至各基本功率单元。
所述步骤4-3可以离线建立各基本功率单元功率参考值P1-ref-Pn-ref的优化功率分配表或在线实现。
所述步骤5中包括以下步骤：
步骤5-1：计算总直流电压参考值udΣ-ref与实际中间直流电压和Σudi的电压差值；
步骤5-2：将所述电压差值进行PI调节，输出参考电流幅值增量ΔIref；
步骤5-3：根据输入的交流侧电压us和参考功率值Pref，，通过计算2Pref/us，计算基本参考电流幅值Iref0；
步骤5-4：将所述参考电流幅值增量ΔIref和基本参考电流幅值Iref0相加，得到参考电流幅值Iref；交流侧电压us经过锁相环得到电网电压相位sinωt，参考电流幅值Iref与电网电压相位sinωt相乘，输出并网电流参考值iref；
步骤5-5：将所述并网电流参考值iref与所述交流侧电流is进行比较，得到电流差值；
步骤5-6：将所述电流差值进行PR调节输出电感电压参考值；
步骤5-7：将所述交流侧电压us减去所述电感电压参考值，输出基波电压指令uac；
步骤5-8：在所述基波电压指令uac控制下，使用基于电压排序的HPWM调制方法确定所述各单相H桥模块HB1-HBn的开关模式。
所述步骤7包括以下步骤：
步骤7-1：由输出直流电压uo与各基本功率单元的输出直流电流io1-ion计算输出各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的功率值；
步骤7-2：将所述各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的功率值与各基本功率单元功率参考值Pi-ref进行比较，计算功率残值；
步骤7-3：将所述功率残值进行PI调节，输出各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的移相比。
步骤5-8包括以下步骤：
步骤5-8-1：计算出各单相H桥模块HB1-HBn的当前电压工作区域k值：
k＝floor(|uac(t)|/ud)+1 (2)
式中，uac(t)为基波电压指令，ud为各单相H桥模块HB1-HBn的中间直流电压参考值；floor(x)用于获取小于x的最大整数；
步骤5-8-2：对各单相H桥模块HB1-HBn的中间直流电压实际值udi进行从小到大的排序；
步骤5-8-3：根据基波电压指令uac、交流侧电流is的正负和各单相H桥模块HB1-HBn的中间直流电压实际值udi的排序结果，设定各单相H桥模块HB1-HBn的开关模式：
当所述基波电压指令uac为正、交流侧电流is为正时，设置排序后中间直流电压实际值的前k-1个对应的单相H桥模块的开关模式为“+1”，第k个排序后中间直流电压实际值对应的单相H桥模块的开关模式为PWM，余下HB的单相H桥模块的开关模式为“0”；
当所述基波电压指令uac为正、电流is为负时，设置排序后中间直流电压实际值的前n-k个对应的单相H桥模块的开关模式为“0”，第n-k+1排序后中间直流电压实际值对应的单相H桥模块的开关模式为PWM，余下HB的单相H桥模块的开关模式为“+1”；
当所述基波电压指令uac为负、电流is为正时，设置排序后中间直流电压实际值的前n-k个对应的单相H桥模块的开关模式为“0”，第n-k+1排序后中间直流电压实际值对应的单相H桥模块的开关模式为PWM，余下HB的单相H桥模块的开关模式为“-1”；
当所述基波电压指令uac为负、交流侧电流is为负时，设置排序后中间直流电压实际值的前k-1个对应的单相H桥模块的开关模式为“-1”，第k个排序后中间直流电压实际值对应的单相H桥模块的开关模式为PWM，余下HB的单相H桥模块的开关模式为“0”。
采用上述技术方案所产生的有益效果在于：
1、本发明采用优化算法根据基本功率单元的效率—功率曲线，实时计算各模块功率输出指令，并利用IBDC通过主动非功率均衡控制实现并联模块的功率不均衡调节，提高了非效率最高功率运行点的系统效率，优化了系统综合效率。
2、本发明利用HPWM自有特性实现在主动非功率均衡控制条件下保证交流侧逼近正弦的多电平电压和正弦电流，减小并网电压电流谐波。
3、本发明采用功率指令排序定时轮换策略，使各模块参与大功率运行的机会均等，避免系统个别模块加速老化，延长模块化电力电子变压器的设备使用寿命。
附图说明
图1是本发明中模块化电力电子变压器的电路原理图；
图2是本发明中模块化电力电子变压器的控制原理图；
图3是本发明的流程图；
图4是本发明中效率优化控制器算法实施流程；
图5是本发明中CHB控制器的控制原理图；
图6是本发明中IBDC控制器的控制原理图；
图7是本发明中为基于电压排序的HPWM算法流程图；
图8是本发明中工作于PWM模式的单相H桥模块的控制脉冲生成图；
图9是本发明中HPWM输出合成的多电平电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
