CN104811069B - 一种模块化多电平逆变器的预测控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种模块化多电平逆变器的预测控制方法，该控制方法在传统各子模块电容电压排序原理的基础上采用预测控制，预测控制具有跟踪速度快，谐波小，开关频率固定等优点。传统的调制方法需要将采样电流变换到dq坐标系下经过PI环节产生调制波，调制波经过与三角波比较形成SPWM调制波，完成这一过程需要大量的运算。而本发明提出的预测控制，运算量相对较小，而且具有跟踪快、谐波小、开关频率固定等优点。

Description

一种模块化多电平逆变器的预测控制方法

技术领域

本发明涉及一种模块化多电平逆变器的预测控制方法。

背景技术

随着国家对新能源的重视程度不断增加，光伏产业近几年发展非常迅速，提高电能质量、减少谐波污染、提高发电系统的效率及功率是目前各种逆变器的重要参数。近几年高压输电技术越来越普及，高压输电成为一种大势所趋。传统提高系统耐压的方法是选择耐高压的器件作为变换器的开关管，这样虽然能提高系统耐压，但提升空间有限，而且容易造成系统的不稳定，因此选择其他方法增加系统耐压异常重要。

模块化多电平变换器采用多个模块级联的方法，通过此方法有效的解决了开关器件耐压的问题，通过将每个模块的电压级联并用正确的控制方法即可实现大范围的电压和功率应用问题。此种变换器由于高度的模块化，因此可以实现系统的可伸缩性。目前高压输电分为高压直流和高压交流输电，而这种变换器不仅能够应用于高压直流而且同样能够应用于高压交流输电中，而且此变换器能够通过改变调制策略使同一台设备分为处于整流或者逆变的不同模式，无论是高压直流还是高压交流输电，这种变换器都能在输电系统两端处于整流或者逆变的工作状态，所以这种变换器在国内外已经普遍投入使用。

模块化多电平变换器传统的控制策略是反馈信号通过PI调节或其他调节方式调节后送入SPWM产生驱动信号或者其他控制策略实现整流或者逆变功能，传统的调制策略在逆变器工作过程中需要经过大量的运算才能满足输出要求，所以系统需要很长的时间经过复杂的计算才能输出满足要求的电流和电压波形，因此传统的调制方法的动、静态性能不好。而预测控制能够实现根据当前情况估计下一时刻系统需要投入的开关状态，从而实现电压和电流的精确控制。由于预测控制能精确的选择下一时刻系统所需要的开关状态，预测控制通过预测获得k+1时刻负载电流或者电压的参考值，通过选择开关状态令k+l时刻负载电流或电压准确跟踪上参考电流或电压，即以下一时刻跟踪误差为最小为前提，通过建立的系统线性模型预测出下一时刻的输出状态来实现逆变器的控制。基于这个假设，对任意的参考波形，这种控制方法都可以经过一个采样周期就完全跟踪上参考波形。因此预测控制能够提高系统的性能，并且实现电流和电压的高动态输出。

预测控制具有跟踪速度快，谐波小，开关频率固定等优点，被广泛应用到逆变器、整流器、有源滤波器、不间断电源的控制中。因此，研究一种适用于模块化多电平变换器的预测控制策略非常重要。

发明内容

本发明为了解决上述问题，提出了一种模块化多电平逆变器的预测控制方法，该方法能够很好的解决系统的动、静态性能。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种模块化多电平逆变器，包括输入电源，输入电源连接三相桥臂，每相桥臂包括上、下桥臂，且上下桥臂结构对称，均包括n个串联的子模块管和靠近中性点的电感，其中每个模块内包括两个串联的IGBT和一个与之并联的电容，每相桥臂的中性点经滤波器与电阻连接后并网。

