KR102498483B1 - 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 pwm 제어 방법 및 장치 - Google Patents

3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 pwm 제어 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 3-레벨 컨버터에서 직류측 전류가 매 스위칭 주기마다 평균적으로 일정하도록 제어시 NP 전류의 변동을 제거함으로써 3-레벨 컨버터를 운전하는 동안 직류측 커패시터의 전압변동을 완전히 제거하는 PWM 제어 방법을 제공하고, DC 커패시터 전압이 밸런싱 된 상태에서는 NP 전류를 영(0)으로 제어하고, 밸런싱이 필요한 경우에는 NP 전류를 양(+) 또는 음(-)으로 제어할 수 있는 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 방법 및 장치에 관한 것이다. 이를 위한 PWM 제어장치는, 3-레벨 컨버터가 발생하기를 원하는 교류측 단자전압의 명령(command)에 해당하는 3상 기준파 신호를 입력받고, 입력받은 3상 기준파 신호로부터 각 상의 변조함수(da, db, dc)를 발생시키는 변조함수 발생기; 각 상의 상기 변조함수(da, db, dc)와 제어변수 ds 및 교류측 3상 전류 정보(ia, ib, ic)로부터 각 상의 NP-스위치의 듀티비(da0, db0, dc0) 신호를 발생시키는 NP-스위치 듀티비 발생기; 각 상의 변조함수(da, db, dc)와 상기 NP-스위치 듀티 발생기에서 발생한 각 상의 NP-스위치의 듀티비(da0, db0, dc0) 신호를 이용해서 일의적으로 정해지는 각 상의 P-스위치와 N-스위치 듀티비(dap, dan, dbp, dan, dcp, dcn)를 결정하는 P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기; 및 각 상의 P-스위치, NP-스위치, N-스위치의 듀티비로부터 각 상의 IGBT를 턴온/턴오프 하기 위한 게이팅 신호를 발생하는 게이팅 신호 발생기;를 포함하여 구성되는 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 장치.를 포함할 수 있다.

Description

3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 방법 및 장치{Pulse-Width Modulation control method and device in three-level converter for constant DC-side neutral point current that is adjustable if required}
본 발명은 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점(Neutral Point : NP) 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어방법 및 장치에 관한 것으로서, 더욱 자세하게는 3-레벨 컨버터에서 직류측 전류가 매 스위칭 주기마다 평균적으로 일정하도록 제어시 NP 전류의 변동을 제거함으로써 3-레벨 컨버터를 운전하는 동안 직류측 커패시터의 전압변동을 완전히 제거하는 PWM 제어 방법을 제공하고, DC 커패시터 전압이 밸런싱 된 상태에서는 NP 전류를 영(0)으로 제어하고, 밸런싱이 필요한 경우에는 NP 전류를 양(+) 또는 음(-)으로 제어할 수 있는 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 방법 및 장치에 관한 것이다.
일반적으로 3-레벨 컨버터는 전력반도체 소자의 스위칭 기술을 이용하여 교류를 직류로 또는 직류를 교류로 변환하는 장치로서, PWM 동작시 교류측 출력전압을 (+), 0, (-)의 3가지로 제어한다.
도 1은 3상 3-레벨 컨버터를 사용하여 DC 전력을 AC 전력으로 또는 AC 전력을 DC 전력으로 변환하는 전력변환 시스템의 개념도이다.
도 1에서 3상 3-레벨 컨버터는 점선으로 둘러싸인 부분이며 개념적으로 3-접점 스위치(SPTT; single-pole triple-through switch)가 각 상(phase) 마다 하나씩 3 개로 이루어져 동작하는 것처럼 볼 수 있다.
3-레벨 컨버터에서 직류측은 2개의 직렬 연결된 직류전원이 만드는 3 개의 직류전압 레벨(여기서는 Vp, Vnp, Vn)로 구성되며, 교류측은 3상 부하나 3상 전원을 포함하는 3상 교류 시스템이다.
