CN112787515A - 一种双有源全桥dc-dc变流器的效率优化设计方法 - Google Patents

一种双有源全桥dc-dc变流器的效率优化设计方法 Download PDF

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CN112787515A CN202011636823.5A CN202011636823A CN112787515A CN 112787515 A CN112787515 A CN 112787515A CN 202011636823 A CN202011636823 A CN 202011636823A CN 112787515 A CN112787515 A CN 112787515A
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Abstract

本发明公开了一种双有源全桥DC‑DC变流器的效率优化设计方法，具体按照如下步骤实施：步骤1，计算双有源全桥DC‑DC变流器半个周期内各时刻的电感电流；步骤2，计算初始工况下工作周期平均传输功率P与回流功率Ph；步骤3，建立双有源全桥变换器的损耗模型，计算开关器件的通态损耗和开关损耗；步骤4，构建双有源全桥变换器的效率函数，优化移相比和变压器变比得到最优效率，然后计算效率与移相比d的关系从而求出最优效率值。本发明解决了现有技术中存在的双有源全桥DC‑DC变流器因功率回流和器件损耗等因素而造成系统运行效率低的问题。

Description

一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化设计方法
技术领域
本发明属于变流器效率优化设计方法技术领域，涉及一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化设计方法。
背景技术
双有源全桥DC-DC变流器，其电路如图1所示，工作波形图如图2所示，/具有能量可双向流动、易实现软开关、运行安全稳定等优点，因此常常广泛应用于电动汽车、新能源中的储能系统等场合。
近年来，许多学者对双向有源全桥DC-DC变流器的效率提升方法进行了研究，取得了一些研究成果。其中，有学者提出在一侧单元桥调制桥臂中点电压，通过减少回流电流来提高效率，但此种方法输入输出电压之比较大或较小时，变换器传输效率仍不尽人意；还有学者提出串联谐振式ZVS双向电压型变换器以此来解决传统电压型变换器固有的电压过冲问题；基于反激变换电流型变换器在解决传统电压型电压过冲问题的同时不可避免的产生了较大的开关电流应力，对开关管的要求较高，传输能量的有效时间缩短；但以上方法均无法实现有效地提高系统整体效率。
发明内容
本发明的目的是提供一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化设计方法，解决了现有技术中存在的双有源全桥DC-DC变流器因功率回流和器件损耗等因素而造成系统运行效率低的问题。
本发明所采用的技术方案是，一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化设计方法，具体按照如下步骤实施：
步骤1，计算双有源全桥DC-DC变流器半个周期内各时刻的电感电流；
步骤2，计算初始工况下工作周期平均传输功率P与回流功率Ph；
步骤3，建立双有源全桥变换器的损耗模型，计算开关器件的通态损耗和开关损耗；
步骤4，构建双有源全桥变换器的效率函数，优化移相比和变压器变比得到最优效率，然后计算效率与移相比d的关系从而求出最优效率值。
本发明的特征还在于，
根据开关管开关时序图，所述步骤1具体为：
步骤1.1，[t0-t1]：从t0时刻起，一次侧开关器件S1、S4处于导通状态，二次侧开关S6、S7导通，换流器处于通过二极管D1、D4、D6、D7进行续流状态，电感两端电压UL为UL＝U1+nU2，电感电流i(t1)由变压器流向电源侧，其表达式为：
Figure BDA0002876639890000021
其中，i(t0)是t0时刻流过电感的电流值，U1、U2为双有源全桥DC-DC变流器两端的电压，L为电感Lr的电感值，n是连接第一个H全桥和第二个H全桥高频变压器的匝数比，L为电感Lr的电感值，d为两个H桥对应开关管的移相比，T为开关管的开关周期；