所述滤波器为LC滤波电路，且其中的电容公共端接地。

所述中性点按照相分别标记为a、b和c。

所述输出电源分别为u_A、u_B和u_C。

一种模块化多电平逆变器的预测控制方法，包括以下步骤：

(1)对模块化多电平逆变器进行拓扑结构进行分析，建立拓扑模型；

(2)利用拉格朗日二次插值预测电流信号；

(3)考虑电阻的影响，利用后向差分，改写三相电压及电流变换到αβ坐标系下；

(4)进行二维向三维坐标的变换，将三相投入不同子模块的输出电压和与不同状态下ABC三相输出电压相比较，选择每相投入子模块数量；

(5)应用半桥臂子模块电容电压均衡原理，根据电流处于给子模块电容充电还是放电模式，选择相应的子模块投入系统。

所述步骤(1)中，(其中i＝a、b、c，I＝A、B、C)，L₁为LCR滤波器的电感大小，R为电阻大小。

所述步骤(1)中，由于三相中每相上、下桥臂都有一个电感L_arm所以，

其中，i＝a、b、c，u_i为变换器输出未滤波电压，I＝A、B、C，u_I为电网电压，i_i为三相电流大小，L₁为LCR滤波器的电感大小，L_arm为各相上下各桥臂中电感的大小，R为电阻大小；通过将三相电压及电流经过3-2变换到αβ坐标系下，可得 其中为在αβ坐标系下逆变器输出未滤波电压大小，u_α、u_β为在αβ坐标系下电网电压大小，i_α、i_β为在αβ坐标系下电流大小，L₁为LCR滤波器的电感大小，L_arm为各相上下各桥臂中电感的大小，R为电阻大小。

所述步骤(2)中，由于i(k+1)不能通过测量得到，因此需要经过预测来得到其下一步该取的值，在此利用拉格朗日二次插值定理求得：i(k+1)＝3i(k)-3i(k-1)+i(k-2)，因此，知道了i(k+1)和i(k)便可以知道和的大小。

所述步骤(3)中，差分中最为普遍的是前相差分和后向差分，考虑到电阻的影响，后向差分法的近似离散精度更高，即将上式中的分别用代替，其他参数不变，因此便可得到以下等式：

此处，为了得到和的大小所以上式中的k时刻替换成k+1时刻，应变成：

而此处，为了使电流为最终目标电流所以上式中的i_α(k+1)、i_β(k+1)应变成i'_α(k+1)、i'_β(k+1)，由此可得：

其中i'_α(k+1)＝3i'_α(k)-3i'_α(k-1)+i'_α(k-2)、i'_β(k+1)＝3i'_β(k)-3i'_β(k-1)+i'_β(k-2)；i'_α(k+1)、i'_β(k+1)分别为αβ坐标系下对目标电流的预测值，i'_α(k)、i'_β(k)分别为k时刻在αβ坐标系下目标电流的大小，分别为αβ坐标系下k+1时刻的变换器输出未滤波的电压，u_α(k+1)、u_β(k+1)分别为αβ坐标系下k+1时刻电网电压，i_α(k)、i_β(k)分别为αβ坐标系下k时刻的电流值，L₁为LCR滤波器的电感大小，L_arm为各相上下各桥臂中电感的大小，R为电阻大小。

所述步骤(4)中，通过得到的和的大小，将和经过二维至三维坐标变换后即可得到在ABC域下的的大小，由于ABC三相投入不同子模块数量的情况下输出电压不同，因此可将上面三个值与不同状态下ABC三相输出电压相比较，其中最接近以上三个值的投入子模块数量为系统最终选择。

所述步骤(5)中，在任一桥臂，桥臂电流的方向控制被投入子模块电容是充电状态还是放电状态；检测每个桥臂子模块电容电压的值，然后根据桥臂电流方向决定投入哪个子模块。

所述步骤(5)中，当电流方向为对投入子模块充电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压从低到高的设定个数的子模块投入到系统中，就会使这些模块的电容充电；当电流方向为对投入子模块放电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压从高到低的设定个数的子模块投入到系统中，就会使这些模块的电容放电。