도 1은 3-레벨 컨버터의 직류측에 2개의 직류 전원이 존재하고 이 직류전원이 만드는 전압(여기서는 Vp, Vnp, Vn)을 사용하여 적절한 스위칭 동작에 의하여 3상 교류전압(Va, Vb, Vc)을 발생하여 부하에 공급하는 모습을 나타낸다. 이때, 대칭 3상의 교류전압을 얻기 위하여 3-레벨 컨버터에서 두 직류전원은 통상 Vdc1=Vdc2=Vdc/2가 되도록 한다.
도 1에 개념적으로 보인 3-레벨 컨버터의 실제 회로의 토폴로지는 많은 종류가 연구되어 있는데, NPC(Neutral-Point Clamped) 토폴로지, TNPC(T-type Neutral-Point Clamped) 토폴로지, MNPC(Mixed Voltage Neutral-Point Clamped) 토폴로지, ANPC(Advanced Neutral-Point Clamped) 토폴로지 등이 있다.
다양한 토폴로지들은 비록 사용된 전력 반도체의 개수나 회로구성 등은 다르더라도 기능적으로는 도 1과 동일한 기능을 한다.
도 2는 3-레벨 컨버터의 가장 대표적인 NPC 3-레벨 컨버터의 토폴로지를 나타낸다.
도 3은 3-레벨 컨버터의 구성을 나타낸 도면이고, 도 4는 2-레벨 컨버터의 구성을 나타낸 도면이다. 도 3에 도시된 3-레벨 컨버터는 도 4에 도시된 2-레벨 컨버터와 비교할 때 여러 가지 장점을 갖는다.
먼저, 스위칭 주파수가 동일한 경우 3-레벨 컨버터의 교류측 출력파형은 2-레벨 컨버터의 출력 파형보다 낮은 전 고조파 왜율(THD:Total Harmonic Distortion)을 갖는다. 또한, 3-레벨 컨버터에 사용되는 전력반도체 스위치의 전압 스트레스는 2-레벨 컨버터의 1/2이 되며 동일한 정격의 전력반도체 소자가 사용된다면 3-레벨 컨버터의 전력용량이 2-레벨 컨버터의 전력용량의 2배가 된다. 이러한 3-레벨 컨버터의 장점으로 말미암아 3-레벨 컨버터는 2-레벨 컨버터보다 고전압 대용량의 전력변환 기능을 수행하는데 적합하다.
다만 3-레벨 컨버터는 2-레벨 컨버터와 비교할 때 2-레벨 컨버터 보다 사용되는 전력반도체 스위치의 개수가 2배이고, 제어가 복잡하다는 단점이 있다.
또한 3-레벨 컨버터는 2-레벨 컨버터와 비교할 때 상기 언급한 표면적인 단점 이외에도 다음과 같은 중요한 단점을 갖는 것으로 알려져 있다. 즉, 교류측 전류가 3상 평형일 때 2-레벨 컨버터의 경우 직류측에 흐르는 전류(ip, in)가 일정한 반면, 3-레벨 컨버터의 경우는 직류측에 흐르는 전류(ip, inp, in)에 교류측 전류 기본파의 3배 주파수 되는 주파수 성분의 전류 고조파가 포함된다는 점이다.
직류측 전류에 대한 2-레벨 컨버터와 3-레벨 컨버터의 차이점은 동일한 입출력 조건에서 시뮬레이션 한 도 5와 도 6의 시뮬레이션 파형에 잘 나타난다.
도 5는 2-레벨 컨버터의 교류측 전압(
Figure 112022102432943-pat00001
)과 직류측 전류 파형(
Figure 112022102432943-pat00002
)의 일례를 나타낸 도면이다. 도 5에서
Figure 112022102432943-pat00003
나
Figure 112022102432943-pat00004
의 파형에는 스위칭 동작으로 인한 스위칭 리플이 포함되어 있는데, 스위칭 주기마다 이동평균(moving average)을 취하면 스위칭에 의한 효과를 제거하고
Figure 112022102432943-pat00005
나
Figure 112022102432943-pat00006
의 전체 주기에 걸친 변화를 볼 수 있다. 여기서 매 스위칭 주기 Ts동안 x의 평균, 즉 이동평균을
Figure 112022102432943-pat00007
라고 하면 다음 수학식 1과 같이 산출할 수 있다.