步骤1.2，[t1-t2]：在此工作阶段中，电感电流继续逐渐减小并在t1时刻过零变为正值，此时一次侧开关S1、S4导通、二次侧开关S6、S7导通，电感两端电压为UL＝U1+nU2，此时电感电流i(t2)的流向由电源侧流向变压器，电感电流i(t2)的大小由下式表达：
Figure BDA0002876639890000031
步骤1.3，[t2-t3]：从t2时刻起二次侧开关管S5、S8控制信号变为正，S5、S8导通，由于电流方向为正，二次侧电流从D5、D8续流，此时电感两端电压值为UL＝U1-nU2，电感电流i(t3)方向由电源侧流向变压器，电感电流i(t3)的大小表达式为：
Figure BDA0002876639890000032
步骤1.4，[t3-t4]：在t3时刻开始，一次侧开关S1、S4关断，由于电感电流不能突变，只能从反并联二极管D2、D3续流，此时二次侧的开关状态不变，仍通过D5、D8续流，而电感电压UL值变为UL＝-U1-nU2，电感电流i(t4)方向仍保持不变，电感电流i(t4)的大小开始逐渐下降，其表达式为：
Figure BDA0002876639890000033
步骤1.5，[t4-t5]：电感电流在t4时刻变为零，之后变为负值继续减小，一次侧开关管S2、S3及二次侧开关S5、S8处于导通状态，电感电压为UL＝-U1+nU2，而电感电流i(t5)方向则变为从变压器侧流向电源侧，电感电流i(t5)的电流大小变为：
Figure BDA0002876639890000034
步骤1.6，[t5-t6]：在此工作过程中一次侧开关管S2、S3仍处于导通状态，二次侧开关管S6、S7在t5时刻导通，由于电感电流仍为负，电流通过反并联二极管D6、D7续流，此时电感电压UL变为UL＝-U1+nU2，对应的电感电流i(t6)为：
Figure BDA0002876639890000035
步骤2具体为：
步骤2.1计算初始工况下工作周期平均传输功率P：
Figure BDA0002876639890000041
其中，fs是开关管的开关频率，k为电压变比系数；步骤2.2：计算双有源全桥变换器工作周期的回流功率Ph：
Figure BDA0002876639890000042
其中，Uab是变压器一次侧电压。
步骤3具体为：
步骤3.1，求变换器的暂态损耗
IGBT单次开通损耗为：
Eon＝ConVCEic (10)
IGBT单次关断损耗为：
Eoff＝CoffVCEic (11)
其中，Eon为IGBT开通损耗，Eoff为IGBT关断损耗，VCE为集电极-发射极电压，ic为集电极电流，Con为IGBT开通损耗参数和Coff为IGBT关断损耗参数；
即得出暂态损耗PSW为：
Figure BDA0002876639890000043
其中，Non、Noff分别为在计算周期T内IGBT的有效开断次数，i代表开关管的个数；
步骤3.2，求变换器的导通损耗
出开关器件的导通损耗功率Pcon为：
Figure BDA0002876639890000044
化简得：
Figure BDA0002876639890000051
其中，fs是开关管的开关频率，VF为开关管导通压降；
步骤3.3，双有源全桥变换器的总损耗为：
Ploss＝Pcon+Psw (16)
其中，Ploss为系统总损耗，Pcon为系统的导通损耗，Psw为系统的暂态损耗。
暂态损耗PSW进一步表示为：
Figure BDA0002876639890000052
其中，U1、U2为双有源全桥DC-DC变流器两端的电压，n是连接第一个H全桥和第二个H全桥高频变压器的匝数比，L为电感Lr的电感值。
步骤4中双有源全桥变换器的效率函数为：
Figure BDA0002876639890000053
化简得：
Figure BDA0002876639890000054
然后将电压变比系数
Figure BDA0002876639890000055
的表达式代入式(19)，得到总体效率系统的开关频率fs、一次桥和二次桥之间的移相比d、变压器匝数比n和变换器输入电压U1和输出电压U2有关，随着输出电压U1越大，开关频率fs越小，双有源全桥变换器的效率越高，然后选择一种特定的工况，即就是特定的一系列参数，然后通过式(19)求出一个移相比d的值使得效率达到最优。
本发明的有益效果是：