本发明的有益效果为：

(1)传统MMC控制策略动静态性能不好，本发明能很好地改善系统的动静态性能；

(2)本发明不需要经过传统PI调节，因此运算量相对较小，而且系统能根据系统的工作状态使系统能够自动调节，自适应性能良好；

(3)本发明具有跟踪快、谐波小、开关频率固定等优点。

附图说明

图1为本发明系统结构图；

图2为单相等效电路；

图3a为模块化多电平变换器各子模块的工作方式一；

图3b为模块化多电平变换器各子模块的工作方式一；

图3c为模块化多电平变换器各子模块的工作方式二；

图3d为模块化多电平变换器各子模块的工作方式二；

图3e为模块化多电平变换器各子模块的工作方式三；

图3f为模块化多电平变换器各子模块的工作方式三；

图4a为子模块电容电压排序原理；

图4b为子模块电容电压排序原理

图5为经过预测控制计算的

图6为变换器输出电流波形。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

一种模块化多电平逆变器的预测控制方法，包括以下步骤：

(1)对模块化多电平逆变器进行拓扑结构进行分析，建立拓扑模型；

(2)利用拉格朗日二次插值预测电流信号；

(3)考虑电阻的影响，利用后向差分，改写三相电压及电流变换到αβ坐标系下；

(4)进行二维向三维坐标的变换，将三相投入不同子模块的输出电压和与不同状态下ABC三相输出电压相比较，选择每相投入子模块数量；

(5)应用半桥臂子模块电容电压均衡原理，根据电流处于给子模块电容充电还是放电模式，选择相应的子模块投入系统。

步骤(1)中，(其中i＝a、b、c，I＝A、B、C)，L₁为LCR滤波器的电感大小，R为电阻大小。

步骤(1)中，由于三相中每相上、下桥臂都有一个电感L_arm所以，

其中，i＝a、b、c，u_i为变换器输出未滤波电压，I＝A、B、C，u_I为电网电压，i_i为三相电流大小，L₁为LCR滤波器的电感大小，L_arm为各相上下各桥臂中电感的大小，R为电阻大小；通过将三相电压及电流经过3-2变换到αβ坐标系下，可得 其中为在αβ坐标系下逆变器输出未滤波电压大小，u_α、u_β为在αβ坐标系下电网电压大小，i_α、i_β为在αβ坐标系下电流大小，L₁为LCR滤波器的电感大小，L_arm为各相上下各桥臂中电感的大小，R为电阻大小。

步骤(2)中，由于i(k+1)不能通过测量得到，因此需要经过预测来得到其下一步该取的值，在此利用拉格朗日二次插值定理求得：i(k+1)＝3i(k)-3i(k-1)+i(k-2)，因此，知道了i(k+1)和i(k)便可以知道和的大小。

步骤(3)中，差分中最为普遍的是前相差分和后向差分，考虑到电阻的影响，后向差分法的近似离散精度更高，即将上式中的分别用 代替，其他参数不变，因此便可得到以下等式：

此处，为了得到和的大小所以上式中的k时刻替换成k+1时刻，应变成：

而此处，为了使电流为最终目标电流所以上式中的i_α(k+1)、i_β(k+1)应变成i'_α(k+1)、i'_β(k+1)，由此可得：

其中i'_α(k+1)＝3i'_α(k)-3i'_α(k-1)+i'_α(k-2)、i'_β(k+1)＝3i'_β(k)-3i'_β(k-1)+i'_β(k-2)；i'_α(k+1)、i'_β(k+1)分别为αβ坐标系下对目标电流的预测值，i'_α(k)、i'_β(k)分别为k时刻在αβ坐标系下目标电流的大小，分别为αβ坐标系下k+1时刻的变换器输出未滤波的电压，u_α(k+1)、u_β(k+1)分别为αβ坐标系下k+1时刻电网电压，i_α(k)、i_β(k)分别为αβ坐标系下k时刻的电流值，L₁为LCR滤波器的电感大小，L_arm为各相上下各桥臂中电感的大小，R为电阻大小。

步骤(4)中，通过得到的和的大小，将和经过二维至三维坐标变换后即可得到在ABC域下的的大小，由于ABC三相投入不同子模块数量的情况下输出电压不同，因此可将上面三个值与不同状态下ABC三相输出电压相比较，其中最接近以上三个值的投入子模块数量为系统最终选择。

步骤(5)中，在任一桥臂，桥臂电流的方向控制被投入子模块电容是充电状态还是放电状态；检测每个桥臂子模块电容电压的值，然后根据桥臂电流方向决定投入哪个子模块。

步骤(5)中，当电流方向为对投入子模块充电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压从低到高的设定个数的子模块投入到系统中，就会使这些模块的电容充电；当电流方向为对投入子模块放电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压从高到低的设定个数的子模块投入到系统中，就会使这些模块的电容放电。

某一相上下桥臂各有n个子模块，假设由上文中的控制策略计算出，上桥臂需要投入i个子模块，下桥臂需要投入n-i个子模块，此时上桥臂电流大于0，则电流对投入子模块进行充电，所以选择电容电压最低的i个子模块投入；下桥臂电流小于0，则电流对投入子模块进行放电，所以选择电容电压最高的n-i个子模块投入。

实施例一：

(1)拓扑分析：

模块化多电平变换器的拓扑结构及内部模型如附图1，本发明适用于模块化多电平变换器，并在半桥模块数量n＝4的系统仿真上得到了验证由图1可知，(其中i＝a、b、c，I＝A、B、C)由于三相中每相上、下桥臂都有一个电感L_arm所以其单相等效电路如图2所示：

