CN105305863A - 一种三电平npc逆变器中点电位平衡控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三电平NPC逆变器中点电位平衡控制方法，所述中点电位平衡控制方法包括以下步骤：对三相正序电压注入零序电压后获取到的三相参考电压进行调制波分解，获取满足中点电位平衡的三相正、负调制波表达式；以功率开关管的开关频率作为指标对取值范围内的零序电压进行优化选取；利用正调制波补偿策略提高抗干扰能力；将补偿后的调制波与载波进行比较，最终得到三电平NPC逆变器所有功率开关管的开关序列。与现有的单调制波零序电压注入载波调制方法相比，本发明拓展了满足中点电位平衡的零序电压的可取值范围，且不存在中点电位不可控区。

Description

一种三电平NPC逆变器中点电位平衡控制方法

技术领域

本发明涉及驱动电机的功率变换器控制领域，尤其涉及一种基于零序电压注入载波调制和双调制波调制原理的三电平NPC逆变器的控制方法，用于解决中点电位不平衡的问题。

背景技术

中高压大功率场合，相比于传统两电平变换器，多电平变换器在相同开关频率下具有更好的输出电压和电流质量，且每个开关管承受的电压和输出电压du/dt显著减小，因而得到了广泛的应用。三电平中点箝位(neutral-point-clamped，NPC)逆变器是一种常用的多电平变换器拓扑结构，且已在风力发电、光伏发电、机车牵引等领域获得应用。

三电平NPC逆变器采用正弦脉宽调制(sinusoidalpulse-widthmodulation，SPWM)策略和传统空间矢量脉宽调制(spacevectorpulse-widthmodulation，SVPWM)策略进行调制时，由于电容充放电不均，存在中点电位不平衡的问题。如不加以控制，输出电压的波形质量会受到较大的影响，严重时可能导致功率器件的损坏。此外，中点电位不平衡也对电容的容量及功率器件的耐压等级提出了更高的要求。目前，为解决此问题，学者们提出了许多优化调制方法，主要有：

(1)单调制波载波调制方法，通过向三相正序参考电压中注入零序电压来使得平均中点电流为零，达到平衡中点电位的目的。现有的通过调整小矢量的冗余开关状态来使中点电位平衡的空间矢量调制方法本质上与其相同。这类方法的一个固有缺点是存在中点电位不可控区，即在调制度较高、负载功率因数较小的情况下，无论注入何种零序电压均不能保证中点电位平衡；

(2)双调制波载波调制方法，通过双调制波原理将原有调制波分解为特定的正、负调制波来使平均中点电流为零，达到平衡中点电位的目的。现有的通过将逆变器的27个矢量合成为虚拟矢量来使中点电位平衡的虚拟空间矢量调制方法本质上与其相同。这类方法在实现中点电位平衡时不存在中点电位不可控区，但是会增加功率开关管的开关频率至未进行分解时的4/3倍。

上述现有技术虽然能实现三电平NPC逆变器的中点电位平衡，但却存在中点电位不可控区或以牺牲功率开关管的开关频率作为代价。

发明内容

本发明提供了一种三电平NPC逆变器中点电位平衡控制方法，本发明可以在不增加功率开关管开关频率的前提下实现中点电位的平衡，而且不存在中点电位不可控区，详见下文描述：

一种三电平NPC逆变器中点电位平衡控制方法，所述中点电位平衡控制方法包括以下步骤：

对三相正序电压注入零序电压后获取到的三相参考电压进行调制波分解，获取满足中点电位平衡的三相正、负调制波表达式；

以功率开关管的开关频率作为指标对取值范围内的零序电压进行优化选取；

利用正调制波补偿策略提高抗干扰能力；将补偿后的调制波与载波进行比较，最终得到三电平NPC逆变器所有功率开关管的开关序列。

所述以功率开关管的开关频率作为指标对取值范围内的零序电压进行优化选取的原则具体为：

选取除v_m以外的零序电压可取值范围边界作为最终所注入的零序电压v₀；

为了保证调制波形的连续性，v₀选则连续曲线；

其中，v_m为能使的零序电压可取值范围的边界；和为三相正序参考电压的中间相y相的正、负调制波。

所述利用正调制波补偿策略提高抗干扰能力具体为：

式中，i∈(a，b，c)，是i相的补偿电压；v_ir为i相的参考电压；i_i为i相的负载电流；为i相的正调制波；ΔU_C＝U_C1-U_C2，U_C1和U_C2为电容电压；为补偿策略所用PI控制器的传递函数，控制器中k_p为比例项系数，k_i为积分项系数，s为拉氏变换所用的复变量。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