本发明相比其他效率优化控制，本发明考虑回流功率，器件损耗等影响双有源全桥DC-DC变流器工作效率的因素，提出了一种根据双有源全桥DC-DC变流器工作时的移相比d来寻求变换器工作时的效率最大点的方法。根据步骤1计算出电感电流的变化，根据步骤2计算出变换器的回流功率和传输功率，根据步骤3计算出功率损耗，最后在步骤4提出变换器效率函数，并可根据效率函数计算出变换器运行的最优效率。
附图说明
图1是本发明一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化控制方法中双有源全桥DC-DC变流器的电路图；
图2是本发明一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化控制方法中双有源全桥DC-DC变流器的工作波形图；
图3是本发明一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化控制方法中移相比d与电压转换系数k与效率n的关系图；
图4是本发明一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化控制方法中实施例中特定工况下移相比d与效率值n的关系图；
图5是本发明一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化控制方法中实施例中特定工况下变压器漏感电流波形图；
图6是本发明一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化控制方法中实施例中特定工况下变压器一次侧与二次侧电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明提出一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化控制方法。如图1所示，两个H全桥共包括8个反并联二极管和8个IGBT，Cf1和Cf2为双有源全桥DC-DC变流器直流测支撑电容，两H全桥通过高频变压器相连，第一个H全桥包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4。第一开关管S1与第二开关管S2形成第一个H全桥的第一桥臂，第三开关管S3和第四开关管S4形成第一个H全桥的第二桥臂。第二个H全桥包括第五开关管S5、第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8。第五开关管S5和第六开关管S6形成第二个H全桥的第一桥臂，第七开关管S7和第八开关管S8形成第二个H全桥的第二桥臂，每个开关管驱动信号为占空比0.5的方波，同一桥臂上下两开关管开关信号互补。通过脉冲宽度调制(PWM)控制双有源全桥DC-DC变流器两个H全桥各开关管来在双有源全桥DC-DC变流器的两个H全桥中进行移相，其工作波形图如图2所示。通过建立双有源全桥DC-DC变流器的开关损耗、导通损耗、功率传输、功率回流数学模型，找出合适的移相占空比和电压变比系数，从而使系统整体运行效率最优。
为了方便分析DAB中高频变压器的实际电压比对电流波形的影响，定义一个电压变比系数k，k＞0，具体表达式如下：
Figure BDA0002876639890000071
一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化设计方法，具体按照如下步骤实施：
步骤1，计算双有源全桥DC-DC变流器半个周期内各时刻的电感电流；根据开关管开关时序图，如图2所示，具体为：
步骤1.1，[t0-t1]：从t0时刻起，一次侧开关器件S1、S4处于导通状态，二次侧开关S6、S7导通，但电感电流iL为负并逐渐减小，换流器处于通过二极管D1、D4、D6、D7进行续流状态，电感两端电压UL为UL＝U1+nU2，电感电流i(t1)由变压器流向电源侧，其表达式为：
Figure BDA0002876639890000081
其中，i(t0)是t0时刻流过电感的电流值，U1、U2为双有源全桥DC-DC变流器两端的电压，L为电感Lr的电感值，n是连接第一个H全桥和第二个H全桥高频变压器的匝数比，L为电感Lr的电感值，d为两个H桥对应开关管的移相比，T为开关管的开关周期；