如图1所示，所述电力电子变压器由n个串联的基本功率单元Cell1-Celln组成，所述基本功率单元Cell1-Celln结构相同，所述基本功率单元Cell1由依次级联的单相H桥模块HB1、中间直流电容和隔离双向DC/DC变换器IBDC1构成；所述单相H桥模块HB1由结构相同的第一桥臂和第二桥臂组成；所述第一桥臂由串联的电力电子开关S1-S2组成；所述的隔离双向DC/DC变换器IBDC1为电力电子开关S5-S12和中高频变压器组成的双主动H桥结构；所述各单相H桥模块HB1-HBn由CHB控制器控制；所述各隔离双向DC/DC变换器由IBDC控制器控制；所述IBDC控制器由效率优化控制器控制。
如图2和图3所示，一种模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法，包括以下步骤：
步骤1：确定控制模式：如果控制模式为电压控制模式时，转向步骤2；否则转向步骤3；
步骤2：电压控制模式控制：采集所述电力电子变压器的负荷侧输出直流电压uo，与参考输出电压值uo-ref进行比较，输出电压差值，所述电压差值经PI电压调节器调节后输出参考功率值Pref1作为参考功率值Pref；转向步骤4；
步骤3：功率控制模式控制：直接采集所述电力电子变压器的负荷侧的参考功率值Pref2作为参考功率值Pref；
步骤4：计算各基本功率单元的参考功率值：所述效率优化控制器由输入的参考功率值Pref计算各基本功率单元的参考功率值P1-ref-Pn-ref；
步骤5：设置HB的开关模式：CHB控制器根据参考功率值Pref、交流侧电压us、交流侧电流is、总直流电压参考值udΣ-ref和实际中间直流电压和Σudi，1≤i<n，推断各单相H桥模块HB1-HBn的开关模式；并向各单相H桥模块HB1-HBn发出相应的控制信号H1-Hn；
步骤6：所述单相H桥模块HB1-HBn分别根据控制信号H1-Hn设定开关模式，在相应开关模式下合成并输出多电平电压波形；
步骤7：设置各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的移相比：IBDC控制器根据输入的各基本功率单元功率参考值P1-ref-Pn-ref、输出直流电压uo和各基本功率单元的输出直流电流io1-ion，计算出各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的移相比；并向各隔离双向DC/DC变换器发出相应的控制信号D1-Dn。
如图4所示，所述步骤4包括以下步骤：
步骤4-1：绘制各基本功率单元的功率-效率测试曲线，并拟合各基本功率单元的效率函数η1(P1-ref)-ηn(Pn-ref)；
步骤4-2：根据参考功率值Pref和各基本功率单元运行功率允许范围，建立约束条件矩阵，以电力电子变压器损耗最小为目标建立目标函数f：
Pi＜Pi_max,1≤i≤n
其中，Pi为各基本功率单元的功率最佳参考值；
步骤4-3：采用遗传算法优化求解，得到各基本功率单元的功率最佳参考值Pi；
步骤4-4：将各基本功率单元的最佳功率参考值Pi排序，并设定功率轮换周期，循环设置各基本功率单元功率参考值P1-ref-Pn-ref，使其依次承担功率参考值中要求的最大功率输出、次最大功率输出直至最小功率输出，并输出相应的控制指令至各基本功率单元。
所述步骤4-3可以离线建立各基本功率单元功率参考值P1-ref-Pn-ref的优化功率分配表或在线实现。
如图5所示，所述步骤5中包括以下步骤：
步骤5-1：计算总直流电压参考值udΣ-ref与实际中间直流电压和Σudi的电压差值；
步骤5-2：将所述电压差值进行PI调节，输出参考电流幅值增量ΔIref；
步骤5-3：根据输入的交流侧电压us和参考功率值Pref，计算基本参考电流幅值Iref0；
步骤5-4：将所述参考电流幅值增量ΔIref和基本参考电流幅值Iref0相加，得到参考电流幅值Iref；交流侧电压us经过锁相环得到电网电压相位sinωt，参考电流幅值Iref与电网电压相位sinωt相乘，输出并网电流参考值iref；
步骤5-5：将所述并网电流参考值iref与所述交流侧电流is进行比较，得到电流差值；
步骤5-6：将所述电流差值进行PR调节输出电感电压参考值；
步骤5-7：将所述交流侧电压us减去所述电感电压参考值，输出基波电压指令uac；
步骤5-8：在所述基波电压指令uac控制下，使用基于电压排序的HPWM调制方法确定所述各单相H桥模块HB1-HBn的开关模式。
如图6所示，所述步骤7包括以下步骤：
步骤7-1：由输出直流电压uo与各基本功率单元的输出直流电流io1-ion计算输出各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的功率值；
步骤7-2：将所述各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的功率值与各基本功率单元功率参考值Pi-ref进行比较，计算功率差值；
步骤7-3：将所述功率差值进行PI调节，输出各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的移相比。
如图7所示，步骤5-8包括以下步骤：