因此上式可以化为：通过将三相电压及电流经过3-2变换到αβ坐标系下，可得

(2)信号预测：

由于i(k+1)不能通过测量得到，因此需要经过预测来得到其下一步该取的值，在此利用拉格朗日二次插值定理近似求得：i(k+1)＝3i(k)-3i(k-1)+i(k-2)，因此，知道了i(k+1)和i(k)便可以知道和的大小。

(3)差分：

差分中最为普遍的是前相差分和后向差分，考虑到电阻的影响，后向差分法的近似离散精度更高，即

因此上式改为：

为了得到k+1时刻的电压值，将上式中的k用k+1代替，可得：

此处，为了使电流为目标电流所以上式应变成：

其中i′_α(k+1)＝3′i_α(k)-3i′_α(k-1)+i′_α(k-2)、i′_β(k+1)＝3i′_β(k)-3i′_β(k-1)+i′_β(k-2)；i'_α(k+1)、i'_β(k+1)分别为αβ坐标系下对目标电流的预测值，i'_α(k)、i'_β(k)分别为k时刻在αβ坐标系下目标电流的大小，分别为αβ坐标系下k+1时刻的变换器输出未滤波的电压，u_α(k+1)、u_β(k+1)分别为αβ坐标系下k+1时刻电网电压，i_α(k)、i_β(k)分别为αβ坐标系下k时刻的电流值，L₁为LCR滤波器的电感大小，L_arm为各相上下各桥臂中电感的大小，R为电阻大小。

(4)开关状态的选择：

通过以上计算已经得到和的大小，因此将和经过二维至三维坐标变换后即可得到在ABC域下的的大小。由于ABC三相投入不同子模块数量的情况下输出电压不同，因此可将上面三个值与不同状态下ABC三相输出电压相比较，其中最接近以上三个值的投入子模块数量为系统最终选择。

(5)投入子模块的选择：

通过以上步骤就能得到每相应该投入的子模块数量，但是每相各半桥臂到底选择哪些子模块投入使用，确实需要一些特殊的处理，在此应用半桥臂子模块电容电压均衡原理，首先将每相上下桥臂各子模块电容电压从大到小排序，当电流为模块电容充电时，选择电容电压较小的一个或者几个子模块投入系统；当电流为模块电容放电时，选择电容电压较大的一个或者几个子模块投入系统。这样能够实现半桥臂内子模块电容电压的均衡，同时各半桥臂可以根据确定的投入子模块数量，选择哪些模块投入使用，使系统动、静态性能更强。

MMC每个子模块的运行状态有三种，可以输出电容电压或0电压，且电流在任何情况下都能双方向流动。

状态1：当开关管T₁、T₂均关断时，正常情况下这种状态不会出现。在这种状态下，当电流的流动方向由图3a所示时，电流经二极管D₁给电容C₀充电，电容电压上升；当电流方向如图3b所示时，此时电流经D₂同时将电容C₀切除，电容电压不变。

状态2：当开关管T₁开通，T₂关断时，此时子模块输出端电压为电容电压。当电流方向如图3c所示时，电流经二极管D₁给电容C₀充电，电容电压上升；当子模块电流如图3d所示时，电容通过开关管T₁对外放电，电容电压下降。所以在这种状态下，通过电流的方向选择不同子模块投入，使电容电压在允许的范围内波动，以达到模块内电容电压稳定的要求，下文将有详细介绍。

状态3：当开关管T₁关断、T₂开通时，此时子模块输出端电压为0。当电流方向如图3e所示时，电流流经开关管T₂；当电流方向如图3f所示时，电流流经二极管D₂，而不管电流方向如何，模块内电容总C₀是相当于被“短路”，电容电压不变。

工作状态2和状态3是MMC系统内子模块的正常工作状态，通过控制每相上、下桥臂子模块处于状态2或状态3的数量，就能够控制输出电压，输出电压经过电感滤波之后就能形成三相正弦波。例如n＝4时，每相都有2n＝8个子模块，由于每相每时刻投入的子模块数量始终为n＝4，所以每相上下桥臂处于投入状态的子模块数量有五种组合：4、0；3、1；2、2；1、3；0、4；设模块内电容电压为U_c，则这五种情况下该相输出电压分别为：4U_c、2U_c、0、-2U_c、-4U_c；通过控制这五种组合，就能使输出波形为正弦波。换句话说，MMC变换器就是通过不断移动输出点在每相相电压中所处的不同位置来最终实现逆变的效果。设直流母线电压为U_dc，因此MMC三相逆变器每相输出电压都有五种：0、而三相共能输出5*5*5＝125种电压状态。