Figure 112022102432943-pat00008
도 5에서,
Figure 112022102432943-pat00009
와
Figure 112022102432943-pat00010
는 각각
Figure 112022102432943-pat00011
나
Figure 112022102432943-pat00012
의 매 스위칭 주기당 이동평균을 나타낸다. 도 5에 나타낸 바와 같이 2-레벨 컨버터의 직류측 전류의 이동평균은 일정(Constant)하며 그 결과 DC 전압원 Vdc로부터 공급되는 전력은 항상 일정하게 된다.
한편, 도 6은 3-레벨 컨버터의 교류측 전압(
Figure 112022102432943-pat00013
)과 직류측 전류 파형(ip, inp, in)의 일례를 나타낸 도면이다. 도 6에 나타낸 바와 같이 3-레벨 컨버터의 직류측 전류의 이동평균은 일정하지 않고 교류측 전류 기본파의 3배 주파수 되는 저주파수 성분의 전류 고조파가 포함된다는 것을 알 수 있다.
여기서
Figure 112022102432943-pat00014
나
Figure 112022102432943-pat00015
는 리플성분의 고조파를 포함하는 DC 전류이지만
Figure 112022102432943-pat00016
는 AC 전류임에 유의하도록 한다. 직류측 전류 가운데
Figure 112022102432943-pat00017
전류를 NP 전류(Neutral Point current)라고 하는데, AC 성분의 NP 전류가 존재함으로써
Figure 112022102432943-pat00018
나
Figure 112022102432943-pat00019
에 전류 리플이 포함되게 되는 것이다. NP 전류의 크기는 부하측 전류의 위상각, 컨버터의 제어위상각, 컨버터의 진폭 변조지수 등에 따라 다르게 정해진다.
NP 전류에 대한 취급이 특히 중요하게 다뤄지는 경우는 도 7과 같이 단일 직류전원에 대하여 두 개의 커패시터로 분할하여 3-레벨 컨버터의 직류단을 구성하는 경우이다.
도 7은 단일 직류전압 전원을 갖는 3-레벨 컨버터의 구성을 나타낸 도면이다.
도 7에서 DC측에 직렬 연결된 두 커패시터가 만드는 직류전압(
Figure 112022102432943-pat00020
)에 대하여
Figure 112022102432943-pat00021
가 만족되어야 하고 이와 같은 상태를 DC측 전압 밸런싱(voltage balancing)이 이루어진 상태라고 한다. 3-레벨 컨버터에서 DC 전압 밸런싱은 크게 다음 두 가지 이유에서 특히 중요하다.
(1) NPC 토폴로지 3-레벨 컨버터의 장점 가운데 하나가 각 IGBT 소자에 인가되는 전압이 DC-링크 전압의 1/2의 전압 스트레스를 가지므로 2-레벨 컨버터보다 전압 정격을 낮출 수 있다는 점이다. 그러나 NPC 3-레벨 컨버터의 회로구성에서 DC 전압 언밸런싱이 발생하게 되면 일부 IGBT나 다이오드와 같은 전력반도체 소자에 인가되는 전압 스트레스가 설계값 이상으로 과도하게 증가하게 된다.
(2) 지금까지 모든 3-레벨 컨버터의 PWM 제어방안은 DC측 직류전압의 밸런싱을 가정한 상태에서 개발되어 왔다. 즉, 모든 3-레벨 컨버터의 PWM 제어방안은 DC측 두 직류전압의 크기가 같은 경우에만 정상적으로 동작한다. 그러므로 만일 DC측 직류 전압의 크기가 서로 다른 전압 불균형 상태(전압 언밸런싱 상태)라면 교류측 출력전압 파형의 왜곡이 발생하고 그로 인해 출력전압 기본파의 크기 감소, 출력전류의 왜곡, 시스템 정적 및 동적 성능저하 등의 문제가 발생한다.