步骤5-8-1：计算出各单相H桥模块HB1-HBn的当前电压工作区域k值：
k＝floor(|uac(t)|/ud)+1 (2)
式中，uac(t)为基波电压指令，ud为各单相H桥模块HB1-HBn的中间直流电压参考值；floor(x)用于获取小于x的最大整数；
步骤5-8-2：对各单相H桥模块HB1-HBn的中间直流电压实际值udi进行从小到大的排序；
步骤5-8-3：根据基波电压指令uac、交流侧电流is的正负和各单相H桥模块HB1-HBn的中间直流电压实际值udi的排序结果，设定各单相H桥模块HB1-HBn的开关模式：
当所述基波电压指令uac为正、交流侧电流is为正时，设置排序后中间直流电压实际值的前k-1个对应的单相H桥模块的开关模式为“+1”，第k个排序后中间直流电压实际值对应的单相H桥模块的开关模式为PWM，余下HB的单相H桥模块的开关模式为“0”；
当所述基波电压指令uac为正、电流is为负时，设置排序后中间直流电压实际值的前n-k个对应的单相H桥模块的开关模式为“0”，第n-k+1排序后中间直流电压实际值对应的单相H桥模块的开关模式为PWM，余下HB的单相H桥模块的开关模式为“+1”；
当所述基波电压指令uac为负、电流is为正时，设置排序后中间直流电压实际值的前n-k个对应的单相H桥模块的开关模式为“0”，第n-k+1排序后中间直流电压实际值对应的单相H桥模块的开关模式为PWM，余下HB的单相H桥模块的开关模式为“-1”；
当所述基波电压指令uac为负、交流侧电流is为负时，设置排序后中间直流电压实际值的前k-1个对应的单相H桥模块的开关模式为“-1”，第k个排序后中间直流电压实际值对应的单相H桥模块的开关模式为PWM，余下HB的单相H桥模块的开关模式为“0”。
开关模式与HB开关器件导通对应关系为：
HB为“+1”模式时，S1、S4导通，输出端压为+ud，输出+1电平；
HB为“-1”模式时，S2、S3导通，输出端压为-ud，输出-1电平；
HB为“0”模式时，S1、S3导通或S2、S4导通，输出端压为0，输出0电平；
如图8所示，HB为PWM模式，按照PWM调制进行工作，调制波按下式计算：
ut＝uac(t)/ud-(k-1)sign(uac(t))
如图9所示，为HB级联下的HPWM调制多电平波形。本实施例中，n为5，每个定义的控制周期内只令一个模块工作在PWM模式，其余4个模块工作在±1和0电平模式，5个模块输出电平进行叠加，合成正弦多电平电压波形uan，图中各量均为标幺值，基准值为直流电压ud。
Claims (6)
1.一种模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法，所述电力电子变压器由n个串联的基本功率单元Cell1-Celln组成，所述基本功率单元Cell1-Celln结构相同，所述基本功率单元Cell1由依次级联的单相H桥模块HB1、中间直流电容和隔离双向DC/DC变换器IBDC1构成；所述单相H桥模块HB1由结构相同的第一桥臂和第二桥臂组成；所述第一桥臂由串联的电力电子开关S1-S2组成；所述的隔离双向DC/DC变换器IBDC1为电力电子开关S5-S12和中高频变压器组成的双主动H桥结构；所述各单相H桥模块HB1-HBn由CHB控制器控制；所述各隔离双向DC/DC变换器由IBDC控制器控制；所述IBDC控制器由效率优化控制器控制；其特征在于：
包括以下步骤：
步骤1：确定控制模式：如果控制模式为电压控制模式时，转向步骤2；否则转向步骤3；
步骤2：电压控制模式控制：采集所述电力电子变压器的负荷侧输出直流电压uo，与参考输出电压值uo-ref进行比较，输出电压差值，所述电压差值经PI电压调节器调节后输出参考功率值Pref1作为参考功率值Pref；转向步骤4；
步骤3：功率控制模式控制：直接采集所述电力电子变压器的负荷侧的参考功率值Pref2作为参考功率值Pref；
步骤4：计算各基本功率单元的参考功率值：所述效率优化控制器由输入的参考功率值Pref计算各基本功率单元的参考功率值P1-ref-Pn-ref；
步骤5：设置HB的开关模式：CHB控制器根据参考功率值Pref、交流侧电压us、交流侧电流is、总直流电压参考值udΣ-ref和实际中间直流电压和Σudi，1≤i<n，推断各单相H桥模块HB1-HBn的开关模式；并向各单相H桥模块HB1-HBn发出相应的控制信号H1-Hn；
步骤6：输出多电平电压波形：所述单相H桥模块HB1-HBn分别根据控制信号H1-Hn设定开关模式，在相应开关模式下合成并输出多电平电压波形；
步骤7：设置各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的移相比：IBDC控制器根据输入的各基本功率单元功率参考值P1-ref-Pn-ref、输出直流电压uo和各基本功率单元的输出直流电流io1-ion，计算出各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的移相比；并向各隔离双向DC/DC变换器发出相应的控制信号D1-Dn。