通过以下公式获得系统输出电压在αβ坐标系下的输出电压：

得出下一时刻的值，通过二维转三维左边变换得出在abc坐标系的大小，与逆变器ABC三相(n+1)³种电压输出状态进行比较，其中最接近的那组开关状态就是下一时刻各相需要投入的子模块数量。

按照上文提到的计算方法，则可以算出各桥臂某一时刻需要投入的子模块数量，由于每个子模块内电容电压不完全相等，所以选择哪些子模块投入系统也是一个值得考虑的问题。

在某一桥臂，桥臂电流的方向可以控制被投入子模块电容是充电状态还是放电状态。所以，可以检测每个桥臂子模块电容电压的值，然后根据桥臂电流方向决定投入哪个子模块。例如，当电流方向为对投入子模块充电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压较低的一个或几个投入到系统中，就会使这些模块的电容充电；当电流方向为对投入子模块放电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压较高的一个或几个投入到系统中，就会使这些模块的电容放电。

上下桥臂各有4个子模块，某时刻各子模块电容电压和电流方向如图4a所示。假设由上文中的控制策略计算出，上桥臂需要投入1个子模块，下桥臂需要投入3个子模块，此时上桥臂电流大于0，则电流对投入子模块进行充电，所以选择电容电压最低的子模块投入；下桥臂电流小于0，则电流对投入子模块进行放电，所以选择电容电压最高的3个子模块投入，如图4a、图4b所示。

进一步的，本发明在各相子模块数量为其他情况下也均可使用。

实施例二：

当n＝6时，每相都有2n＝12个子模块，由于每相每时刻投入的子模块数量始终为n＝6，所以每相上下桥臂处于投入状态的子模块数量有七种组合：6、0；5、1；4、2；3、3；2、4；1、5；0、6；设模块内电容电压为U_c，则这七种情况下该相输出电压分别为：6U_c、4U_c、2U_c、0、-2U_c、-4U_c、-6U_c；通过控制这七种组合，就能使输出波形为正弦波。设直流母线电压为U_dc，因此MMC三相逆变器每相输出电压都有五种：0、 而三相共能输出7*7*7＝343种电压状态。

上下桥臂各有6个子模块，某时刻各子模块电容电压和电流方向。假设由上文中的控制策略计算出，上桥臂需要投入2个子模块，下桥臂需要投入4个子模块，此时上桥臂电流大于0，则电流对投入子模块进行充电，所以选择电容电压最低的子模块投入；下桥臂电流小于0，则电流对投入子模块进行放电，所以选择电容电压最高的4个子模块投入。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (7)

1.一种模块化多电平逆变器的预测控制方法，其特征是：包括以下步骤：

(1)对模块化多电平逆变器进行拓扑结构进行分析，建立拓扑模型；

(2)利用拉格朗日二次插值预测电流信号；

(3)考虑电阻的影响，利用后向差分，改写三相电压及电流变换到αβ坐标系下；

即将上式中的分别用 代替，其他参数不变，因此，可得到以下等式：

$u_{{\mathrm{\α}}^{*}}\left(k\right)=(L_1+\frac{L_{arm}}{2})\frac{i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)-i_{\mathrm{\α}}(k-1)}{T_s}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\α}}\left(k\right)+u_{\mathrm{\α}}\left(k\right)$

$u_{{\mathrm{\β}}^{*}}\left(k\right)=(L_1+\frac{L_{arm}}{2})\frac{i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)-i_{\mathrm{\β}}(k-1)}{T_s}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\β}}\left(k\right)+u_{\mathrm{\β}}\left(k\right)$

此处，为了得到和的大小所以上式中的k时刻替换成k+1时刻，应变成：

$u_{{\mathrm{\α}}^{*}}(k+1)=(L_1+\frac{L_{arm}}{2})\frac{i_{\mathrm{\α}}(k+1)-i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)}{T_s}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\α}}(k+1)+u_{\mathrm{\α}}(k+1)$

$u_{{\mathrm{\β}}^{*}}(k+1)=(L_1+\frac{L_{arm}}{2})\frac{i_{\mathrm{\β}}(k+1)-i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)}{T_s}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\β}}(k+1)+u_{\mathrm{\β}}(k+1)$

