CN105024578B - 一种三相模块化多电平变换器并联系统及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相模块化多电平功率变换系统及其控制方法，包括输入电源，所述输入电源与N台相并联的三相模块化变换器相并联，每台三相模块化变换器包括三相桥臂，每相桥臂包括上桥臂及下桥臂，且上桥臂及下桥臂结构对称，均包括n个串联的子模块和靠近中性点的电感，其中每个子模块内包括两个串联的开关管和一个与该两个串联的开关管相并联的电容，每相桥臂的中性点经滤波器连接后并网，每个子模块均与控制器相连；本发明提出的控制策略有效的解决了多台变换器之间的环流问题，通过控制N‑1台变换器的零序电流的来实现解决多台变换器之间的环流问题。

Description

一种三相模块化多电平变换器并联系统及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种三相模块化多电平变换器并联系统及其控制方法。

背景技术

随着国家对新能源的重视程度不断增加，光伏产业近几年发展非常迅速，提高电能质量、减少谐波污染、提高发电系统的效率及功率是目前各种变换器的重要参数。近几年高压输电技术越来越普及，高压输电成为一种大势所趋。传统提高系统耐压的方法是选择耐高压的器件作为变换器的开关管，这样虽然能提高系统耐压，但提升空间有限，而且容易造成系统的不稳定，因此选择其他方法增加系统耐压异常重要。

模块化多电平变换器采用多个模块级联的方法，通过此方法有效的解决了开关器件耐压的问题，通过将每个模块的电压级联并用正确的控制方法即可实现大范围的电压应用问题。此种变换器由于高度的模块化，因此可以实现系统的可伸缩性。目前高压输电分为高压直流和高压交流输电，而这种变换器不仅能够应用于高压直流而且同样能够应用于高压交流输电中，而且此变换器能够通过改变调制策略使同一台设备分为处于整流或者逆变的不同模式，无论是高压直流还是高压交流输电，这种变换器都能在输电系统两端处于整流或者逆变的工作状态，所以这种变换器在国内外已经普遍投入使用。

虽然模块化多电平变换器实现了大范围电压应用的问题，但是其输出电流仍然受到开关管的限制，输出电流大小仍然受限。为了解决这一问题，可以采用将模块化多电平变换器并联的方法以解决这一问题。

发明内容

本发明为了解决上述问题，提出了一种三相模块化多电平变换器并联系统及其控制方法，本方法通过模块化多电平变换器并联的方法实现变换器输出电流范围的增加。通过这种并联的方法可实现大范围的电压、电流应用问题和模块化多电平变换器并联控制，效果理想。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种三相模块化多电平变换器并联系统，包括输入电源，输入电源并联有N台三相模块化变换器，所述三相模块变换器彼此并联，每台三相模块化变换器包括三相桥臂，每相桥臂包括上桥臂及下桥臂，且上桥臂及下桥臂结构对称，均包括n个串联的子模块和靠近中性点的电感，每个子模块内包括两个串联的开关管和一个与该两个串联的开关管相并联的电容，每相桥臂的中性点经LC滤波器连接后并网，每个子模块的开关管的开关状态均由相应的触发信号控制。

所述输入电源还包括与之相串联的电阻。

所述开关管为IGBT管。

一种三相模块化多电平功率变换系统的控制方法，包括以下步骤：

(1)对N台三相模块化变换器的输出电流进行坐标变换，将其从三维坐标系变换到αβ坐标系下；

(2)将三相模块化变换器的αβ坐标系下的电流值进行调节，得到调制波，通过控制其中N-1台变换器的零序电流来抑制变换器之间的环流；

(3)应用半桥臂子模块电容电压均衡原理，在任一桥臂，根据桥臂电流的方向控制被投入子模块的电容是充电状态还是放电状态；同时检测每个桥臂子模块电容电压的值，然后根据桥臂电流方向决定投入子模块。