2.根据权利要求1所述的模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法，其特征在于：所述步骤4包括以下步骤：
步骤4-1：绘制各基本功率单元的功率-效率测试曲线，并拟合各基本功率单元的效率函数η1(P1-ref)-ηn(Pn-ref)；
步骤4-2：根据参考功率值Pref和各基本功率单元运行功率允许范围，建立约束条件矩阵，以电力电子变压器损耗最小为目标建立目标函数f：
其中，Pi为各基本功率单元的功率最佳参考值；
步骤4-3：采用遗传算法优化求解，得到各基本功率单元的功率最佳参考值Pi；
步骤4-4：将各基本功率单元的最佳功率参考值Pi排序，并设定功率轮换周期，循环设置各基本功率单元功率参考值P1-ref-Pn-ref，使其依次承担功率参考值中要求的最大功率输出、次最大功率输出直至最小功率输出，并输出相应的控制指令至各基本功率单元。
3.根据权利要求2所述的模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法，其特征在于：所述步骤4-3可以离线建立各基本功率单元功率参考值P1-ref-Pn-ref的优化功率分配表或在线实现。
4.根据权利要求1所述的模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法，其特征在于：所述步骤5中包括以下步骤：
步骤5-1：计算总直流电压参考值udΣ-ref与实际中间直流电压和Σudi的电压差值；
步骤5-2：将所述电压差值进行PI调节，输出参考电流幅值增量ΔIref；
步骤5-3：根据输入的交流侧电压us和参考功率值Pref，通过计算2Pref/us，计算基本参考电流幅值Iref0；
步骤5-4：将所述参考电流幅值增量ΔIref和基本参考电流幅值Iref0相加，得到参考电流幅值Iref；交流侧电压us经过锁相环得到电网电压相位sinωt，参考电流幅值Iref与电网电压相位sinωt相乘，输出并网电流参考值iref；
步骤5-5：将所述并网电流参考值iref与所述交流侧电流is进行比较，得到电流差值；
步骤5-6：将所述电流差值进行PR调节输出电感电压参考值；
步骤5-7：将所述交流侧电压us减去所述电感电压参考值，输出基波电压指令uac；
步骤5-8：在所述基波电压指令uac控制下，使用基于电压排序的HPWM调制方法确定所述各单相H桥模块HB1-HBn的开关模式。
5.根据权利要求1所述的模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法，其特征在于：所述步骤7包括以下步骤：
步骤7-1：由输出直流电压uo与各基本功率单元的输出直流电流io1-ion计算输出各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的功率值；
步骤7-2：将所述各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的功率值与各基本功率单元功率参考值Pi-ref进行比较，计算功率差值；
步骤7-3：将所述功率差值进行PI调节，输出各隔离双向DC/DC变换器IBDC1-IBDCn的移相比。
6.根据权利要求1所述的模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法，其特征在于：步骤5-8包括以下步骤：
步骤5-8-1：计算出各单相H桥模块HB1-HBn的当前电压工作区域k值：
k＝floor(|uac(t)|/ud)+1 (2)
式中，uac(t)为基波电压指令，ud为各单相H桥模块HB1-HBn的中间直流电压参考值；floor(x)用于获取小于x的最大整数；
步骤5-8-2：对各单相H桥模块HB1-HBn的中间直流电压实际值udi进行从小到大的排序；
步骤5-8-3：根据基波电压指令uac、交流侧电流is的正负和各单相H桥模块HB1-HBn的中间直流电压实际值udi的排序结果，设定各单相H桥模块HB1-HBn的开关模式：
当所述基波电压指令uac为正、交流侧电流is为正时，设置排序后中间直流电压实际值的前k-1个对应的单相H桥模块的开关模式为“+1”，第k个排序后中间直流电压实际值对应的单相H桥模块的开关模式为PWM，余下HB的单相H桥模块的开关模式为“0”；
当所述基波电压指令uac为正、电流is为负时，设置排序后中间直流电压实际值的前n-k个对应的单相H桥模块的开关模式为“0”，第n-k+1排序后中间直流电压实际值对应的单相H桥模块的开关模式为PWM，余下HB的单相H桥模块的开关模式为“+1”；
当所述基波电压指令uac为负、电流is为正时，设置排序后中间直流电压实际值的前n-k个对应的单相H桥模块的开关模式为“0”，第n-k+1排序后中间直流电压实际值对应的单相H桥模块的开关模式为PWM，余下HB的单相H桥模块的开关模式为“-1”；