(1)本发明对三相正序电压注入零序电压后得到的三相参考电压进行调制波分解，并构造了调制波分解后的中点电位平衡条件，与现有的单调制波零序电压注入载波调制方法相比，本发明拓展了满足中点电位平衡的零序电压的可取值范围，且不存在中点电位不可控区。

(2)本发明以功率器件的开关频率作为指标对分解后零序电压可取值范围内的零序电压进行优化选取，注入优化选取的零序电压并进行调制波分解后，功率器件的开关频率较现有的双调制波载波调制方法减小了25％。

附图说明

图1为三电平NPC逆变器拓扑结构图；

图2为两种不同分解情况下的调制波与开关序列示意图；

图3为本发明中点电位平衡控制方法实现结构框图；

图4为三相正序参考电压及区间划分示意图；

图5a为负载功率因数角为-π/3，m∈(0,1]，θ∈[0,π/3]时的v_0max(m,θ)和v_0min(m,θ)曲面图；

图5b为负载功率因数角为-π/6，m∈(0,1]，θ∈[0,π/3]时的v_0max(m,θ)和v_0min(m,θ)曲面图；

图5c为负载功率因数角为π/6，m∈(0,1]，θ∈[0,π/3]时的v_0max(m,θ)和v_0min(m,θ)曲面图；

图5d为负载功率因数角为π/3，m∈(0,1]，θ∈[0,π/3]时的v_0max(m,θ)和v_0min(m,θ)曲面图；

图6为θ∈[0,π/3]时现有单调制波方法与本方法的开关序列对比示意图；

图7为m＝0.7，时优化选取的v₀(θ)曲线图；

图8为传统单调制波方法、现有的双调制波调制方法与本方法的调制波、电容电压及开关管S_a1的开关序列对比示意图；

图9a为m＝0.3、时本方法与现有单调制波方法的调制波、电容电压及线电压对比示意图；

图9b为m＝0.9、时本方法与现有单调制波方法的调制波、电容电压及线电压对比示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例1

本发明实施例通过对三相正序电压注入零序电压后得到的三相参考电压进行调制波分解得到正、负调制波，并得到分解后的正、负调制波约束条件和中点电位平衡条件。说明如下：

三电平NPC逆变器拓扑结构如图1所示，图中，U_dc为直流侧电压，U_C1、U_C2为电容C1、C2的电压，i_a、i_b、i_c为三相负载电流。三电平NPC逆变器每一相都有3种开关状态，以a相为例，S_a1和S_a2开通、S_a3和S_a4关断时，输出相电压为U_dc/2，设为状态“p”；S_a2和S_a3开通、S_a1和S_a4关断时，输出相电压为0，设为状态“o”；S_a3和S_a4开通、S_a1和S_a2关断时，输出相电压为-U_dc/2，设为状态“n”。

对于三电平NPC逆变器，调制过程中的所有电压量均以逆变器直流侧电压的0.5倍为基准进行标么化处理，正序电压注入零序电压之后的参考电压可表示为

v_ir＝v_i+v₀(1)

式中，v_i为三相正序电压， $\begin{array}{cc}i\∈(a,b,c,v_a=(2m/\sqrt{3})cos\mathrm{\θ},& v_b=(2m/\sqrt{3})cos(\mathrm{\θ}-2\mathrm{\π}/3)\end{array},$ m为调制度，可取值范围为(0,1]；θ＝ωt为相角值，ω为角频率；v₀为注入的零序电压；v_ir为参考电压，其中，v_ar为a相参考电压，v_br为b相参考电压，v_cr为c相参考电压。