도 7에서 DC측 커패시터 전압 밸런싱은 NP 전류의 크기와 방향으로 조절가능하다. 즉,
Figure 112022102432943-pat00022
전류가 양(+)
Figure 112022102432943-pat00023
일 때 커패시터 C1은 충전, C2는 방전되는 상태가 되므로
Figure 112022102432943-pat00024
전압은 상승,
Figure 112022102432943-pat00025
전압은 감소하게 된다. 반대의 경우
Figure 112022102432943-pat00026
전류가 음(-)
Figure 112022102432943-pat00027
이면 C1은 방전, C2는 충전되는 상태가 되며
Figure 112022102432943-pat00028
전압은 감소,
Figure 112022102432943-pat00029
전압은 상승하게 된다. 그러므로 3상 3-레벨 컨버터를 PWM 제어할 때 DC 커패시터 전압 밸런싱과 관련하여 다음과 같은 해결해야 할 세 가지 문제점이 있다.
첫째, NP 전류의 변동은 DC 커패시터 전압의 변동을 가져오므로 DC 커패시터 전압의 변동 리플(ripple)을 최대한 감소시키기 위하여 가능한 일정한 크기의 직류 NP 전류가 흘러야 한다는 점이다.
둘째, 커패시터 전압 밸런싱이 이미 이루어진 상태라면 반드시 NP 전류를 평균 영(0)으로 유지하여 전압 밸런싱이 깨지지 않도록 하여야 한다는 점이다. 이 경우에도 NP 전류는 AC 리플을 포함하지 않도록 제어되어야 한다.
셋째, 만일 어떠한 이유로 말미암아 커패시터 전압 밸런싱이 깨진 상태라면 NP 전류의 크기와 방향을 조절함으로써 DC측 커패시터의 전압 밸런싱이 이루어지도록 제어할 수 있어야 한다는 점이다. 여기서도 NP 전류는 DC 전류이며 리플을 포함하지 않도록 제어되어야 한다.
도 6에서 3상 3-레벨 컨버터의 NP 전류는 3고조파의 저주파 리플을 가지므로 DC 커패시터 전압도 3고조파의 리플을 나타낸다. 통상 이러한 커패시터 전압의 변동을 줄이기 위하여 최대 NP 전류의 변동 조건을 고려한 큰 용량의 DC 커패시터를 사용하게 된다. 또한, 지금까지 NP 전류 제어에 관한 모든 연구는 전 주기(full cycle)에 걸쳐 NP 전류의 평균값을 제어하는 것에만 관련되어 있었다. 여기서 전 주기란 3-레벨 컨버터가 만드는 교류측 출력전압의 한 주기를 말하며 통상 수 십 Hz (예를 들면 60 Hz)의 주파수를 갖는다. 다시 말하면, 전 주기에 걸쳐서 NP 전류의 값을 영(0)으로 만들거나 또는 DC 커패시터 전압 밸런싱을 위하여 전 주기에 걸쳐서 NP 전류의 평균이 양(+) 또는 음(-)의 값으로 만드는 것에만 관련되어 있었다.
한편 본 출원인의 등록특허 10-1836872호(3-레벨 컨버터의 직류측 전류를 일정하게 만드는 PWM 제어방법 및 장치)에서는 3-레벨 컨버터에서 매 스위칭 주기마다 직류측 전류가 평균적으로 일정하도록 제어하는 3-레벨 PWM(PWM; pulse-width modulation) 방법을 제안하였는데 해당 발명에서는 NP 전류를 영(0)으로 만들어서 3-레벨 컨버터를 운전하는 동안 직류측 커패시터의 전압변동을 완전히 제거한다. 해당 발명은 상기 언급한 DC 커패시터 전압 밸런싱과 관련한 세 가지 이슈 가운데 첫 번째와 두 번째 제시한 문제점을 완전히 해결한 방안이다. 그러나 해당 발명은 커패시터 전압 밸런싱이 이루어진 상태에만 적용할 수 있어서, 커패시터 전압 밸런싱이 깨진 상태에서 NP 전류의 크기와 방향을 조절함으로써 DC측 커패시터의 전압 밸런싱이 이루어지도록 제어할 수 없는 문제점이 있었다.