当所述基波电压指令uac为负、交流侧电流is为负时，设置排序后中间直流电压实际值的前k-1个对应的单相H桥模块的开关模式为“-1”，第k个排序后中间直流电压实际值对应的单相H桥模块的开关模式为PWM，余下HB的单相H桥模块的开关模式为“0”。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201610907080.8A CN106341044B (zh) | 2016-10-19 | 2016-10-19 | 一种模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201610907080.8A CN106341044B (zh) | 2016-10-19 | 2016-10-19 | 一种模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN106341044A CN106341044A (zh) | 2017-01-18 |
| CN106341044B true CN106341044B (zh) | 2019-03-05 |
Family
ID=57839959
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201610907080.8A Active CN106341044B (zh) | 2016-10-19 | 2016-10-19 | 一种模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN106341044B (zh) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN107134928A (zh) * | 2017-06-01 | 2017-09-05 | 西南交通大学 | 多模块全桥隔离dc‑dc变换器功率平衡控制方法及装置 |
| CN107317477B (zh) * | 2017-08-21 | 2023-05-23 | 广西大学 | 一种dc/dc变换器的控制方法、控制系统及控制装置 |
| CN108695868B (zh) * | 2018-06-26 | 2021-10-01 | 上海交通大学 | 基于电力电子变压器的配电网储能选址定容方法 |
| CN108988400B (zh) * | 2018-07-03 | 2021-04-27 | 中国科学院广州能源研究所 | 用于多机并联电力电子变压器的功率分配方法及电子设备 |
| CN109950907B (zh) * | 2019-02-22 | 2022-07-22 | 中国电力科学研究院有限公司 | 含电力电子变压器的交直流混合配电网的调度方法及系统 |
| CN111952993B (zh) * | 2020-07-30 | 2022-06-14 | 山东鲁软数字科技有限公司智慧能源分公司 | 一种模块化级联式电力电子变压器均衡控制系统及方法 |
| CN112803776B (zh) * | 2021-01-11 | 2022-06-03 | 北京四方继保自动化股份有限公司 | 一种适用于直流变压器的逆死区直接功率控制系统和方法 |
| CN114552656B (zh) * | 2022-03-28 | 2022-11-15 | 西南交通大学 | 一种柔性牵引供电系统的并网控制方法 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103078532A (zh) * | 2013-01-18 | 2013-05-01 | 深圳航天科技创新研究院 | 基于三相多分裂变压器的chb级联型光伏逆变电路 |
| CN204707045U (zh) * | 2015-04-27 | 2015-10-14 | 湖南大学 | 一种配电网电力电子变压器 |
| CN204835971U (zh) * | 2015-06-04 | 2015-12-02 | 广西电网有限责任公司电力科学研究院 | 一种多端口电力电子变压器 |
| CN105207503A (zh) * | 2015-11-03 | 2015-12-30 | 华北电力大学（保定） | 一种基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法 |
-
2016
- 2016-10-19 CN CN201610907080.8A patent/CN106341044B/zh active Active
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103078532A (zh) * | 2013-01-18 | 2013-05-01 | 深圳航天科技创新研究院 | 基于三相多分裂变压器的chb级联型光伏逆变电路 |
| CN204707045U (zh) * | 2015-04-27 | 2015-10-14 | 湖南大学 | 一种配电网电力电子变压器 |
| CN204835971U (zh) * | 2015-06-04 | 2015-12-02 | 广西电网有限责任公司电力科学研究院 | 一种多端口电力电子变压器 |