注入零序电压不会对负载电流造成影响，可表示为

式中，I_m为负载电流幅值，为负载功率因数角。

设d_ij为一个载波周期内i相处于j状态的占空比，i∈(a，b，c)，j∈(p，o，n)，则在一个载波周期内，占空比满足基本条件

${\{}^{0\≤d_{ij}\≤1}{d}_{ip}+d_{io}+d_{in}=1^{\left(3\right)}$

三电平NPC逆变器的中点电位平衡条件是在任意载波周期内中点电流i_NP的平均值为零，用占空比可以表示为

$\stackrel{\‾}{i_{NP}}=\underset{i=a,b,c}{\Σ}{d}_{io}{i}_i=-\underset{i=a,b,c}{\Σ}(d_{ip}+d_{in})i_i=0---\left(4\right)$

式中，i∈(a，b，c)，为平均中点电流；i_i为i相的负载电流，其中，i_a为a相负载电流，i_b为b相负载电流，i_c为c相负载电流。

根据双调制波原理，本发明实施例将注入零序电压后的参考电压分解为正、负调制波如下：

$v_{ir}=v_{ir}^{+}+v_{ir}^{-}---\left(5\right)$

式中，i∈(a，b，c)；为i相的正调制波，其中，为a相正调制波，为b相正调制波，为c相正调制波；为i相的负调制波，其中，为a相负调制波，为b相负调制波，为c相负调制波。

设S_i为i相的开关函数，i∈(a，b，c)，v_cp和v_cn为大小分别在[0,1]和[-1,0]变化的正、负三角载波，则有

式中， $\begin{array}{cc}{S}_{ip}=\left\{\begin{array}{cc}1,& v_{ir}^{+}\&GreaterEqual;v_{cp}\\ 0,& v_{ir}^{+}<v_{cp}\end{array}\right.,& S_{in}=\left\{\begin{array}{cc}0,& v_{ir}^{-}\&GreaterEqual;v_{cn}\\ -1,& v_{ir}^{-}<v_{cn}\end{array}\right.\end{array}$

图2给出了调制波分解的两种情况，图中载波周期取标么值1。

第i相处于p和n状态的占空比d_ip、d_in与的关系如下：

(1) $v_{ir}^{+}-v_{ir}^{-}\&le;1$ 时，有

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{ip}=v_{ir}^{+}\\ d_{in}=-v_{ir}^{-}\end{array}\right.---\left(7\right)$

(2) $v_{ir}^{+}-v_{ir}^{-}>1$ 时，有

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{ip}=1+v_{ir}^{-}\\ d_{in}=v_{ir}^{+}-1\end{array}\right.---\left(8\right)$

两种情况所最终产生的开关序列相同，因此本发明实施例仅以为例对调制波v_ir进行分解，正、负调制波满足约束条件：

$\left\{\begin{array}{c}0\&le;v_{ir}^{+}\&le;1\\ -1\&le;v_{ir}^{-}\&le;0\\ v_{ir}^{+}-v_{ir}^{-}\&le;1\end{array}\right.---\left(9\right)$

由式(4)和式(7)得到分解后的中点电位平衡条件为：平均中点电流在任意载波周期内满足

$\stackrel{\&OverBar;}{i_{NP}}=-\underset{i=a,b,c}{\&Sigma;}(v_{ir}^{+}-v_{ir}^{-})i_i=0,i\&Element;(a,b,c)---\left(10\right)$

下面结合图3对本发明实施例的中点电位平衡控制方法进行说明：

101：对三相正序电压注入零序电压后得到的三相参考电压进行调制波分解，得到满足中点电位平衡的三相正、负调制波表达式；

如图4所示，将一个调制周期等分为6个π/3区间，依次定义为区间Ⅰ～Ⅵ，在每个π/3区间内，三相正序电压中取值最大、中间和最小的相分别定义为x相、y相和z相，x相和z相的分解方式为：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{xr}^{+}=v_{xr},v_{xr}^{-}=0\\ v_{zr}^{+}=0,v_{zr}^{-}=v_{zr}\end{array}\right.---\left(11\right)$

式中，和为x相的正、负调制波；和为z相的正、负调制波；v_xr为x相的参考电压；v_zr为z相的参考电压。

将式(1)、式(2)和式(11)代入式(10)并消去I_m可得

式中，和为y相的正、负调制波；为含有变量和θ的表达式。

由式(5)知，和满足

$v_{yr}^{+}+v_{yr}^{-}=v_{yr}---\left(13\right)$

式中，v_yr为y相的参考电压。

由式(12)和式(13)可得出满足中点电位平衡条件的y相的正、负调制波表达式为

式中，和为含有变量v₀,m,和θ的表达式。

以θ∈[0,π/3](即区间Ⅰ)为例对第一步进行说明，由图4可知，此时最大、中间和最小相分别为a、b和c相，由式(10)、式(11)和式(14)可得出满足中点电位平衡条件的正、负调制波计算公式：

同理可得出其余5个π/3区间的正、负调制波计算公式如下：

102：根据正、负调制波约束条件，得到本发明实例可注入零序电压的取值范围[v_0min,v_0max]，以θ∈[0,π/3]为例：

将式(15)中的和代入式(9)的正、负调制波约束条件，可得出由a、c相确定的v₀的取值范围为其中

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{0max}^{ac}=min(1-v_a,-v_c)\\ v_{0min}^{ac}=max(-v_a,-1-v_c)\end{array}\right.---\left(16\right)$

式中，为由a、c相所确定的v₀的下限；为由a、c相所确定的v₀的上限。

将式(15)中的和代入式(9)的正负调制波约束条件，可得不等式组如下：

其中，

由式(17)可求得由b相所确定的v₀的取值范围为其中，为由b相所确定的v₀的下限；为由b相所确定的v₀的上限。不同的θ和所对应的的具体值如表1所示：

表1θ∈[0,π/3]时不同对应的和

由式(16)和表1可得到θ∈[0,π/3]时由a、b、c三相所确定的v₀的取值范围为[v_0min,v_0max]，其中

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{0\max }=\min (v_{0\max }^{ac},v_{0\max }^b)\\ v_{0\min }=\max (v_{0\min }^{ac},v_{0\min }^b)\end{array}\right.---\left(18\right)$

式中，v_0min为v₀的取值范围的下限；v_0max为v₀的取值范围的上限。

图5a、图5b、图5c和图5d分别为m∈(0,1]，θ∈[0,π/3]，分别取-π/3、-π/6、π/6和π/3时v_0max和v_0min的曲面图。由于各图中均为定值，图中v_0max和v_0min用v_0max(m,θ)和v_0min(m,θ)表示。

同理可得出其余5个π/3区间内可注入零序电压的取值范围，可以发现θ∈[0,2π]时，v_0max和v_0min满足下式：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{0min}(\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&pi;}/3)=-v_{0max}\left(\mathrm{\&theta;}\right)\\ v_{0max}(\mathrm{\&theta;}+\mathrm{\&pi;}/3)=-v_{0min}\left(\mathrm{\&theta;}\right)\end{array}\right.---\left(19\right)$

由式(19)可确定θ∈(π/3,2π]时可注入零序电压的取值范围，进而得到了整个调制周期内本发明实例可注入零序电压的取值范围[v_0min,v_0max]。

103：以功率器件的开关频率作为指标对102中零序电压可取值范围内的零序电压进行优化选取，优化选取原则为：

(1)选取除v_m以外的零序电压可取值范围边界作为v₀；

(2)为了保证调制波形的连续性，v₀尽量选则连续曲线；

其中，v_m为能使的零序电压可取值范围的边界。

同样以θ∈[0,π/3]为例对步骤103进行说明：

图6为θ∈[0,π/3]时现有单调制波方法与本方法在一个载波周期内输出的开关状态对比，图中载波周期取标么值1。

对于单调制波方法，功率器件在一个载波周期内的开关次数为6次。对于本方法，当v₀在可取值范围内部区域时，d_ap、d_bp、d_bn和d_cn的大小均在区间(0,1)内且d_bp+d_bn<1，此时功率器件在一个载波周期内的开关次数为8次；当v₀在可取值范围边界时，可取的边界有v₁、v₂、v₃、1-v_a、-v_c、-1-v_c和-v_a，表2给出了v₀取这些边界时所对应的占空比范围及功率器件在一个载波周期内的开关次数n。

表2v₀取不同边界时占空比范围及开关次数

θ∈[0,π/3]时，v₃为能使的零序电压可取值范围的边界。结合表2可以看出，对于本方法，选择不同的v₀曲线作为注入的零序电压时，功率器件的开关频率是不同的。当v₀取边界v₃或在可取值范围内部时，开关频率为单调制波方法的4/3倍；v₀取除v₃之外的其他边界时，开关频率与单调制波方法相同。