步骤1.2，[t1-t2]：在此工作阶段中，电感电流继续逐渐减小并在t1时刻过零变为正值，此时一次侧开关S1、S4导通、二次侧开关S6、S7导通，电感两端电压为UL＝U1+nU2，与前一阶段电压相同，此时电感电流i(t2)的流向由电源侧流向变压器，电感电流i(t2)的大小由下式表达：
Figure BDA0002876639890000082
步骤1.3，[t2-t3]：从t2时刻起二次侧开关管S5、S8控制信号变为正，S5、S8导通，由于电流方向为正，二次侧电流从D5、D8续流，此时电感两端电压值为UL＝U1-nU2，电感电流i(t3)方向由电源侧流向变压器，电感电流i(t3)的大小表达式为：
Figure BDA0002876639890000083
步骤1.4，[t3-t4]：在t3时刻开始，一次侧开关S1、S4关断，由于电感电流不能突变，只能从反并联二极管D2、D3续流，此时二次侧的开关状态不变，仍通过D5、D8续流，而电感电压UL值变为UL＝-U1-nU2，电感电流i(t4)方向仍保持不变，电感电流i(t4)的大小开始逐渐下降，其表达式为：
Figure BDA0002876639890000084
步骤1.5，[t4-t5]：电感电流在t4时刻变为零，之后变为负值继续减小，一次侧开关管S2、S3及二次侧开关S5、S8处于导通状态，电感电压为UL＝-U1+nU2，而电感电流i(t5)方向则变为从变压器侧流向电源侧，电感电流i(t5)的电流大小变为：
Figure BDA0002876639890000091
步骤1.6，[t5-t6]：在此工作过程中一次侧开关管S2、S3仍处于导通状态，二次侧开关管S6、S7在t5时刻导通，由于电感电流仍为负，电流通过反并联二极管D6、D7续流，此时电感电压UL变为UL＝-U1+nU2，对应的电感电流i(t6)为：
Figure BDA0002876639890000092
步骤2，计算初始工况下工作周期平均传输功率P与回流功率Ph；具体为：
步骤2.1计算初始工况下工作周期平均传输功率P：
Figure BDA0002876639890000093
其中，fs是开关管的开关频率，k为电压变比系数；步骤2.2：计算双有源全桥变换器工作周期的回流功率Ph：
Figure BDA0002876639890000094
其中，Uab是变压器一次侧电压；
步骤3，建立双有源全桥变换器的损耗模型，计算开关器件的通态损耗和开关损耗；半导体器件的主要损耗分为暂态损耗和通态损耗，具体为：
步骤3.1，求变换器的暂态损耗
暂态损耗取决与频率和单次开关动作的损耗。而单次开关动作的损耗与开关管自身的属性和暂态动作时的电压与电流数值有关；
IGBT单次开通损耗为：
Eon＝ConVCEic (10)
IGBT单次关断损耗为：
Eoff＝CoffVCEic (11)
其中，Eon为IGBT开通损耗，Eoff为IGBT关断损耗，VCE为集电极-发射极电压，ic为集电极电流，Con为IGBT开通损耗参数和Coff为IGBT关断损耗参数；
即得出暂态损耗PSW为：
Figure BDA0002876639890000101
其中，Non、Noff分别为在计算周期T内IGBT的有效开断次数；i代表开关管的个数；由于IGBT实际运行时可实现零电流开通，此时的器件开通损耗可忽略不计；对于流二极管，每次关断动作都是通过自然换流完成的，故二极管的关断损耗也可忽略不计。因此在一个工作周期内有效的暂态损耗即为每个开关管的关断损耗。由DAB每个工作状态可知，前后两个H桥中IGBT的关断动作发生在t1和t2时刻，此时对应的工作电压、电流分别为it1、nU2和it2、U1。则IGBT开关管的暂态损耗可表示为：
Figure BDA0002876639890000102
其中，U1、U2为双有源全桥DC-DC变流器两端的电压，n是连接第一个H全桥和第二个H全桥高频变压器的匝数比，L为电感Lr的电感值；
步骤3.2，求变换器的导通损耗
DAB稳定运行时，在开关器件或并联二极管导通状态下，这些器件都会呈现出一个微小的电阻特性，伴随流过的通态电流，都会存在一定的导通压降VF，就会造成一定的导通损耗。通过IGBT数据手册即可查找到对应的正向导通压降这一数值。此外，导通损耗还会受到电流波形影响，通过对导通压降VF与电流的乘积进行积分，则算出开关器件的导通损耗功率Pcon为：
Figure BDA0002876639890000111
化简得：