优选的，在坐标变换之前，对电网电压进行锁相，得到三相电网相角；通过相角来实现电流与电网电压同相，使得系统时刻获得最大的功率因数。

所述步骤(2)中，将N台三相模块化变换器的αβ坐标系下的电流值通过PR调节器调节得到调制波，通过控制N台模块化多电平变换器中的任意N-1台变换器的零序电流来抑制变换器之间的环流。

所述步骤(2)中，通过对N台三相模块化变换器在αβ坐标系下的电流进行控制，分别通过PR环节控制电流i_α、i_β，使i_α、i_β成为目标电流，而对于N台变换器中的N-1台变换器，通过控制零序电流来抑制变换器之间的环流，其中i_a+i_b+i_c作为零序电流，通过PI环节使N-1台变换器的零序电流为零。

所述步骤(3)中，当电流方向为对投入子模块充电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压从低到高的设定个数的子模块投入到系统中，就会使这些模块的电容充电；当电流方向为对投入子模块放电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压从高到低的设定个数的子模块投入到系统中，使这些模块的电容放电。

本发明的有益效果为：

1.传统单台模块化多电平变换器虽然系统工作电压较高，但是输出电流有限，而本发明能够通过多台变换器的并联实现输出电流的增大；

2.本发明提出适合多台模块化多电平变换器并联的控制策略，即将模块化多电平变换器的输出电流在αβ坐标系下，通过PR环节控制N台变换器的三相输出电流，实现对每台变换器的输出电流大小进行特定的控制；

3.本发明提出的控制策略有效的解决了多台变换器之间的环流问题，通过PI环节控制N-1台变换器的零序电流的来实现解决多台变换器之间的环流问题。

附图说明

图1为本发明系统结构图；

图2a为模块化多电平变换器各子模块的工作方式一下第一种电流流向示意图；

图2b为模块化多电平变换器各子模块的工作方式一下第二种电流流向示意图；

图2c为模块化多电平变换器各子模块的工作方式二下第一种电流流向示意图；

图2d为模块化多电平变换器各子模块的工作方式二下第二种电流流向示意图；

图2e为模块化多电平变换器各子模块的工作方式三下第一种电流流向示意图；

图2f为模块化多电平变换器各子模块的工作方式三下第二种电流流向示意图；

图3a为某一桥臂的子模块电容电压排序原理图；

图3b为某一桥臂的子模块电容电压数值排序原理图；

图4a为逆变模式下未加入环流抑制的αβ坐标系下第一台变换器输出电流波形；

图4b为逆变模式下加入环流抑制的αβ坐标系下第一台变换器输出电流波形；

图5a为逆变模式下未加入环流抑制的αβ坐标系下第二台变换器输出电流波形；

图5b为逆变模式下加入环流抑制的αβ坐标系下第二台变换器输出电流波形；

图6a为逆变模式下加入环流抑制的三维坐标系下第一台变换器1秒内电压及电流波形；

图6b为逆变模式下加入环流抑制的三维坐标系下第一台变换器0.2秒内电压及电流波形；

图7a为逆变模式下加入环流抑制的三维坐标系下第二台变换器1秒内电压及电流波形；

图7b为逆变模式下加入环流抑制的三维坐标系下第二台变换器0.2秒内电压及电流波形；

图8a为逆变模式下加入环流抑制的三维坐标系下1秒内电网侧电压及侧电流波形；

图8b为逆变模式下加入环流抑制的三维坐标系下0.2秒内电网侧电压及电流波形；

图9a为逆变模式下直流侧电源输出电流波形；

图9b为逆变模式下直流侧电源输出电压波形；

图10a为整流模式下加入环流抑制的三维坐标系下第一台变换器0.2s内电压及电流波形；

图10b为整流模式下加入环流抑制的三维坐标系下第二台变换器0.2s内电压及电流波形；

图11a为整流模式下直流侧电源输出电流波形；

图11b为整流模式下直流侧电源输出电压波形。

具体实施方式：

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

如图1所示，一种三相模块化多电平功率变换系统，包括输入电源，所述输入电源与N台相并联的三相模块化变换器相并联，每台三相模块化变换器包括三相桥臂，每相桥臂包括上桥臂及下桥臂，且上桥臂及下桥臂结构对称，均包括n个串联的子模块和靠近中性点的电感，其中每个子模块内包括两个串联的IGBT管和一个与该两个串联的IGBT管相并联的电容，每相桥臂的中性点经滤波器连接后并网，每个子模块均与控制器相连；

在任一桥臂，控制器根据桥臂电流的方向控制被投入子模块的电容是充电状态还是放电状态；控制器检测每个桥臂子模块电容电压的值，然后根据桥臂电流方向决定投入哪个子模块。每个三相模块化变换器前端各有两个相串联的电容，这两个相串联的电容与三相模块化变换器相并联。输入电源还包括与之相串联的电阻。滤波器为L滤波电路。中性点按照相分别标记为a、b和c。输出电源分别为u_A、u_B和u_C。

一种三相模块化多电平功率变换系统的控制方法，包括：

(1)对模块化多电平变换器进行并联组合；

(2)对电网电压进行锁相，得到三相电网相角；

(3)分别对N(N>1)台变换器输出电流进行坐标变换，将其从三维坐标系变换到αβ坐标系下；

(4)将N台三相模块化变换器的αβ坐标系下的电流值通过PR调节器调节得到调制波，通过PI环节控制其中N-1台变换器的零序电流来抑制三相模块化变换器之间的环流；

(5)对每台三相模块化变换器应用半桥臂子模块电容电压均衡原理，根据电流处于给子模块电容充电还是放电模式，选择相应的子模块投入系统。

(6)将αβ坐标系下的调制信号经过反变换到abc三相坐标系下，将三相调制信号送入SPWM部分产生相应的驱动信号。

所述步骤(1)中，每台三相模块化变换器中abc三相各相上、下桥臂都有一个电感L_arm将多台三相模块化变换器进行并联组合，每台三相模块化变换器输出电流都经过电感L滤波器进行滤波，两台三相模块化变换器滤波后的电流都直接和电网相连，三相电网电压的负端直接接地。两台三相模块化变换器公用一个直流电源，由于实际应用中直流电源含有内阻，因此为了仿真的真实性，在本电路中采用一个直流电源串连一个阻值很小的电阻代替真实的直流电源。

所述步骤(2)中，通过对电网电压进行锁相来获得相角，这样就可以通过相角来实现电流与电网电压同相，使得系统时刻获得最大的功率因数。具体实施方式如下：

首先，将三相电网电压u_a、u_b、u_c通过3-2变换将其从三维坐标系变换到二维αβ坐标系，得

其中u_a、u_b、u_c为电网电压，u_α、u_β为电网电压在二维αβ坐标系下的值。

通过其中u_α、u_β为电网电压在二维αβ坐标系下的值，ωt为电网电压相角，得到了电网电压的相角。

所述步骤(3)中，首先通过将每台三相模块化变换器的电流经过坐标变换从三维坐标系变换到αβ坐标系下。

i_0m＝i_am+i_bm+i_cm

其中，i_am、i_bm、i_cm分别为第m台模块化多电平变换器经电感L₁滤波后的并网电流。

所述步骤(4)中，通过步骤(2)得到电网电压相角余弦值cosωt和正弦值sinωt，将余弦值cosωt和正弦值sinωt与电流幅值I_m相乘便得到αβ坐标系下的目标电流其中其中cosωt和sinωt分别为电网电压相角的余弦值何正弦值，I_m为第m台变换器的目标电流的幅值，为第m台变换器在αβ坐标系下的目标电流。

通过对N台三相模块化变换器在αβ坐标系下的电流进行控制，分别通过PR控制电流i_α、i_β不停向目标电流逼近，其中第m台的电流信号经过PR环节的输出为i′_αm、i′_βm。而对于N台变换器中的N-1台变换器，通过控制零序电流来抑制变换器之间的环流，其中i_a+i_b+i_c作为零序电流，通过PI环节使N-1台变换器的零序电流为零，其中第m台的零序电流经过PI环节的输出调制信号为i′_0m。

步骤(5)中，在任一桥臂，桥臂电流的方向控制被投入子模块电容是充电状态还是放电状态；检测每个桥臂子模块电容电压的值，然后根据桥臂电流方向决定投入哪个子模块。

步骤(5)中，当电流方向为对投入子模块充电时，检测桥臂中各子模块的电容电压，选择相应电压从低到高的设定个数的子模块投入到系统中，就会使这些模块的电容充电；当电流方向为对投入子模块放电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压从高到低的设定个数的子模块投入到系统中，就会使这些模块的电容放电。

某一相上下桥臂各有n个子模块，假设由上文中的控制策略计算出，上桥臂需要投入i个子模块，下桥臂需要投入n-i个子模块，此时上桥臂电流大于0，则电流对投入子模块进行充电，所以选择电容电压最低的i个子模块投入；下桥臂电流小于0，则电流对投入子模块进行放电，所以选择电容电压最高的n-i个子模块投入。

在步骤(6)中，将步骤(4)中的调制信号经过反变换变成三维坐标系下abc三相的调制信号，将abc三相调制信号分别输入相应的SPWM模块生成触发信号，控制相应子模块的开关状态。其中第m台变换器的abc三相调制信号分别为：

i″_am＝i′_am+i′_0m

其中第m台的电流信号经过PR环节的输出为i′_αm、i′_βm，第m台的零序电流经过PI环节的输出调制信号为i′_0m。由于需要控制N-1台模块化多电平变换器的零序电流，所以令第N台模块化多电平变换器中的i′_0m＝0。

MMC的运行状态有三种，可以输出电容电压或0电压，且电流在任何情况下都能双方向流动。

状态1：当开关管T₁、T₂均关断时，正常情况下这种状态不会出现。在这种状态下，当电流的流动方向如图2a所示时，电流经二极管D₁给电容C₀充电，电容电压上升；当电流方向如图2b所示时，此时电流经D₂同时将电容C₀切除，电容电压不变。

状态2：当开关管T₁开通，T₂关断时，此时子模块输出端电压为电容电压。当电流方向如图2c所示时，电流经二极管D₁给电容C₀充电，电容电压上升；当子模块电流方向如图2d所示时，电容通过开关管T₁对外放电，电容电压下降。所以在这种状态下，通过电流的方向选择不同子模块投入，使电容电压在允许的范围内波动，以达到模块内电容电压稳定的要求.

状态3：当开关管T₁关断、T₂开通时，此时子模块输出端电压为0。当电流方向如图2e所示时，电流流经开关管T₂；当电流方向如图2f所示时，电流流经二极管D₂，而不管电流方向如何，模块内电容总C₀是相当于被“短路”，电容电压不变。

工作状态2和状态3是MMC系统内子模块的正常工作状态，通过控制每相上、下桥臂子模块处于状态2或状态3的数量，就能够控制输出电压，输出电压经过电感滤波之后就能形成三相正弦波。例如n＝4时，每相都有2n＝8个子模块，由于每相每时刻投入的子模块数量始终为n＝4，所以每相上下桥臂处于投入状态的子模块数量有五种组合：4、0；3、1；2、2；1、3；0、4；设模块内电容电压为U_c，则这五种情况下该相输出电压分别为：4U_c、2U_c、0、-2U_c、-4U_c；通过控制这五种组合，就能使输出波形为正弦波。换句话说，MMC变换器就是通过不断移动输出点在每相相电压中所处的不同位置来最终实现逆变的效果。设直流母线电压为U_dc，因此MMC三相变换器每相输出电压都有五种：0、而三相共能输出5*5*5＝125种电压状态。当n＝6时，每相都有2n＝12个子模块，由于每相每时刻投入的子模块数量始终为n＝6，所以每相上下桥臂处于投入状态的子模块数量有七种组合：6、0；5、1；4、2；3、3；2、4；1、5；0、6；设模块内电容电压为U_c，则这七种情况下该相输出电压分别为：6U_c、4U_c、2U_c、0、-2U_c、-4U_c、-6U_c；通过控制这七种组合，就能使输出波形为正弦波。设直流母线电压为U_dc，因此MMC三相变换器每相输出电压都有五种：0、而三相共能输出7*7*7＝343种电压状态。

在某一桥臂，桥臂电流的方向可以控制被投入子模块电容是充电状态还是放电状态。所以，可以检测每个桥臂子模块电容电压的值，然后根据桥臂电流方向决定投入哪个子模块。例如，当电流方向为对投入子模块充电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压较低的一个或几个投入到系统中，就会使这些模块的电容充电；当电流方向为对投入子模块放电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压较高的一个或几个投入到系统中，就会使这些模块的电容放电。在某一桥臂，桥臂电流的方向可以控制被投入子模块电容是充电状态还是放电状态。所以，可以检测每个桥臂子模块电容电压的值，然后根据桥臂电流方向决定投入哪个子模块。例如，当电流方向为对投入子模块充电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压较低的一个或几个投入到系统中，就会使这些模块的电容充电；当电流方向为对投入子模块放电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压较高的一个或几个投入到系统中，就会使这些模块的电容放电。

例如，某一相上下桥臂各有n个子模块，某时刻各子模块电容电压和电流方向如下图所示。假设由上文中的控制策略计算出，上桥臂需要投入1各子模块，下桥臂需要投入n-1个子模块，此时上桥臂电流大于0，则电流对投入子模块进行充电，所以选择电容电压最低的子模块投入；下桥臂电流小于0，则电流对投入子模块进行放电，所以选择电容电压最高的n-1个子模块投入。图3a为某一桥臂的子模块电容电压排序原理图，图3b为某一桥臂的子模块电容电压数值排序原理图。

更为详细的具体实例：

为了验证算法的实用性，首相将系统设置为逆变模式，实例中采用两台模块化多电平变换器并联，每台模块化多电平变换器每相上下桥臂各有4个子模块及n＝4，其中第一台电流幅值I_m设置为100A，第二台电流幅值I_m设置为100A，令i0＝0A，i0为第一台变换器的零序电流，其中i0＝i_a+i_b+i_c，直流侧电压为700V，三相交流电网电压幅值为311V，此时系统工作于逆变模式，由波形图可以看出系统在0.1秒内有微小波动，0.1秒之后系统按照设定的状态工作正常，效果良好。

图4a为逆变模式下未加入环流抑制的αβ坐标系下第一台变换器输出电流波形；图4b为逆变模式下加入环流抑制的αβ坐标系下第一台变换器输出电流波形；图5a为逆变模式下未加入环流抑制的αβ坐标系下第二台变换器输出电流波形；图5b为逆变模式下加入环流抑制的αβ坐标系下第二台变换器输出电流波形；通过这几幅图的对比可以看出加入环流抑制控制算法以后环流明显减小，环流抑制策略效果显著。

图6a为逆变模式下加入环流抑制的三维坐标系下第一台变换器1秒内电压及电流波形；图6b为逆变模式下加入环流抑制的三维坐标系下第一台变换器0.2秒内电压及电流波形；图7a为逆变模式下加入环流抑制的三维坐标系下第二台变换器1秒内电压及电流波形；图7b为逆变模式下加入环流抑制的三维坐标系下第二台变换器0.2秒内电压及电流波形；通过图6a、图7a可以看出1秒内第一台变换器输出电压及电流波形十分稳定，输出电流波形与理想波形一致。从图6b、图7b可以看出经过0.1秒之后电流波形立即调整为理想波形，系统响应速度很快。而且两台模块化多电平变换器没有因为并联而产生较大的环流。

图8a为逆变模式下加入环流抑制的三维坐标系下1秒内电网侧电压及侧电流波形；图8b为逆变模式下加入环流抑制的三维坐标系下0.2秒内电网侧电压及电流波形；从图8b中可以看出，电网侧电流波形为标准的幅值为200A的三相正弦波形。

图9a为逆变模式下直流侧电源输出电流波形；图9b为逆变模式下直流侧电源输出电压波形；由图可知，直流侧输出电流为正，直流母线电压低于直流源电压700V，所以系统工作于逆变模式，而且系统随着时间的推移逐渐稳定。

由以上可知，系统在逆变模式下工作稳定，此算法效果显著。

然后将系统设置为整流模式，实例中采用两台模块化多电平变换器并联，每台模块化多电平变换器每相上下桥臂各有4个子模块及n＝4，其中第一台电流幅值I_m设置为100A，第二台电流幅值I_m设置为100A，令i0＝0A，i0为第一台变换器的零序电流，其中i0＝i_a+i_b+i_c，直流侧电压为600V，三相交流电网电压幅值为311V，此时系统工作于逆变模式，由波形图可以看出系统在0.1秒内有微小波动，0.1秒之后系统按照设定的状态工作正常，效果良好。

图10a为整流模式下加入环流抑制的三维坐标系下第一台变换器0.2s内电压及电流波形；图10b为整流模式下加入环流抑制的三维坐标系下第二台变换器0.2s内电压及电流波形；由图10a与图10b可知，系统在整流模式下工作稳定，能够很好的实现整流效果。

图11a为整流模式下直流侧电源输出电流波形；图11b为整流模式下直流侧电源输出电压波形；由图可知，直流侧输出电流为负，直流母线电压高于直流源电压600V，所以系统工作于逆变模式，而且系统随着时间的推移逐渐稳定。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (2)

1.一种基于三相模块化多电平功率变换系统的控制方法，三相模块化多电平功率变换系统，包括输入电源，输入电源并联有N台三相模块化变换器，所述三相模块变换器彼此并联，每台三相模块化变换器包括三相桥臂，每相桥臂包括上桥臂及下桥臂，且上桥臂及下桥臂结构对称，均包括n个串联的子模块和靠近中性点的电感，每个子模块内包括两个串联的开关管和一个与该两个串联的开关管相并联的电容，每相桥臂的中性点经LC滤波器连接后并网，每个子模块的开关管的开关状态均由相应的触发信号控制；

其特征是：包括以下步骤：

(1)对N台三相模块化变换器的输出电流进行坐标变换，将其从三维坐标系变换到αβ坐标系下；

(2)将三相模块化变换器的αβ坐标系下的电流值进行调节，得到调制波，通过控制其中N-1台变换器的零序电流来抑制变换器之间的环流；

(3)应用半桥臂子模块电容电压均衡原理，在任一桥臂，根据桥臂电流的方向控制被投入子模块的电容是充电状态还是放电状态；同时检测每个桥臂子模块电容电压的值，然后根据桥臂电流方向决定投入子模块；

所述步骤(1)中，在坐标变换之前，对电网电压进行锁相，得到三相电网相角；通过相角来实现电流与电网电压同相，使得系统时刻获得最大的功率因数；

所述步骤(2)中，通过对N台三相模块化变换器在αβ坐标系下的电流进行控制，分别通过PR环节控制电流i_α、i_β，使i_α、i_β成为目标电流，而对于N台变换器中的N-1台变换器，通过控制零序电流来抑制变换器之间的环流，其中i_a+i_b+i_c作为零序电流，通过PI环节使N-1台变换器的零序电流为零；

所述步骤(3)中，当电流方向为对投入子模块充电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压从低到高的设定个数的子模块投入到系统中，就会使这些模块的电容充电；当电流方向为对投入子模块放电时，检测桥臂中各模块的电容电压，选择相应电压从高到低的设定个数的子模块投入到系统中，使这些模块的电容放电。

2.如权利要求1所述的控制方法，其特征是：所述步骤(2)中，将N台三相模块化变换器的αβ坐标系下的电流值通过PR调节器调节得到调制波，通过控制N台模块化多电平变换器中的任意N-1台变换器的零序电流来抑制变换器之间的环流。