基于零序电压优化选取原则，得到的θ∈[0,π/3]时不同对应的v₀的具体选取方案如表3所示。

表3θ∈[0,π/3]时不同对应的v₀优化选取方案

同理可对其余5个π/3区间内的零序电压进行优化选取，具体方案如表4所示。

表4θ∈(π/3,2π]时不同对应的v₀优化选取方案

图7中的优化v₀(θ)为m＝0.7，时优化选取的v₀(θ)曲线，图中的阴影部分为该条件下的零序电压取值范围。

104：将103优化选取的零序电压代入101的三相正、负调制波表达式中，得到三相正、负调制波；

为提高本方法的抗干扰能力，对正调制波进行补偿，补偿电压为：

式中，i∈(a，b，c)，是i相的补偿电压；ΔU_C＝U_C1-U_C2，U_C1和U_C2为电容电压；为补偿策略所用PI控制器的传递函数，控制器中k_p为比例项系数，k_i为积分项系数，s为拉氏变换所用的复变量。

105：将负调制波和补偿后的正调制波与载波进行比较，最终得到三电平NPC逆变器所有功率开关管的开关序列。

实施例2

为了验证本方法的有效性，利用Matlab/Simulink工具进行仿真的验证。模型中取U_dc＝100V，电容C₁＝C₂＝1mF，基频f₀＝50Hz，载波频率f_s＝5kHz，负载采用阻感负载仿真中，分别将本文方法与现有的单、双调制波方法进行比较。

图8为m＝0.7，时传统单调制波方法、现有的双调制波方法与本方法的调制波、电容电压及开关管S_a1的开关序列对比波形。仿真中，在t＝0.252s时刻，三电平NPC逆变器所采用的调制方法由传统单调制波方法变为现有的双调制方法；t＝0.312s时刻以后，采用本方法。由图8可知，本方法能有效实现中点电位平衡，功率器件的开关频率与单调制波方法相同，较现有的双调制波方法减小了25％。

图9a和图9b分别为m＝0.3、和m＝0.9、时本方法与现有单调制波方法的调制波、电容电压及线电压对比波形，其中图9a和图9b分别对应现有单调制波方法的中点电位可控区和中点电位不可控区情况。仿真中，在t＝0.205s时刻，三电平NPC逆变器所采用的调制方法由本方法变为现有单调制波方法。在从图中可以看出，在现有单调制波方法的中点电位不可控区内本发明方法也能有效实现中点电位平衡。由此可以看出：本方法可以在不增加功率开关管开关频率的前提下实现三电平NPC逆变器中点电位的平衡，而且不存在中点电位不可控区。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种三电平NPC逆变器中点电位平衡控制方法，其特征在于，所述中点电位平衡控制方法包括以下步骤：

对三相正序电压注入零序电压后获取到的三相参考电压进行调制波分解，获取满足中点电位平衡的三相正、负调制波表达式；

以功率开关管的开关频率作为指标对取值范围内的零序电压进行优化选取；

利用正调制波补偿策略提高抗干扰能力；将补偿后的调制波与载波进行比较，最终得到三电平NPC逆变器所有功率开关管的开关序列。

2.根据权利要求1所述的一种三电平NPC逆变器中点电位平衡控制方法，其特征在于，所述以功率开关管的开关频率作为指标对取值范围内的零序电压进行优化选取的原则具体为：

选取除v_m以外的零序电压可取值范围边界作为最终所注入的零序电压v₀；

为了保证调制波形的连续性，v₀选连续曲线；

其中，v_m为能使的零序电压可取值范围的边界；和为三相正序参考电压的中间相的正、负调制波。

3.根据权利要求1所述的一种三电平NPC逆变器中点电位平衡控制方法，其特征在于，所述利用正调制波补偿策略提高抗干扰能力具体为：

式中，i∈(a，b，c)，是i相的补偿电压；v_ir为i相的参考电压；i_i为i相的负载电流；为i相的正调制波；ΔU_C＝U_C1-U_C2，U_C1和U_C2为电容电压；为补偿策略所用PI控制器的传递函数，控制器中k_p为比例项系数，k_i为积分项系数，s为拉氏变换所用的复变量。