Figure BDA0002876639890000112
其中，fs是开关管的开关频率，VF为开关管导通压降；
步骤3.3，双有源全桥变换器的总损耗为：
Ploss＝Pcon+Psw (16)
其中，Ploss为系统总损耗，Pcon为系统的导通损耗，Psw为系统的暂态损耗。
步骤4，构建双有源全桥变换器的效率函数，优化移相比和变压器变比得到最优效率，然后计算效率与移相比d的关系从而求出最优效率值：
双有源全桥变换器的输入功率可表示为传输功率、回流功率、总损耗功率之和，因此，系统的输入功率为：
Pin＝P+Ph+Ploss (17)
系统的输出功率就是由一次侧传向二次侧的传输功率，所以双有源全桥变换器的效率函数为：
Figure BDA0002876639890000113
化简得：
Figure BDA0002876639890000114
Figure BDA0002876639890000121
然后将电压变比系数
Figure BDA0002876639890000122
的表达式代入式(19)，得到总体效率系统的开关频率fs、一次桥和二次桥之间的移相比d、变压器匝数比n和变换器输入电压U1和输出电压U2有关，随着输出电压U1越大，开关频率fs越小，双有源全桥变换器的效率越高，然后选择一种特定的工况，即就是特定的一系列参数，然后通过式(19)求出一个移相比d的值使得效率达到最优。
如图3所示为移相比d与电压转换系数k与效率n的关系图，将式(1)代入式(19)可将效率公式化为只与移相比d有关的函数，由双有源全桥变换器的效率函数可以看出，系统总体效率电感值L无关，与系统的开关频率fs、一次桥和二次桥之间的移相比d、变压器匝数比n和变换器输入电压U1和输出电压U2有关。随着输出电压U1越大，开关频率fs越小，双有源全桥变换器的效率越高。
图4所示为电压转换系数k为1.2，电感为5mH，开关频率为20kHz，电压U1为200V的工况下基于Infineon公司生产的1.2k V型号为FF300R12KS4的IGBT为例进行分析移相比d与效率n的关系图，当移相比为0.5时，系统可运行在最优效率下，图5为移相比d为0.5时流过的电感电流，图6为此时变压器一次侧与二次侧电压波形图。

Claims (6)

1.一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化设计方法，其特征在于，具体按照如下步骤实施：
步骤1，计算双有源全桥DC-DC变流器半个周期内各时刻的电感电流；
步骤2，计算初始工况下工作周期平均传输功率P与回流功率Ph；
步骤3，建立双有源全桥变换器的损耗模型，计算开关器件的通态损耗和开关损耗；
步骤4，构建双有源全桥变换器的效率函数，优化移相比和变压器变比得到最优效率，然后计算效率与移相比d的关系从而求出最优效率值。
2.根据权利要求1所述的一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化设计方法，根据开关管开关时序图，所述步骤1具体为：
步骤1.1，[t0-t1]：从t0时刻起，一次侧开关器件S1、S4处于导通状态，二次侧开关S6、S7导通，换流器处于通过二极管D1、D4、D6、D7进行续流状态，电感两端电压UL为UL＝U1+nU2，电感电流i(t1)由变压器流向电源侧，其表达式为：
Figure FDA0002876639880000011
其中，i(t0)是t0时刻流过电感的电流值，U1、U2为双有源全桥DC-DC变流器两端的电压，L为电感Lr的电感值，n是连接第一个H全桥和第二个H全桥高频变压器的匝数比，L为电感Lr的电感值，d为两个H桥对应开关管的移相比，T为开关管的开关周期；
步骤1.2，[t1-t2]：在此工作阶段中，电感电流继续逐渐减小并在t1时刻过零变为正值，此时一次侧开关S1、S4导通、二次侧开关S6、S7导通，电感两端电压为UL＝U1+nU2，此时电感电流i(t2)的流向由电源侧流向变压器，电感电流i(t2)的大小由下式表达：
Figure FDA0002876639880000021
步骤1.3，[t2-t3]：从t2时刻起二次侧开关管S5、S8控制信号变为正，S5、S8导通，由于电流方向为正，二次侧电流从D5、D8续流，此时电感两端电压值为UL＝U1-nU2，电感电流i(t3)方向由电源侧流向变压器，电感电流i(t3)的大小表达式为：
