CN113193807B - 十五相三电平h桥推进变频器控制方法 - Google Patents

十五相三电平h桥推进变频器控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种十五相三电平H桥推进变频器控制方法，所述十五相三电平H桥推进变频器由三个相同通道组成，每个通道包括五个H桥逆变单元，每个H桥逆变单元采用二极管钳位式三电平H桥主电路；所述控制方法包括无中性线控制方法、高频振动抑制方法、直流输入电流谐波抑制方法及电机串轴控制方法。中点电位控制方法采用基于零序电压注入的中点电位调节，实施简单，不影响原有控制方法；中点电位控制策略基于单个三电平H桥拓扑进行中点电位调节，不同相H桥拓扑主电路及控制策略相对独立，易推广到多相H桥拓扑，通用性强；中点电压比例‑积分闭环调节器，可实现三电平H桥拓扑中点电位平滑控制。

Description

十五相三电平H桥推进变频器控制方法
技术领域
本发明属于十五相三电平H桥推进变频器技术领域，具体涉及 一种十五相三电平H桥推进变频器控制方法。
背景技术
船舶综合电力系统(Integrated PowerSystem，IPS)将传统船舶 机械推进系统和电力系统合二为一，实现了全船能源统一供应、分配、 使用和管理，代表着船舶动力系统未来的发展方向。推进电机系统是 综合电力系统船舶的核心主推设备，推进功率大，同时，为达到机动 性、声隐身性和高可靠性等战术指标，需要其推进电机系统具有大容 量、低振动噪声和高冗余性等特点，此外，由于船舶内部空间有限， 还要求推进电机系统兼具高转矩密度的特点。推进电机作为船舶机动 性的保证，对其高可靠性的要求不言而喻，采用多套多相绕组方案可 以减小每相功率器件的容量，增加安全裕度，提高系统的冗余性。此 外，相数越多，转矩脉动频率越高，幅值越小，电机振动噪声降低。 因而多相多通道大容量推进电机由于其冗余性、高功率密度、低转矩 脉动等一系列优点，非常适合用于船舶电力推进。
相对于传统的机械推进，电力推进推进具有效率高、有效载荷大、 灵活性好、维护性好、燃油经济好等优点。中压多相电机系统可满足 大功率电力推进系统容量大、可靠性好、转矩密度高等要求，而中压 多相开绕组电机系统配套的多相NPC三电平H桥拓扑变频器因主电 路拓扑简单、有倍频效果，具有良好的容错能力及对器件耐压要求低 等特点，成为船舶大容量推进电机系统首选方案，在中高压中大功率 场合中得到了广泛应用。但直流电容电压不均衡问题是NPC型H桥 三电平拓扑中的固有缺陷，中点电压偏移会影响输出电压的对称性， 并增加电压谐波含量，电压偏移严重时会使三电平电路失去其可增加 输出电平数、输出电压质量高等原有优势，甚至导致功率器件过压损 毁。虽可通过硬件上设置中性线，降低控制的难度，但对前端供电电 源提出了新的要求，且易导致系统结构及保护复杂化。
对于高频振动噪声抑制，目前主要有以下四种方法：(1)提高功 率器件PWM开关频率或采用倍频主电路，使输出开关频率达到 10kHz考核频率以上，对于大功率变频器提高开关频率一般不可行， 而采用倍频主电路将导致装置体积增加；(2)加装输出滤波器，通过调整滤波器参数使其截止频率低于输出开关频率，此方法将导致输出 滤波器体积大幅增加，对于开关频率为500Hz～1kHz的中高压大功率 变流装置一般不可行；(3)采用随机PWM调制方法，其可将输出开 关频率处谐波频谱打散，然而实测结果表明其只是将振动能量频谱分 散，没能实现总振级降低；(4)采用载波移相方法，调节两台两电平 逆变器三角载波相位，使得两套同槽电机绕组中对应高频电流产生的 磁动势相互抵消，实现电机高频振动噪声抑制，该方法简单实用，在 不增加任何硬件投入情况下，有效降低了电机高频振动，然而其没考 虑低开关频率中高压大功率多相电机系统采用载波移相将导致输出 电流不对称问题，包括没考虑大容量多相电机系统可能非同槽，需综 合研究通道内、通道间组合载波移相方式。
中压多相电机系统可满足大功率电力推进系统容量大、可靠性 好、转矩密度高等要求，而中压多相开绕组电机系统配套的多相NPC 三电平H桥拓扑变频器因主电路拓扑简单、有倍频效果，具有良好 的容错能力及对器件耐压要求低等特点，成为船舶大容量推进电机系 统首选方案，在中高压中大功率场合中得到了广泛应用。但随着推进 容量的增加，变频器直流输入谐波问题愈发突出，从抑制供电系统电 流谐波出发。
双电机串轴电力推进系统能够利用两台电机联合出力的优势，产 生分布式的转矩，驱动较重的负载，同时电机数量的增加也提高了驱 动系统的可靠性。双电机串轴电力推进系统，电机相数和电机数量上 的冗余，大大提高了整个推进系统的可靠性。然而，需考虑串轴两电 机间负荷和转速均衡控制问题。
发明内容
本发明的目的是针对上述技术的不足，提供一种简化供电系统配 置、降低总体保护难度的十五相三电平H桥推进变频器控制方法。
为实现上述目的，本发明所设计的十五相三电平H桥推进变频 器控制方法，所述十五相三电平H桥推进变频器由三个相同通道组 成，每个通道包括五个H桥逆变单元，每个H桥逆变单元采用二极 管钳位式三电平H桥主电路；其特征在于：所述控制方法包括无中性线控制方法，所述无中性线控制方法为通过注入零序电压mZ调节 中点电压，零序电压mZ与电容压差调节量Δu'的关系式为：
Figure BDA0002982944920000031
其中，s为拉氏变换的微分算子，C为电容容值，sign(·)为符号函 数，udc为直流支撑电容电压，ma*为调制参考电压，ia为负载电流；
且注入零序电压mZ后，零序电压mZ与调质参考电压之和不大于 直流支撑电容电压绝对值，即
Figure BDA0002982944920000032
不增加开关次数，零 序电压mZ绝对值不大于调制参考电压绝对值，即
Figure BDA0002982944920000033
进一步地，所述无中性线控制方法中，注入零序电压mZ后一个 载波周期内中线电流平均值为：
Figure BDA0002982944920000034
结合中线电流平均值的表达式、中线电流与电容电压差的关系， 得注入的零序电压mZ与电容压差调节量Δu'的关系为：
Figure BDA0002982944920000035
进一步地，所述无中性线控制方法具体过程为：
转速调节器采用转速闭环比例-积分调节器控制：参考转速与反 馈转速形成转速误差，经过转速PI调节器形成转矩指令，转矩指令 经过电机参数获取转矩电流参考指令；
电流调节器包括励磁电流调节器、转矩电流调节器和零序电流调 节器；励磁电流调节器形成励磁电压、转矩电压和零序电压参考，经 过park反变换后，形成每相H桥拓扑调制参考电压；
中点电位调节器将每个H桥拓扑反馈的负载电流信号、调制参 考电压、变频器上下直流支撑电容电压经PI调节器、函数变换、输 出限幅，生成中点电位调节所需的零序电压。
进一步地，所述控制方法包括高频振动抑制方法，根据电机反馈 转速nfb、通道内载波移相角、通道间载波移相角，结合调制波基波 相位补偿公式，实现低开关频率下通道内载波移相方式下输出电流对 称均衡；
调制波基波相位补偿公式如下：
f＝P*nfb/60
θa1＝θ
θb1＝θ+2πfΔt
θc1＝θ+2πf(2Δt)
θd1＝θ+2πf(3Δt)
θe1＝θ+2πf(4Δt)
θa2＝θ+2πf(Δt1)
θb2＝θ+2πf(Δt+Δt1)
θc2＝θ+2πf(2Δt+Δt1)
θd2＝θ+2πf(3Δt+Δt1)
θe2＝θ+2πf(4Δt+Δt1)
θe3＝θ+2πf(2Δt1)
θb3＝θ+2πf(Δt+2Δt1)
θe3＝θ+2πf(2Δt+2Δt1)
θd3＝θ+2πf(3Δt+2Δt1)
θe3＝θ+2πf(4Δt+2Δt1)
其中，Δt＝θinn/ωc，Δt1＝θout/ωc，θinn为通道内载波移相角，θout为 通道间载波移相角，ωc输出电流角频率，θ为转子角度、θa1、θb1、θc1、 θd1分别为a1、b1、c1、d1相电流相位角、θa2、θb2、θc2、θd2分别为 a2、b2、c2、d2相电流相位角、θa3、θb3、θc3、θd3分别为a3、b3、c3、 d3相电流相位角。
进一步地，所述控制方法包括直流输入电流谐波抑制方法，结合 电机通道间及通道内相位，设置推进变频器通道内及通道间载波相位 分别为2π/5、π/3时，实现十五相推进变频器直流电流谐波最优抑制， 其表达式如下：
Figure BDA0002982944920000051
其中：M为调制比，ωo为输出角频率，ωc为载波角频率，m、n均 为整数，m＝1，2，3，…；n＝-∞～+∞，I0为输出电流峰值，J为贝塞 尔函数，δ代表与贝塞尔函数、功率因素角相关的计算式，
Figure BDA0002982944920000052
功率因 素角。
进一步地，所述直流输入电流谐波抑制方法具体过程为：
通过单相H桥直流输入电流解析表达式，进而建立十五相推进 变频器输入电流表达式；结合电机通道间及通道内相位以实现输入电 流谐波相位对消；
其中：单相H桥直流输入电流解析表达式为：
Figure BDA0002982944920000053
其中：M为调制比，ωo为输出角频率，ωc为载波角频率，m、n均为 整数，m＝1，2，3，…；n＝-∞～+∞，I0为输出电流峰值，J为贝塞 尔函数，
Figure BDA0002982944920000054
功率因素角，
Figure BDA0002982944920000055
初始相位，δ代表与贝塞尔函数、功率因 素角相关的计算式，
Figure BDA0002982944920000056
功率因素角。
进一步地，所述控制方法包括电机串轴控制方法，所述电机串轴 控制方法将上位机给定的转速指令，通过电机反馈的转矩和变频器直 流支撑电容电压进行修正，从而获取电机闭环控制所需的转速环转速 参考，结合电机空载转速随直流电压上扬特性，电机带载转速随输出 转矩下垂特性，进而实现串轴电机无互联线负荷均衡控制。
进一步地，所述电机串轴控制方法修正公式如下：
nref＝nref_in-kT*T+ku*(udc-uN)/uN
其中：nref_in为上位机给定转速，T为电机输出转矩；kT为转矩下 垂系数；udc为变频器实际直流母线电压，uN为变频器直流电压额定 值，ku为电压上扬系数；nref为控制器根据串轴控制策略计算的串轴 执行的转速参考指令。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
1)该中点电位控制方法采用基于零序电压注入的中点电位调节， 实施简单，不影响原有控制方法；中点电位控制策略基于单个三电平 H桥拓扑进行中点电位调节，不同相H桥拓扑主电路及控制策略相 对独立，易推广到多相H桥拓扑，通用性强；中点电压比例-积分闭 环调节器，可实现三电平H桥拓扑中点电位平滑控制。
2)高频振动抑制方法解决了中高压大容量多相电机高频振动抑 制包括采用载波移相高频振动抑制带来的输出电流不均衡问题，为中 高压大容量多相电机系统高频振动抑制工程应用给出解决思路。
3)直流输入电流谐波抑制方法，仅调整不同逆变单元H桥载波 相位，不影响原有控制放；电流谐波抑制策略基于单个H桥拓扑进 行，由于多相H桥拓扑主电路及控制策略相对独立，可容易推广到 多相(相数不小于2)或多通道(通道数不小于2)电力电子变流器 应用场合，从而在不增加设备情况下，有能力改善变流器的电磁兼容 性能，通用性强；由于无需增加硬件，仅通过软件调制三角载波实现， 避免了常规电磁兼容抑制带来的硬件成本及尺寸增加问题；通过调制 不同相不同通道载波，可实现输入电流谐波相位抵消，从而实现输入 电流谐波最优抑制。
4)电机串轴控制方法基于原有的转速、电流双闭环控制策略基 础上，各自根据负载或直流电压独立调整转速参考指令，实现串轴功 率均衡控制，实施简单，不影响原有控制方法；只是基于原有转速- 电流双闭环基础上，结合负载或直流电压调整转速参考，串轴的各套 推进系统可以独立进行，可容易串轴多套推进系统，扩展性好；由于 串轴双电机系统采用无互联线控制，借助电机机械特性实现功率均衡 及负载转移控制，控制上没有耦合，单套推进系统故障，剩余推进系 统可保持故障冗余运行能力。
附图说明
图1本发明中点电位控制的多相H桥无中性线控制框图；
图2为图1中中点点位调节器示意图；
图3是单相三电平H桥拓扑图；
图4是三电平同相载波层叠调制图(单个载波周期)；
图5是零序电压注入效果图；
图6是零序电压注入幅值限制；
图7是基于注入零序电压方式调节中点电位的控制框图；
图8是载波移相振动抑制相位补偿矢量控制框图；
图9是感应电机定转子耦合电路示意图；
图10是推进变频器单个通道内5相或3个通道A相载波移相前 后的三角波及调制波示意图；
图11是载波移相前后变频器三个通道A相电流测试结果(高频 滤波处理)；
图12是推进变频器载波移相(通道间、通道内组合载波移相) 闭环补偿前后测试结果；
图13是直流输入电流谐波抑制闭环矢量控制框图；
图14是单相H桥SPWM三电平逆变单元电路；
图15是电机串轴运行控制框图(单套推进)；
图16是转速下垂方式下推进电机机械特性；
图17转速下垂方式下推进电机机械特性(给定转速差异较大)。
具体实施方式
下面结合附图和具体实例对本发明作进一步的详细说明。
十五相三电平H桥推进变频器由三个相同通道组成，每个通道 包括五个H桥逆变单元，每个H桥逆变单元采用二极管钳位式三电 平H桥主电路。
一：如图1、2所示无中性线控制制框图包括转速调节器、电流 调节器和中点电位调节器。转速调节器采用转速闭环比例-积分调节 器控制：参考转速与反馈转速形成转速误差，经过转速PI调节器形 成转矩指令，转矩指令经过电机参数获取转矩电流参考指令；电流调 节器包括励磁电流调节器、转矩电流调节器和零序电流调节器；励磁 电流调节器形成励磁电压、转矩电压和零序电压参考，经过park反 变换后，形成每相H桥拓扑调制参考电压；中点电位调节器将每个H 桥拓扑反馈的负载电流信号、调制参考电压、变频器上下直流支撑电 容电压经PI调节器、函数变换、输出限幅，生成中点电位调节所需 的零序电压。
中点电位调节原理如下：
为简化分析，以单相三电平H桥拓扑为例进行说明，具体如下：
单相三电平H桥拓扑如图3所示。其中udc为电源电压；upo和 uon分别为直流侧上端电容C1和下端电容C2的电压；io为瞬时中线电 流。该电路包含两个二极管钳位型(NPC)三电平桥臂，每个桥臂都 能输出upo，0，-uon三种电平，可将其分别定义为(1，0，-1)3种开 关状态。因此单相三电平H桥拓扑可输出9种电压状态，如表1所 示。
表1单相三电平H桥拓扑开关状态
Figure BDA0002982944920000081
Figure BDA0002982944920000091
由表1可知，这9种开关状态中有4个开关状态会产生中线电流， 从而影响三电平H桥拓扑中点电位平衡。中点电位平衡可定义为： upo＝uon＝0.5udc，因此可用两电容电压差Δu来表征直流电压不均衡程 度：
Δu＝uon-upo (1)
其中，
Figure BDA0002982944920000092
当C1＝C2＝C时有：
Figure BDA0002982944920000093
三电平H桥拓扑采用同相载波层叠调制策略，单个桥臂调制算 法为：
Figure BDA0002982944920000094
式中ma*为调制波，Cup和Cdown分别为同相层叠上下三角载波。
图4给出了单个载波周期内，两桥臂Sa1、Sa2的开关状态。三电 平H桥左右桥臂的调制波
Figure BDA0002982944920000095
反相，即
Figure BDA0002982944920000096
图中分别用实 线与虚线表示。
根据调制电压
Figure BDA0002982944920000097
幅值的不同，其开关序列可分为图4中(a)、(b)、 (c)、(d)四种情况。由图4可知，瞬时中线电流iO可表示为：
iO＝(|Sa1|-|Sa2|)ia (4)
即当输出电压ua1-a2为正、负两个中间电平时会产生中线电流。
一个载波周期io的平均值也可通过计算获得，以图4(a)为例，开 关状态(10)与(0-1)会产生中线电流，因此io的平均值为：
iO＝T10ia-T0-1ia (5)
其中，T10、T0-1分别为开关状态(10)与(0-1)作用时间的标幺值。
由于T10＝T0-1，在理想情况下，一个开关周期内io的平均值为零， 所以虽然中性点有开关频率纹波，但不会造成中点电位的偏移。然而 在实际系统中，受死区、电路不对称、载波周期内负载电流变化等因 素的影响，仍然会导致中点电位的偏移。
为抵消上述非理想因素造成的中点电位的偏移，则需要主动调节 中线电流以保证直流电压均衡。通过在两桥臂调制电压加入幅值相等 的零序电压，可调节载波周期内中线电流对应的开关状态导通时间， 从而实现中性线电流调控，同时又不影响单相三电平H桥拓扑的输 出。
图5为注入零序电压分量后两桥臂Sa1、Sa2的开关状态，结合相 关文献，可归纳得到注入零序电压mZ后一个载波周期内中线电流平 均值为：
Figure BDA0002982944920000101
式中sign(·)为符号函数。
结合中线电流的表达式，中性线电流与电容电压差的关系，可得 注入的零序电压mZ与其电容压差调节量Δu'的关系为：
Figure BDA0002982944920000102
且注入零序电压mZ后，零序电压mZ与调质参考电压之和不大于 直流支撑电容电压绝对值，即
Figure BDA0002982944920000103
不增加开关次数，零 序电压mZ绝对值不大于调制参考电压绝对值，即
Figure BDA0002982944920000104
得到不同工况下，对注入零序电压幅值限制如图6所示。因此， 考虑调制环节限幅后，从所注入的零序电压指令
Figure BDA0002982944920000105
到两电容压差Δu 的控制框图如图7示。其中Δur(s)为其它因素造成电容电压不均衡的 总影响，视为中点电位控制系统的扰动。
基于零序电压注入的中点电压控制策略成功应用于三电平多相 开绕组变频电机系统，该控制策略实施简单、通用性强，中点电位均 压效果好，易拓展到多相H桥拓扑，可满足大容量多相三电平H桥 电力电子中点均衡控制要求。
二：高频振动抑制方法
电机机械模型及径向磁场力决定了电机振动和噪声特性，而电磁 振动是由于电机气隙磁场产生径向电磁力作用于定子铁心而产生。考 虑变频供电时，由于PWM调制引入谐波电流，电机定转子绕组磁动 势可以表示为(8)和(9)：
fmms(t,as)＝f1s(t,as)+fks(t,as) (8)
fmmr(t,as)＝f1r(t,as)+fkr(t,as) (9)
式(8)、(9)中as为空间位置角，式中第一项表示由基波电流产 生基波磁动势，第二项表示由于PWM调制引入谐波电流产生谐波磁 动势。
忽略磁槽效应，假定气隙均匀，定子绕组为理想绕组，气隙中主 要径向磁场力可表示为：
Figure BDA0002982944920000111
式(10)中Bg为气隙径向磁密，μ0为真空中磁导率，Λ为单位 面积磁导，式(10)第一～第三相表示由定子基波电流、转子基波电 流与其形成的气隙磁场产生径向基波电磁力；第四～第七项表示由 PWM调制引入的定子基波电流与转子谐波电流或转子基波电流与定子谐波电流相互作用与其形成的气隙磁场产生径向谐波电磁力。注： 式(10)忽略了振动阶数较高、幅值较小的定转子高频谐波平方次分 量。
图9给出了感应电机定转子耦合电路示意图，由图可知，不考虑 转差s变化情况，定转子电流存在一个常系数关系，因而通过分析推 进电机定子电流基波及谐波形成的气隙磁动势，可直接反映与电机振 动相关的电磁力情况。
采用PWM调制技术后，十五相三电平H桥推进变频器输出电压 中含有调制频率的谐波电压。推进变频器产生的高频谐波电压注入电 机定子绕组后，必然产生同频率的谐波电流。给出了三电平H桥拓 扑下定子绕组中a1相电流如下式所示，其它相电流可通过基波移相 获得。
Figure BDA0002982944920000121
式中：I1为基波电流幅值，与2Udma成正比，Ikn为k边频带的第n 次谐波电流幅值，与
Figure BDA0002982944920000122
成正比。
考虑高频振动抑制，对十五相电机单个通道内五相三角载波进行 移相，使不同相形成的合成谐波磁动势抵消或部分抵消，则可降低由 PWM调制引入的高频振动噪声。当通道内三角载波依次移相θinn弧 度，则等效电流移动时间为Δt＝θinn/ωc。同理，当推进电机三个通道 间载波相移θout弧度时，对应通道间电流移动时间Δt1＝θout/ωc。可计算 推进电机通道一内部五相电流产生基波磁动势表达式如式(12)所示， 式中Fφ1为相基波磁动势幅值，其与2Udma成正比；θ为空间角位置。由 表达式可知，当Δt≠0时，五相电流形成的基波磁动势存在差异。
Figure BDA0002982944920000123
当不考虑三角载波移相时，十五相推进电机三个通道形成的基波 合成磁动势相同，当考虑载波移相时，则推进电机三个通道形成的磁 动势存在一定的差异。给出了推进电机三个通道十五相电流产生同次 空间谐波合成磁动势表达式如下
Figure BDA0002982944920000124
从表达式(13)可知，通过调整通道内或通道间载波相角(对应 时间Δt1、Δt)，可使表达式 1+4cos[(kωc(2Δt1+2Δt)+nωs(2Δt1+2Δt)+n·4π/5+4π/5)]变小，从而实现谐波磁 动势降低，从而降低电机高频电磁振动。
图10给出了推进变频器单个通道内5相或3个通道A相载波移 相前后的三角波及调制波示意图，从图中可知，载波移相是将推进变 频器对应逆变相的三角载波移动一定角度，但从图10可知(图10中 图a为第1通道A1～E1相三角载波(载波移相前)，图b为第1通道A1～E1相三角载波(通道内载波移相)、图c为第1～3通道A相三角 载波(载波移相前)、图d为第1～3通道A相三角载波(通道间载波 移相)，若考虑变频器实际控制存在零阶保持器、三角波峰谷采样， 则载波移相后单个通道内部5相(A1相～E1相)或3个通道A相(A1 相～A3相)获取的调制波值将不再相同，从而载波移相方式将对多相 多通道推进电机通道内或通道间基波相位带来影响，随着开关频率的 降低，载波移相对基波相位影响越大，进而将影响推进电机不同相电 流的对称性。
图10推进变频器单个通道内5相或3个通道A相载波移相前后 的三角波及调制波示意图给出了开环控制方式下，通道间载波移相输 出电流试验结果，载波移相后，电机通道间输出电流存在较大程度的 不对称，见图11，图11中，图a为载波移相前、b为通道间载波移 相后。
大容量推进变频器开关频率一般不大于1kHz，经零阶保持器后 的调制波精度本身不高，此时，采用载波移相后的三角波采样调制波 (三角载波峰谷采样)，则进一步增加了实际控制用调制波与期望控 制调制波间误差，从而导致推进电机不同相电流的不对称。对于十五 相推进电机通道间载波移相，其可通过电流闭环控制调节均衡，但通 道内载波移相将导致通道内5相电流基波相位存在差异，不便于通过 一个电流闭环构架调节均衡，通道内载波移相不均衡对于开关频率较 低的大容量推进变频器更明显。
根据电机反馈转速、通道内载波移相角、通道内载波移相角，调 制波基波相位补偿公式(如图8所示)，可实现低开关频率下通道内 载波移相方式下输出电流对称均衡。图12给出了载波移相下推进变 频器补偿前后输出电流结果，图12中，图a为补偿前第1通道5相 电流、图b为补偿后第1通道5相电流、图c为补偿前3个通道A 相电流、图d为补偿后3个通道A相电流。
调制波基波相位补偿公式如下：
f＝P*nfb/60
θa1＝θ
θb1＝θ+2πfΔt
θc1＝θ+2πf(2Δt)
θd1＝θ+2πf(3Δt)
θe1＝θ+2πf(4Δt)
θa2＝θ+2πf(Δt1)
θb2＝θ+2πf(Δt+Δt1)
θc2＝θ+2πf(2Δt+Δt1)
θd2＝θ+2πf(3Δt+Δt1)
θee2＝θ+2πf(4Δt+Δt1)
θe3＝θ+2πf(2Δt1)
θb3＝θ+2πf(Δt+2Δt1)
θe3＝θ+2πf(2Δt+2Δt1)
θd3＝θ+2πf(3Δt+2Δt1)
θe3＝θ+2πf(4Δt+2Δt1)
其中，Δt＝θinn/ωc，Δt1＝θout/ωc，θinn为通道内载波移相角，θout为 通道间载波移相角，ωc输出电流角频率，θ为转子角度、θa1、θb1、θc1、 θd1分别为a1、b1、c1、d1相电流相位角、θa2、θb2、θc2、θd2分别为 a2、b2、c2、d2相电流相位角、θa3、θb3、θc3、θd3分别为a3、b3、c3、 d3相电流相位角。
采用了调制波基波相位补偿方法，可兼顾实现推进电机高频振动 抑制和负载电流均衡控制。但由于推进变频器采用三角波峰谷采样， 导致其实际补偿时间与理论计算值存在差异，需根据实际调整，补偿 后的参数适用不同负载和转速。
三：直流输入电流谐波抑制方法
如图13、14所示开关函数
Figure BDA0002982944920000151
上式中，M为调制比，ωo为输出角频率，ωc为载波角频率，m、 n均为整数。
由于变频器的负载主要为电机，负载本身通常具有较大的电感足 以有效抑制高频谐波，因此实际输出电流可近似为
Figure BDA0002982944920000152
因此，图14中的H桥逆变单元输入电流可以表示为
ida(t)＝sa(t)×io(t) (16)
将式(14)的开关函数代入式(16)，可得单相H桥SPWM三电 平逆变器的输入电流表达式：
Figure BDA0002982944920000153
M为调制比，ωo为输出角频率，ωc为载波角频率，m、n均为整 数，m＝1，2，3，…；n＝-∞～+∞，I0为输出电流峰值，J为贝塞尔 函数，
Figure BDA0002982944920000154
功率因素角，
Figure BDA0002982944920000155
初始相位，δ代表与贝塞尔函数、功率因素 角相关的计算式，
Figure BDA0002982944920000156
功率因素角。
基于单相H桥电流表达式基础上，考虑推进变频器三个单通道 调制波相位，可以推导出推进变频器十五相直流电流表达式：
Figure BDA0002982944920000157
M为调制比，ωo为输出角频率，ωc为载波角频率，m、n均为整 数，m＝1，2，3，…；n＝-∞～+∞，I0为输出电流峰值，J为贝塞尔函 数，δ代表与贝塞尔函数、功率因素角相关的计算式，
Figure BDA0002982944920000158
功率因素角。
结合电机通道间及通道内相位，设置推进变频器通道内及通道间 载波相位分别为2π/5、π/3时，可实现十五相推进变频器直流电流谐 波最优抑制，其表达式如下：
Figure BDA0002982944920000161
通过调整不同相功率器件动作时序，配合优化控制策略，改善了 直流输入电流谐波，进而为设备电磁兼容性能优化提供了支撑。基于 调整载波相位实现输入电流谐波抑制成功应用于多相开绕组变频电 机系统中的首例，该控制策略实施简单、通用性强，无需增加硬件， 易拓展到多相H桥拓扑，可满足大容量多相三电平H桥电力电子输 入电流谐波最优抑制要求。
四：电机串轴控制方法
基于考虑电机串轴运行矢量控制框图是基于原有电机转速和电 流闭环基础上，增加了考虑转矩下垂和电压上扬的串轴控制，如图 15所述。“转速下垂+电压上扬”串轴控制策略是将上位机给定的转速 指令，通过电机反馈的转矩和变频器直流支撑电容电压进行修正，从 而获取电机闭环控制所需的转速环转速参考，进而实现串轴负载均衡 控制。本发明的“转速下垂+电压上扬”串轴控制策略具体原理如下：
(a)转速下垂
每套推进随着负载的增加，转速给定下垂越大，转速给定公式为：
nref＝nref_in-kT*T (20)
式中nref_in、nref分别为上位机转速输入指令、控制器转速实际指 令，T转矩，kT为转矩下垂系数。
当串轴的两套推进电机转速相同输出功率不相同时，则转速下垂 控制下的推进电机特性可用图16中斜线所示，其在推进电机转速为 n时，其各自承担的电磁转矩为T1、T2，从图16可知，T1、T2存在 一定的差异。
(1)当T2继续增加时(T1<T2)，根据转速下垂公式，可知给定 转速nref则将减少，闭环控制方式下，则电机实际转速ng将减少，假 定实际转速减少到ng1，则根据图16可知，T1转矩将增加至T1’，进 而T1、T2转矩差别将逐渐减少，进而实现串轴负载无互联线均衡均 衡；
(2)当T1继续减少时(T1<T2)，根据转速下垂公式，可知其给 定转速nref则将增加，闭环控制方式下，则电机实际转速ng1将增加， 假定实际转速增加到ng，则T1转矩将减少，但根据下垂斜率，T2转 矩减少速率快于T1，进而T1、T2转矩差别将逐渐减少，进而实现串 轴负载无互联线均衡均衡。
通过推导可知，两台电机各自承担的转矩为：
T1＝k2Tg/(k1+k2) (21)
T2＝k1Tg/(k1+k2) (22)
式中Tg为串轴电机合成机械特性，k1、k2分别为串轴两电机各自 的下垂斜率。
由于两台电机转速相同，承担的负载(功率)之比为：
P1/P2＝T1/T2＝k2/k1 (23)
根据上述分析可知，通过调整串轴两电机下垂曲线斜率，则可实 现功率或扭矩按指令分配。
转速下垂策略下推进负载自动调节均衡的范围有限，若两套变频 器给定转速差异较大，如图17中下垂曲线k1和k2所示，即空载转 速点(n0、n01)存在较大的差异，相同转速下，两电机转矩T1、T2没有交点，则无法实现负载自动调节均衡，故要求两套推进变频器控制器接收到的转速指令具有较高的同步性。
(b)电压上扬
串轴系统空载或轻载运行时，负载T约等于0，根据转速下垂公 式可知，串轴系统基本不具备下垂特性，进而串轴两电机功率也将无 法自动调节均衡。若此时串轴两电机出现轻微的转矩不均，则易出现 一套推进转矩为正值，一套推进转矩为负值，从而将导致串轴的两套 推进电机处于对拖模式，即一套推进输出功率，而串轴的另一套推进 处于制动回馈，其直接导致串轴系统对拖，串轴轴系扭矩大幅增加， 甚至超过轴系承受的力矩限制而损坏。与此同时，处于制动回馈的推 进系统，直流母线电压可能快速上升导致过压保护，严重时制动电阻 将可能因电压持续上升长时间制动过热损毁。
nref＝nref_in-kT*T≈nref_in (24)
考虑到串轴轻载或空载下，两电机可能对拖，一套推进可能处于 制动模式(转矩T1为负，转速n为正)。根据图16所示机械特性可 知，可将处于制动模式的串轴电机机械特性上移，如将曲线k1上移 至k2。相同转速n下，处于制动模式的电机承担的负载转矩将由负值T1上升至正值T2，从而退出制动模式(转矩T2，转速n均为正)。
为此，发明了一种根据直流母线电压上扬修正的转速下垂方案， 如下式所示。轻载下，可根据直流电压实现串轴两电机功率均衡自动 调节，重载下可根据转速下垂实现串轴两电机功率均衡自动调节。
nref＝nref_in-kT*T+ku*(udc-uN)/uN (25)
式中nref_in为上位机给定转速，T为电机输出转矩；kT为转矩下 垂系数；udc为变频器实际直流母线电压，uN为变频器直流电压额定 值，ku为电压上扬系数；nref为控制器根据串轴控制策略计算的串轴 执行的转速参考指令。
基于无互联线的转速下垂+电压上扬策略成功应用于多相开绕组 变频电机系统中的首例，该控制策略实施简单、扩展性强，冗余性好， 易拓展到多套电机串轴应用场合，可满足多套电机系统串轴转速和功 率均衡控制要求。

Claims (8)

1.一种十五相三电平H桥推进变频器控制方法，三电平H桥拓扑由直流电源udc供电，由两个二极管钳位三电平桥臂构成，每个桥臂由4个IGBT和2个二极管构成，二极管串联中点与电容C1和C2串联中点相连，电容C1的电压为upo、电容C2的电压uon；所述十五相三电平H桥推进变频器由三个相同通道组成，每个通道包括五个H桥逆变单元，每个H桥逆变单元采用二极管钳位式三电平H桥主电路；其特征在于：所述控制方法包括无中性线控制方法，所述无中性线控制方法为通过注入零序电压mZ调节中点电压，零序电压mZ与电容C1与电容C2的压差调节量Δu'的关系式为：
Figure FDA0003620857220000011
其中，s为拉氏变换的微分算子，电容C1的电容容值＝电容C2的电容容值＝直流电容容值C，sign(·)为符号函数，udc为电容C1的电压upo与电容C2的电压uon之和，ma*为调制参考电压，ia为负载电流；
且注入零序电压mZ后，零序电压mZ与调质参考电压之和不大于直流支撑电容电压绝对值，即-udc≤ma *+mZ≤udc；不增加开关次数，零序电压mZ绝对值不大于调制参考电压绝对值，即
Figure FDA0003620857220000012
2.根据权利要求1所述十五相三电平H桥推进变频器控制方法，其特征在于：所述无中性线控制方法中，注入零序电压mZ后一个载波周期内中线电流平均值为：
Figure FDA0003620857220000013
结合中线电流平均值的表达式、中线电流与电容电压差的关系，得注入的零序电压mZ与电容压差调节量Δu'的关系为：
Figure FDA0003620857220000014
3.根据权利要求1所述十五相三电平H桥推进变频器控制方法，其特征在于：所述无中性线控制方法具体过程为：
转速调节器采用转速闭环比例-积分调节器控制：参考转速与反馈转速形成转速误差，经过转速PI调节器形成转矩电流参考指令；
电流调节器包括励磁电流调节器、转矩电流调节器和零序电流调节器；励磁电流调节器形成励磁电压、转矩电压和零序电压参考，经过park反变换后，形成每相H桥拓扑调制参考电压；
中点电位调节器将每个H桥拓扑反馈的负载电流信号、调制参考电压、变频器上下直流支撑电容电压经PI调节器、函数变换、输出限幅，生成中点电位调节所需的零序电压。
4.根据权利要求1所述十五相三电平H桥推进变频器控制方法，其特征在于：所述控制方法包括高频振动抑制方法，根据电机反馈转速nfb、通道内载波移相角、通道间载波移相角，结合调制波基波相位补偿公式，实现低开关频率下通道内载波移相方式下输出电流对称均衡；
调制波基波相位补偿公式如下：
f＝P*nfb/60
θa1＝θ
θb1＝θ+2πfΔt
θc1＝θ+2πf(2Δt)
θd1＝θ+2πf(3Δt)
θe1＝θ+2πf(4Δt)
θa2＝θ+2πf(Δt1)
θb2＝θ+2πf(Δt+Δt1)
θc2＝θ+2πf(2Δt+Δt1)
θd2＝θ+2πf(3Δt+Δt1)
θe2＝θ+2πf(4Δt+Δt1)
θa3＝θ+2πf(2Δt1)
θb3＝θ+2πf(Δt+2Δt1)
θc3＝θ+2πf(2Δt+2Δt1)
θd3＝θ+2πf(3Δt+2Δt1)
θe3＝θ+2πf(4Δt+2Δt1)
其中，P为电机极对数，Δt＝θinn/ωc，Δt1＝θout/ωc，θinn为通道内载波移相角，θout为通道间载波移相角，ωc输出电流角频率，θ为转子角度、θa1、θb1、θc1、θd1分别为a1、b1、c1、d1相电流相位角、θa2、θb2、θc2、θd2分别为a2、b2、c2、d2相电流相位角、θa3、θb3、θc3、θd3分别为a3、b3、c3、d3相电流相位角。
5.根据权利要求1所述十五相三电平H桥推进变频器控制方法，其特征在于：所述控制方法包括直流输入电流谐波抑制方法，结合电机通道间及通道内相位，设置推进变频器通道内及通道间载波相位分别为2π/5、π/3时，实现十五相推进变频器直流电流谐波最优抑制，其表达式如下：
Figure FDA0003620857220000031
其中：M为调制比，ωo为输出角频率，ωc为载波角频率，m、n均为整数，m＝1，2，3，…；n＝-∞～+∞，I0为输出电流峰值，J为贝塞尔函数，δ代表与贝塞尔函数、功率因素角相关的计算式，
Figure FDA0003620857220000032
功率因素角。
6.根据权利要求5所述十五相三电平H桥推进变频器控制方法，其特征在于：所述直流输入电流谐波抑制方法具体过程为：
通过单相H桥直流输入电流解析表达式，进而建立十五相推进变频器输入电流表达式；结合电机通道间及通道内相位以实现输入电流谐波相位对消；
其中：单相H桥直流输入电流解析表达式为：
Figure FDA0003620857220000033
其中：M为调制比，ωo为输出角频率，ωc为载波角频率，m、n均为整数，m＝1，2，3，…；n＝-∞～+∞，I0为输出电流峰值，J为贝塞尔函数，
Figure FDA0003620857220000041
功率因素角，
Figure FDA0003620857220000042
初始相位，δ代表与贝塞尔函数、功率因素角相关的计算式，
Figure FDA0003620857220000043
功率因素角。
7.根据权利要求1所述十五相三电平H桥推进变频器控制方法，其特征在于：所述控制方法包括电机串轴控制方法，所述电机串轴控制方法将上位机给定的转速指令，通过电机反馈的转矩和变频器直流支撑电容电压进行修正，从而获取电机闭环控制所需的转速环转速参考，结合电机空载转速随直流电压上扬特性，电机带载转速随输出转矩下垂特性，进而实现串轴电机无互联线负荷均衡控制。
8.根据权利要求7所述十五相三电平H桥推进变频器控制方法，其特征在于：所述电机串轴控制方法修正公式如下：
nref＝nref_in-kT*T+ku*(udc-uN)/uN
其中：nref_in为上位机给定转速，T为电机输出转矩；kT为转矩下垂系数；udc为变频器实际直流母线电压，uN为变频器直流电压额定值，ku为电压上扬系数；nref为控制器根据串轴控制策略计算的串轴执行的转速参考指令。
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