대한민국 등록특허공보 제10-1434849호(2014. 08. 21 등록)
전술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은, NP 전류의 변동을 제거함으로써 3-레벨 컨버터를 운전하는 동안 직류측 커패시터의 전압변동을 완전히 제거하는 PWM 제어 기법으로 DC 커패시터 전압이 밸런싱 된 상태에서는 NP 전류를 영(0)으로 제어하고, 밸런싱이 필요한 경우에는 NP 전류를 양(+) 또는 음(-)으로 제어함으로써 3-레벨 컨버터에서 직류측 전류가 매 스위칭 주기마다 평균적으로 일정하도록 제어함으로써 특히 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 방법 및 장치를 제공함에 있다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명은 3-레벨 컨버터가 발생하기를 원하는 교류측 단자전압의 명령(command)에 해당하는 3상 기준파 신호를 입력받고, 입력받은 3상 기준파 신호로부터 각 상의 변조함수(da, db, dc)를 발생시키는 변조함수 발생기; 상기 변조함수 발생기로부터의 각 상의 상기 변조함수(da, db, dc)와 제어변수 ds로부터 각 상의 NP-스위치의 듀티비(da0, db0, dc0) 신호를 발생시키는 NP-스위치 듀티비 발생기; 상기 변조함수 발생기로부터의 각 상의 변조함수(da, db, dc)와 상기 NP-스위치 듀티 발생기에서 발생한 각 상의 NP-스위치의 듀티비(da0, db0, dc0) 신호를 이용해서 일의적으로 정해지는 각 상의 P-스위치와 N-스위치 듀티비(dap, dan, dbp, dan, dcp, dcn)를 결정하는 P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기; 및 각 상의 P-스위치, NP-스위치, N-스위치의 듀티비로부터 각 상의 IGBT를 턴온/턴오프 하기 위한 게이팅 신호를 발생하는 게이팅 신호 발생기;를 포함하여 구성되는 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 장치를 제공한다.
여기서 변조함수 발생기는, 상기 입력받은 3상 기준파 신호와, 교류측 출력전압의 선형 영역(linear region)을 증대시키기 위하여 3상 전압 기준파에 더해지는 제로 시퀀스(Zero Sequence) 신호(Vzs)를 입력받아, 상기 3상 기준파 신호로부터 각 상의 변조함수(da, db, dc)를 발생시키는 것을 특징으로 한다.
그리고 NP-스위치 듀티비 발생기는 각 상의 상기 변조함수(da, db, dc)와 제어변수 ds에 교류측 3상 전류 정보(ia, ib, ic)를 더 이용하여 상기 각 상의 NP-스위치의 듀티비(da0, db0, dc0) 신호를 발생시키는 것을 특징으로 한다.
한편 게이팅 신호 발생기는, 각상의 상기 P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기로부터의 P-스위치와 N-스위치의 듀티비에 대한 정보를 이용하여 실제 NPC 토폴로지의 3-레벨 컨버터를 구성하는 각 IGBT 전력반도체 스위치의 게이팅 신호를 발생하는 것을 특징으로 한다.
또한 상기한 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 변조함수 발생기가 3-레벨 컨버터가 발생하기를 원하는 교류측 단자전압의 명령(command)에 해당하는 3상 기준파 신호를 입력받고, 입력받은 3상 기준파 신호로부터 각 상의 변조함수(da, db, dc)를 발생시키는 단계; 상기 변조함수 발생기로부터의 각 상의 상기 변조함수(da, db, dc)와 제어변수 ds로부터 NP-스위치 듀티비 발생기가 각 상의 NP-스위치의 듀티비(da0, db0, dc0) 신호를 발생시키는 단계; 상기 변조함수 발생기로부터의 각 상의 변조함수(da, db, dc)와 상기 NP-스위치 듀티 발생기에서 발생한 각 상의 NP-스위치의 듀티비(da0, db0, dc0) 신호를 수신한 P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기에서 일의적으로 정해지는 각 상의 P-스위치와 N-스위치 듀티비(dap, dan, dbp, dan, dcp, dcn)를 결정하는 단계; 및 게이팅 신호 발생기에서 각 상의 P-스위치, NP-스위치, N-스위치의 듀티비로부터 각 상의 IGBT를 턴온/턴오프 하기 위한 게이팅 신호를 발생하는 단계;를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변하는 PWM 제어 방법을 제공한다.