| CN105207503A (zh) * | 2015-11-03 | 2015-12-30 | 华北电力大学（保定） | 一种基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN106341044A (zh) | 2017-01-18 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN106341044B (zh) | 一种模块化电力电子变压器综合效率优化控制方法 | |
| US9142964B2 (en) | Electrical energy and distribution system | |
| Gholizad et al. | A novel state-of-charge balancing method using improved staircase modulation of multilevel inverters | |
| Krishnamoorthy et al. | A new multilevel converter for megawatt scale solar photovoltaic utility integration | |
| Vahedi et al. | Cascaded multilevel inverter with multicarrier PWM technique and voltage balancing feature | |
| CN104158211B (zh) | 基于模块化多电平变换器的多电源并网系统控制方法 | |
| Ajami et al. | A new topology of multilevel voltage source inverter to minimize the number of circuit devices and maximize the number of output voltage levels | |
| CN111917123B (zh) | 一种用于辅助调频的超级电容储能装置及控制方法 | |
| CN110247421B (zh) | 一种模块化双有源桥变流器系统及电气量均衡控制方法 | |
| CN103580048A (zh) | 一种集成有源电力滤波器的链式电池储能系统 | |
| CN108847773B (zh) | 输入串联输出并联全桥直直变换器多模块功率平衡方法 | |
| EP2368316B1 (en) | Current source element | |
| Zhang et al. | High voltage gain dual active bridge converter with an extended operation range for renewable energy systems | |
| CN105207503A (zh) | 一种基于混合脉宽调制的电力电子变压器控制方法 | |
| CN102082523B (zh) | 混合控制级联多电平逆变器的控制方法和多电平逆变器 | |
| Amankwah et al. | Cell capacitor voltage control in a parallel hybrid modular multilevel voltage source converter for HVDC applications | |
| CN105429177A (zh) | 一种模块化光伏储能系统 | |
| TWM331246U (en) | Equalization charging circuit | |
| She et al. | A cost effective power sharing strategy for a cascaded multilevel converter based solid state transformer | |
| CN107994596A (zh) | 一种适用于组合级联式电池储能变换器的相内功率分配控制方法 | |
| CN105870944B (zh) | 一种电力电子变压器相间功率均衡控制方法 | |
| CN110518793B (zh) | 一种基于Boost原理的非隔离型桥臂交替式直流变压器 | |
| Keshavarzian et al. | A new strategy for control of cascaded H-bridge rectifiers with uneqaul loads | |
| CN113839564A (zh) | 一种适用于iios型光伏直流升压汇集系统的电压均衡电路 | |
| Raheem Kareem et al. | PEM Fuel Cell Powered Multilevel Converter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |