CN110034686A - 基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器 - Google Patents

基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器 Download PDF

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Abstract

一种基于SiC‑Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器，由两个基于SiC‑Si混合功率半导体器件开关的单相全桥H1和H2，以及一台高频变压器Thf构成。SiC‑Si混合功率半导体器件由同电压等级的一只小额定电流SiC‑MOSFET和一只大额定电流Si‑IGBT并联组成。本发明双有源桥变换器为移相控制。在SiC‑Si混合功率半导体器件开关中先导通SiC‑MOSFET,实现Si‑IGBT零电压开通，然后关断SiC‑MOSFET，使得Si‑IGBT零电压关断。配合双有源桥变换器的原有软开关范围，通过改变SiC‑Si混合功率半导体器件中SiC‑MOSFET和Si‑IGBT的开通关断时序，可以降低基于SiC‑Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器的器件开关损耗及通态损耗，提高变换器效率。

Description

基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器
技术领域
本发明涉及一种双有源桥变换器，特别涉及一种双有源桥变换器。
背景技术
具有隔离、能量双向流动的变换器具有广泛的应用需求，如微网、固态变压器、电动汽车充电桩等。无论是交流还是直流的双向变换器，其核心部分都是中高频隔离双向DC-DC变换器。在实际应用中，为减少能源损耗、成本和体积，效率和功率密度是评价隔离型双向DC-DC变换器的重要指标。
在众多隔离双向DC-DC变换器拓扑中，双有源桥因其结构对称、控制灵活、易实现零电压开通而得到广泛研究和应用。双有源桥拓扑为对称结构，变压器原边侧和副边侧均由开关管组成全桥电路，Vab和Vcd分别是原边侧和副边侧桥臂中点电压，iL是电感电流。两个全桥电路通过一个中高频变压器连接。
常用的单相双有源桥共有四个桥臂，各桥臂之间可产生相位差，因而有三个控制变量，包括原边侧桥臂中点电压Vab、副边侧桥臂中点电压Vcd的占空比D1和D2，以及原边侧桥臂中点电压Vab与副边侧桥臂中点电压Vcd之间的相位差φ。传统的移相调制法仅调节φ，保持D1和D2为50％，这种方法控制简单且开关管能自动实现零电压开通特性，但是零电压开通的范围有限，并且存在较大的电流应力，会增加导通损耗。各国学者对此进行了大量研究，研究重点是设法减小电流应力以及开关损耗。2013年在IEEE Transaction on IndustrialElectronics【电力电子期刊】上发表的“Current-stress-optimized switching strategyof isolated bidirectional DC–DC converter with dual-phase-shift control”一文，提出了同时调节D1、D2和φ来减小电流应力，但是由于D1和D2保持相等，因此该控制方法实质上只进行了两个维度的调节，求得的电流应力最小值仅仅是局部的最优；2012年在IEEETransaction on Power Electronics【电力电子期刊】发表的“Closed form solution for minimum cond uction loss modulation of DAB converters”一文，通过改变D1，D2和φ三个维度的解耦调节来减小导通损耗，但是该方法表达式复杂，且在中等功率等级下没有进行闭环设计，复杂的控制方法使其不适于工程实践。
中国专利201710657027.1是一种用于双有源桥变换器的闭环控制方法，通过调节双有源桥变换器的原边全桥内部移相比、副边全桥内部移相比、原副边之间移相比三个控制量，实现全局优化。该发明的控制量较多，增加了控制器的成本和控制难度。总结来说，现有的双有源桥控制方法无法兼顾效率最优和控制复杂度。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术的不足，提出一种基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器。本发明在该拓扑基础上通过对SiC-Si混合功率半导体器件开关驱动时序的控制，使双有源桥变换器开关损耗达到最小值，简化了控制方法，提高了效率，简单易行，适用于工程实践。
为解决技术问题，本发明的解决方案是：
本发明双有源桥变换器包括单相全桥H1、单相全桥H2和高频变压器Thf。所述单相全桥H1由桥臂1、桥臂2和滤波电容C1构成，单相全桥H2由桥臂3、桥臂4和滤波电容C2构成。所述高频变压器的原边与所述的桥臂1和桥臂2相连，高频变压器的副边与所述的桥臂3和桥臂4相连。所述的桥臂1由SiC-Si混合功率半导体器件S1和S2串联构成，所述的桥臂2由SiC-Si混合功率半导体器件S3和S4串联构成，所述的桥臂3由SiC-Si混合功率半导体器件S5和S6串联构成，所述的桥臂4由SiC-Si混合功率半导体器件S7和S8串联构成。
所述的SiC-Si混合功率半导体器件S1由一只SiC-MOSFET M1、一只Si-IGBT G1，以及各自的并联二极管并联组成。所述的SiC-Si混合功率半导体器件S2由一只SiC-MOSFETM2、一只Si-IGBT G2，以及各自的并联二极管并联组成。所述的SiC-Si混合功率半导体器件S3由一只SiC-MOSFET M3、一只Si-IGBT G3，以及各自的并联二极管并联组成。所述的SiC-Si混合功率半导体器件S4由一只SiC-MOSFET M4、一只Si-IGBT G4，以及各自的并联二极管并联组成。所述的SiC-Si混合功率半导体器件S5由一只SiC-MOSFET M5、一只Si-IGBT G5，以及各自的并联二极管并联组成。所述的SiC-Si混合功率半导体器件S6由一只SiC-MOSFET M6、一只Si-IGBT G6，以及各自的并联二极管并联组成。所述的SiC-Si混合功率半导体器件S7由一只SiC-MOSFET M7、一只Si-IGBT G7，以及各自的并联二极管并联组成。所述的SiC-Si混合功率半导体器件S8由一只SiC-MOSFET M8、一只Si-IGBT G8，以及各自的并联二极管并联组成。混合功率半导体器件中Si-IGBT G1-G8和SiC-MOSFET M1-M8的额定电压相同，Si-IGBTG1-G8和SiC-MOSFET M1-M8的额定电流之比大于或等于1。所述高频变压器用于所述单相全桥H1和单相全桥H2之间的电压等级变换和电气隔离。
对本发明双有源桥变换器的控制方法如下：
通过移相控制方式对所述单相全桥H1和所述单相全桥H2进行控制。移相控制使用依次串联连接的电压差值比较器、PI调节器、限幅器和驱动信号产生模块对双有源桥变换器进行控制。其中，电压差值比较器的输入信号是单相全桥H2输出电压的给定值V2ref与实际测量值V2mea的差值，该信号经过PI控制得到控制信号D。所述控制信号D用于调节单相全桥H1的桥臂1和桥臂2中点电压Vab，以及单相全桥H2的桥臂3和桥臂4中点电压Vab之间的相位差φ，从而实现对传输功率的调节。限幅器将PI调节器输出的控制信号D限制在0到1之间，易于实现后级控制，使输出功率与D呈单调递增关系，当单相全桥H2输出电压的实际测量值V2mea小于单相全桥H2出电压的给定值V2ref时，差值为正，控制信号D逐渐变大，增大输出功率，使单相全桥H2输出电压的实际测量值V2mea增大；当单相全桥H2输出电压的V2mea大于单相全桥H2出电压的给定值V2ref时，差值为负，控制信号D逐渐变小，减小输出功率，使实际测量值V2mea减小。驱动信号产生模块根据控制信号D的值，计算SiC-Si混合功率半导体开关器件门极驱动信号的相位差，并产生十六个驱动信号，分别控制SiC-Si混合功率半导体开关器件S1～S8的开关管M1-M8和G1-G8。
本发明所有SiC-MOSFET开关管的驱动信号都是50％占空比的方波信号；其中，SiC-MOSFET M1与SiC-MOSFET M2的信号互补、SiC-MOSFET M3与SiC-MOSFET M4的信号互补、SiC-MOSFET M5与SiC-MOSFET M6的信号互补、SiC-MOSFET M7与SiC-MOSFET M8的信号互补；驱动时序如下：SiC-MOSFET M1超前SiC-MOSFET M5的时间由用于调节输出电压的PI调节器输出的控制信号D控制；Si-IGBT G1比SiC-MOSFET M1延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G2比SiC-MOSFET M2延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G3比SiC-MOSFET M3延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G4比SiC-MOSFET M4延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G5比SiC-MOSFET M5延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G6比SiC-MOSFET M6延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G7比SiC-MOSFET M7延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G8比SiC-MOSFET M8延迟时间t1开通，提前时间t2关断，时间t1取值范围为0至半个开关周期，时间t2取值范围为0至半个开关周期。所述的SiC-Si混合功率半导体器件开关在上述控制方法下，可保证Si-IGBT开关管在任何工况下都可实现零电压开通关断。