Figure FDA0002876639880000022
步骤1.4，[t3-t4]：在t3时刻开始，一次侧开关S1、S4关断，由于电感电流不能突变，只能从反并联二极管D2、D3续流，此时二次侧的开关状态不变，仍通过D5、D8续流，而电感电压UL值变为UL＝-U1-nU2，电感电流i(t4)方向仍保持不变，电感电流i(t4)的大小开始逐渐下降，其表达式为：
Figure FDA0002876639880000023
步骤1.5，[t4-t5]：电感电流在t4时刻变为零，之后变为负值继续减小，一次侧开关管S2、S3及二次侧开关S5、S8处于导通状态，电感电压为UL＝-U1+nU2，而电感电流i(t5)方向则变为从变压器侧流向电源侧，电感电流i(t5)的电流大小变为：
Figure FDA0002876639880000024
步骤1.6，[t5-t6]：在此工作过程中一次侧开关管S2、S3仍处于导通状态，二次侧开关管S6、S7在t5时刻导通，由于电感电流仍为负，电流通过反并联二极管D6、D7续流，此时电感电压UL变为UL＝-U1+nU2，对应的电感电流i(t6)为：
Figure FDA0002876639880000025
3.根据权利要求2所述的一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化设计方法，所述步骤2具体为：
步骤2.1计算初始工况下工作周期平均传输功率P：
Figure FDA0002876639880000031
其中，fs是开关管的开关频率，k为电压变比系数；
步骤2.2：计算双有源全桥变换器工作周期的回流功率Ph：
Figure FDA0002876639880000032
其中，Uab是变压器一次侧电压。
4.根据权利要求2所述的一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化设计方法，所述步骤3具体为：
步骤3.1，求变换器的暂态损耗
IGBT单次开通损耗为：
Eon＝ConVCEic (10)
IGBT单次关断损耗为：
Eoff＝CoffVCEic (11)
其中，Eon为IGBT开通损耗，Eoff为IGBT关断损耗，VCE为集电极-发射极电压，ic为集电极电流，Con为IGBT开通损耗参数和Coff为IGBT关断损耗参数；
即得出暂态损耗PSW为：
Figure FDA0002876639880000033
其中，Non、Noff分别为在计算周期T内IGBT的有效开断次数；i代表开关管的个数；
步骤3.2，求变换器的导通损耗
出开关器件的导通损耗功率Pcon为：
Figure FDA0002876639880000041
化简得：
Figure FDA0002876639880000042
其中，fs是开关管的开关频率，VF为开关管导通压降；
步骤3.3，双有源全桥变换器的总损耗为：
Ploss＝Pcon+Psw (16)
其中，Ploss为系统总损耗，Pcon为系统的导通损耗，Psw为系统的暂态损耗。
5.根据权利要求4所述的一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化设计方法，其特征在于，所述暂态损耗PSW进一步表示为：
Figure FDA0002876639880000043
其中，U1、U2为双有源全桥DC-DC变流器两端的电压，n是连接第一个H全桥和第二个H全桥高频变压器的匝数比，L为电感Lr的电感值。
6.根据权利要求5所述的一种双有源全桥DC-DC变流器的效率优化设计方法，其特征在于，所述步骤4中双有源全桥变换器的效率函数为：
Figure FDA0002876639880000044
化简得：
Figure FDA0002876639880000045
然后将电压变比系数
Figure FDA0002876639880000046
的表达式代入式(19)，得到总体效率系统的开关频率fs、一次桥和二次桥之间的移相比d、变压器匝数比n和变换器输入电压U1和输出电压U2有关，随着输出电压U1越大，开关频率fs越小，双有源全桥变换器的效率越高，然后选择一种特定的工况，即就是特定的一系列参数，然后通过式(19)求出一个移相比d的值使得效率达到最优。
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