而此处，为了使电流为最终目标电流所以上式中的i_α(k+1)、i_β(k+1)应变成i'_α(k+1)、i'_β(k+1)，由此可得：

$u_{{\mathrm{\α}}^{*}}(k+1)=(L_1+\frac{L_{arm}}{2})\frac{i_{\mathrm{\α}}^{\′}(k+1)-i_{\mathrm{\α}}\left(k\right)}{T_s}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\α}}^{\′}(k+1)+u_{\mathrm{\α}}(k+1)$

$u_{{\mathrm{\β}}^{*}}(k+1)=(L_1+\frac{L_{arm}}{2})\frac{i_{\mathrm{\β}}^{\′}(k+1)-i_{\mathrm{\β}}\left(k\right)}{T_s}+{\mathrm{Ri}}_{\mathrm{\β}}^{\′}(k+1)+u_{\mathrm{\β}}(k+1)$

i'_α(k+1)＝3i'_α(k)-3i'_α(k-1)+i'_α(k-2)、i'_β(k+1)＝3i'_β(k)-3i'_β(k-1)+i'_β(k-2)；

i'_α(k+1)、i'_β(k+1)分别为αβ坐标系下对目标电流的预测值，i'_α(k)、i'_β(k)分别为k时刻在αβ坐标系下目标电流的大小，分别为αβ坐标系下k+1时刻的变换器输出未滤波的电压，u_α(k+1)、u_β(k+1)分别为αβ坐标系下k+1时刻电网电压，i_α(k)、i_β(k)分别为αβ坐标系下k时刻的电流值，L₁为LLCL滤波器的等效电感大小，L_arm为各相上下各桥臂中电感的大小，R为交流电网侧等效电阻大小；

(4)进行二维向三维坐标的变换，将三相投入不同子模块的输出电压和与不同状态下ABC三相输出电压相比较，选择每相投入子模块数量；

(5)应用半桥臂子模块电容电压均衡原理，根据电流处于充电还是放电模式，选择相应的子模块投入系统。

2.如权利要求1所述的一种模块化多电平逆变器的预测控制方法，其特征是：

所述步骤(1)中，

(其中i＝a、b、c，I＝A、B、C)，L₁为LCR滤波器的电感大小，R为电阻大小。

3.如权利要求1所述的一种模块化多电平逆变器的预测控制方法，其特征是：

所述步骤(1)中，由于三相中每相上、下桥臂都有一个电感L_arm所以，

其中，i＝a、b、c，u_i为变换器输出未滤波电压，I＝A、B、C，u_I为电网电压，i_i为三相电流大小，L₁为LCR滤波器的电感大小，L_arm为各相上下各桥臂中电感的大小，R为电阻大小；通过将三相电压及电流经过3-2变换到αβ坐标系下，可得 其中为在αβ坐标系下逆变器输出未滤波电压大小，u_α、u_β为在αβ坐标系下电网电压大小，i_α、i_β为在αβ坐标系下电流大小，L₁为LCR滤波器的电感大小，L_arm为各相上下各桥臂中电感的大小，R为电阻大小。

4.如权利要求1所述的一种模块化多电平逆变器的预测控制方法，其特征是：

所述步骤(2)中，由于i(k+1)不能通过测量得到，因此需要经过预测来得到其下一步该取的值，在此利用拉格朗日二次插值定理求得：

i(k+1)＝3i(k)-3i(k-1)+i(k-2)。

5.如权利要求1所述的一种模块化多电平逆变器的预测控制方法，其特征是：

所述步骤(4)中，通过得到的和的大小，将和经过二维至三维坐标变换后即可得到在ABC域下的的大小，由于ABC三相投入不同子模块数量的情况下输出电压不同，因此可将上面三个值与不同状态下ABC三相输出电压相比较，其中最接近以上三个值的投入子模块数量为系统最终选择。

6.如权利要求1所述的一种模块化多电平逆变器的预测控制方法，其特征是：

所述步骤(5)中，在任一桥臂，桥臂电流的方向控制被投入子模块电容是充电状态还是放电状态；检测每个桥臂子模块电容电压的值，然后根据桥臂电流方向决定投入哪个子模块。

7.如权利要求1所述的一种模块化多电平逆变器的预测控制方法，其特征是：

所述步骤(5)中，当电流方向为对投入子模块充电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压从低到高的设定个数的子模块投入到系统中，就会使这些模块的电容充电；当电流方向为对投入子模块放电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压从高到低的设定个数的子模块投入到系统中，就会使这些模块的电容放电。