本发明中，所述双有源桥变换器的单相全桥H1与单相全桥H2能够互换。基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器是下述的任意一种：基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的单相双有源桥变换器、基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的多相双有源桥变换器、基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的两电平双有源桥变换器、基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的多电平双有源桥变换器，或是基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥的模块化多电平电路。
与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果：
本发明的基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器中，SiC-Si混合功率半导体器件开关用一只低成本小电流SiC器件实现了大电流高成本SiC器件的使用效果，解决了现有条件下SiC器件价格昂贵，使用成本高的问题；控制方法简便易行，仅用一个PI调节器就能实现变换器中Si-IGBT所有工况下的零电压开通关断，开关损耗降到最低，解决了双有源桥开关损耗和控制复杂度协调的问题。
附图说明
图1为本发明基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器电路原理图；
图2为本发明的控制原理框图；
图3为SiC-Si混合功率半导体器件开关的驱动波形及电流示意图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。
图1为本发明基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器电路原理图。如图1所示，本发明基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器包括单相全桥H1、单相全桥H2和高频变压器Thf。单相全桥H1由桥臂1、桥臂2和滤波电容C1构成，单相全桥H2由桥臂3、桥臂4和滤波电容C2构成。所述高频变压器的原边与桥臂1和桥臂2相连，所述高频变压器的副边与桥臂3和桥臂4相连。桥臂1由SiC-Si混合功率半导体器件S1和S2串联构成，桥臂2由SiC-Si混合功率半导体器件S3和S4串联构成，桥臂3由SiC-Si混合功率半导体器件S5和S6串联构成，桥臂4由SiC-Si混合功率半导体器件S7和S8串联构成。
SiC-Si混合功率半导体器件S1由一只SiC-MOSFET M1、一只Si-IGBT G1，以及各自的并联二极管并联组成。SiC-Si混合功率半导体器件S2由一只SiC-MOSFET M2、一只Si-IGBTG2，以及各自的并联二极管并联组成。SiC-Si混合功率半导体器件S3由一只SiC-MOSFET M3、一只Si-IGBT G3，以及各自的并联二极管并联组成。SiC-Si混合功率半导体器件S4由一只SiC-MOSFET M4、一只Si-IGBT G4，以及各自的并联二极管并联组成。SiC-Si混合功率半导体器件S5由一只SiC-MOSFET M5、一只Si-IGBT G5，以及各自的并联二极管并联组成。SiC-Si混合功率半导体器件S6由一只SiC-MOSFET M6、一只Si-IGBT G6，以及各自的并联二极管并联组成,SiC-Si混合功率半导体器件S7由一只SiC-MOSFET M7、一只Si-IGBT G7，以及各自的并联二极管并联组成。SiC-Si混合功率半导体器件S8由一只SiC-MOSFET M8、一只Si-IGBT G8，以及各自的并联二极管并联组成。混合功率半导体器件中Si-IGBT G1-G8和SiC-MOSFET M1-M8的额定电压相同，Si-IGBT G1-G8和SiC-MOSFET M1-M8的额定电流之比大于或等于1。所述高频变压器用于将所述的单相全桥H1和单相全桥H2之间的电压等级变换和电气隔离。
图2为本发明控制原理框图。通过移相控制方式对所述单相全桥H1和所述单相全桥H2进行控制。如图2所示，移相控制使用依次串联连接的电压差值比较器、PI调节器、限幅器和驱动信号产生模块对双有桥变换器进行控制。其中，电压差值比较器的输入信号是单相全桥H2出电压的给定值V2ref与实际测量值V2mea的差值；该信号经过PI调节器得到控制信号D，该控制信号D用于调节单相全桥H1的桥臂1和桥臂2中点电压Vab，以及单相全桥H2的桥臂3和桥臂4中点电压Vab之间的相位差φ，从而实现对传输功率的调节。限幅器将该控制信号D限制在0到1之间，易于实现后级控制，使输出功率与控制信号D呈单调递增关系：当单相全桥H2输出电压的实际测量值V2mea小于单相全桥H2输出电压的给定值V2ref时，差值为正，控制信号D逐渐变大，增大输出功率，使实际测量值V2mea增大；当单相全桥H2输出电压的实际测量值V2mea大于相全桥H2输出电压的给定值V2ref时，差值为负，控制信号D逐渐变小，减小输出功率，使单相全桥H2输出电压的实际测量值V2mea减小；驱动信号产生模块根据控制信号D的值，计算SiC-Si混合功率半导体开关器件门极驱动信号的相位差，产生十六个驱动信号，分别控制SiC-Si混合功率半导体开关器件S1～S8的开关管M1-M8和G1-G8。
图3为SiC-Si混合功率半导体器件开关的驱动波形及电流示意图。如图3所示，所有SiC-MOSFET开关管的驱动信号都是50％占空比的方波信号；其中，SiC-MOSFET M1与M2的信号互补、SiC-MOSFET M3与M4的信号互补、SiC-MOSFET M5与M6的信号互补、SiC-MOSFET M7与M8的信号互补；SiC-MOSFETM1超前M5的时间由输出电压控制器输出的控制信号D控制；Si-IGBT G1比SiC-MOSFET M1延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBTG2比SiC-MOSFET M2延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBTG3比SiC-MOSFET M3延迟时间t1开通，提前时间t2关断，G4比SiC-MOSFETM4延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G5比SiC-MOSFET M5延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G6比SiC-MOSFET M6延迟时间t1开通，提前时间t2关断，G7比SiC-MOSFET M7延迟时间t1开通，提前时间t2关断，G8比SiC-MOSFET M8延迟时间t1开通，提前时间t2关断，时间t1取值范围为0至半个开关周期，时间t2取值范围为0至半个开关周期。所述的SiC-Si混合功率半导体器件开关在上述控制方法下，可保证Si-IGBT开关管在任何工况下都可实现零电压开通关断。

Claims (5)

1.一种基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器，其特征在于：所述的双有源桥变换器包括单相全桥H1、单相全桥H2和高频变压器Thf；所述单相全桥H1由桥臂1、桥臂2、滤波电容C1构成，单相全桥H2由桥臂3、桥臂4和滤波电容C2构成；所述高频变压器的原边与所述的桥臂1和桥臂2相连，所述高频变压器的副边与所述的桥臂3和桥臂4相连；所述的桥臂1由SiC-Si混合功率半导体器件S1和S2串联构成，所述的桥臂2由SiC-Si混合功率半导体器件S3和S4串联构成，所述的桥臂3由SiC-Si混合功率半导体器件S5和S6串联构成，所述的桥臂4由SiC-Si混合功率半导体器件S7和S8串联构成；所述高频变压器用于将所述的单相全桥H1和单相全桥H2之间的电压等级变换和电气隔离。
2.如权利要求1所述的基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器，其特征在于：所述的SiC-Si混合功率半导体器件S1由一只SiC-MOSFET M1、一只Si-IGBT G1，以及各自的并联二极管并联组成；所述的SiC-Si混合功率半导体器件S2由一只SiC-MOSFET M2、一只Si-IGBT G2，以及各自的并联二极管并联组成；所述的SiC-Si混合功率半导体器件S3由一只SiC-MOSFET M3、一只Si-IGBT G3，以及各自的并联二极管并联组成；所述的SiC-Si混合功率半导体器件S4由一只SiC-MOSFET M4、一只Si-IGBT G4，以及各自的并联二极管并联组成；所述的SiC-Si混合功率半导体器件S5由一只SiC-MOSFET M5、一只Si-IGBT G5，以及各自的并联二极管并联组成；所述的SiC-Si混合功率半导体器件S6由一只SiC-MOSFET M6、一只Si-IGBT G6，以及各自的并联二极管并联组成；所述的SiC-Si混合功率半导体器件S7由一只SiC-MOSFET M7、一只Si-IGBT G7，以及各自的并联二极管并联组成；所述的SiC-Si混合功率半导体器件S8由一只SiC-MOSFET M8、一只Si-IGBT G8，以及各自的并联二极管并联组成；所述的混合功率半导体器件Si-IGBT G1-G8和SiC-MOSFET M1-M8的额定电压相同，Si-IGBT G1-G8和SiC-MOSFET M1-M8的额定电流之比大于或等于1；所述高频变压器用于所述的单相全桥H1和单相全桥H2之间的电压等级变换和电气隔离。
3.如权利要求1所述的基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器，其特征在于：通过依次串联连接的电压差值比较器、PI调节器、限幅器和驱动信号产生模块对双有源桥变换器采用移相控制方式进行控制；所述电压差值比较器的输入信号是单相全桥H2输出电压的给定值V2ref与实际测量值V2mea的差值，该信号经过PI控制得到控制信号D，该控制信号D用于调节单相全桥H1的桥臂1和桥臂2中点电压Vab，以及单相全桥H2的桥臂3和桥臂4中点电压Vab之间的相位差φ，实现对传输功率的调节；限幅器将PI调节器输出的控制信号D限制在0到1之间，易于实现后级控制，使输出功率与D呈单调递增关系；当单相全桥H2输出电压的实际测量值V2mea小于单相全桥H2输出电压的给定值V2ref时，差值为正，控制信号D逐渐变大，增大输出功率，使单相全桥H2输出电压的实际测量值V2mea增大；当单相全桥H2输出电压的实际测量值V2mea大于单相全桥H2出电压的给定值V2ref时，差值为负，控制信号D逐渐变小，减小输出功率，使单相全桥H2输出电压的实际测量值V2mea减小；驱动信号产生模块根据控制信号D的值，计算SiC-Si混合功率半导体开关器件门极驱动信号的相位差，并产生十六个驱动信号，分别控制SiC-Si混合功率半导体开关器件S1～S8的开关管M1-M8和G1-G8。
4.如权利要求3所述的基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器，其特征在于：所有SiC-MOSFET开关管的驱动信号都是50％占空比的方波信号；其中，SiC-MOSFETM1与SiC-MOSFET M2的信号互补、SiC-MOSFET M3与SiC-MOSFET M4的信号互补、SiC-MOSFETM5与SiC-MOSFET M6的信号互补、SiC-MOSFET M7与SiC-MOSFET M8的信号互补；驱动时序如下：SiC-MOSFET M1超前SiC-MOSFET M5的时间由用于调节输出电压的PI调节器输出的控制信号D控制；Si-IGBT G1比SiC-MOSFET M1延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G2比SiC-MOSFET M2延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G3比SiC-MOSFET M3延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G4比SiC-MOSFET M4延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G5比SiC-MOSFET M5延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G6比SiC-MOSFET M6延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G7比SiC-MOSFET M7延迟时间t1开通，提前时间t2关断，Si-IGBT G8比SiC-MOSFET M8延迟时间t1开通，提前时间t2关断，时间t1取值范围为0至半个开关周期，时间t2取值范围为0至半个开关周期。
5.如权利要求1所述的基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器，其特征在于：所述双有源桥变换器的单相全桥H1与单相全桥H2能够互换；基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥变换器是下述的任意一种：基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的单相双有源桥变换器、基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的多相双有源桥变换器、基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的两电平双有源桥变换器、基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的多电平双有源桥变换器，或是基于SiC-Si混合功率半导体器件开关的双有源桥的模块化多电平电路。
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