여기서 변조함수 발생기가 각 상의 변조함수(da, db, dc)를 발생시키는 단계는, 상기 입력받은 3상 기준파 신호와, 교류측 출력전압의 선형 영역(linear region)을 증대시키기 위하여 3상 전압 기준파에 더해지는 제로 시퀀스(Zero Sequence) 신호(Vzs)를 입력받아, 상기 3상 기준파 신호로부터 각 상의 변조함수(da, db, dc)를 발생시키는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 NP-스위치 듀티비 발생기에서 각 상의 상기 변조함수(da, db, dc)와 제어변수 ds로부터 각 상의 NP-스위치의 듀티비(da0, db0, dc0) 신호를 발생시키는 단계에서 교류측 3상 전류 정보(ia, ib, ic)를 더 이용하는 것을 특징으로 한다.
그리고 게이팅 신호를 발생시키는 단계는, 각상의 상기 P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기로부터의 P-스위치와 N-스위치의 듀티비에 대한 정보를 이용하여 실제 NPC 토폴로지의 3-레벨 컨버터를 구성하는 각 IGBT 전력반도체 스위치의 게이팅 신호를 발생하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면 다음과 같은 효과가 있다.
첫째, 스위칭 리플만을 포함하는 일정한 직류측 전류가 흐름으로써 작은 DC-링크 커패시터를 사용할 수 있다.
둘째, DC 커패시터의 밸런싱을 효과적으로 유지할 수 있으므로 컨버터의 동작의 안전성이 향상된다.
셋째, DC-링크 커패시터의 전압 변동이 최소화됨으로써 안정적으로 3-레벨 컨버터의 교류측 출력전압을 합성할 수 있다.
넷째, 교류측 전압, 직류측 전류파형의 파형의 THD가 감소한다.
다섯째, 3-레벨 컨버터 교류측 출력 전압성분의 고조파 성분이 감소함으로써 출력필터의 크기를 줄일 수 있다.
여섯째, 3-레벨 컨버터의 선형성이 증가함으로써 제어성능이 향상된다.
일곱째, 3-레벨 컨버터의 신뢰성이 향상된다.
여덟째, 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
도 1은 3상 3-레벨 컨버터를 사용하여 DC 전력을 AC 전력으로 또는 AC 전력을 DC 전력으로 변환하는 전력변환 시스템의 개념도이다.
도 2는 3-레벨 컨버터의 가장 대표적인 NPC 3-레벨 컨버터의 토폴로지를 나타낸다.
도 3은 3-레벨 컨버터의 구성을 개념적으로 나타낸 도면이다.
도 4는 2-레벨 컨버터의 구성을 개념적으로 나타낸 도면이다.
도 5는 2-레벨 컨버터의 교류측 전압(
Figure 112022102432943-pat00030
)과 직류측 전류 파형(
Figure 112022102432943-pat00031
)의 일례를 나타낸 도면이다.
도 6은 3-레벨 컨버터의 교류측 전압(
Figure 112022102432943-pat00032
)과 직류측 전류 파형(ip, inp, in)의 일례를 나타낸 도면이다.
도 7은 단일 직류전압 전원을 갖는 3-레벨 컨버터의 구성을 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 3-레벨 컨버터의 동작을 모델링하기 위한 회로도이다.
도 9a 및 도 9b는 본 발명의 실시 예에 따른 3-접점 스위치와 그 등가모델을 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 함수의 예시와 관련된 듀티비를 나타낸 도면이다.
도 11은 3-레벨 컨버터의 변조함수 da, db, dc 가 주어진 경우 각상의 NP-스위치 듀티비를 정하는 과정을 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명에 따른 3-레벨 컨버터의 PWM 제어 방법의 신호의 흐름을 나타낸 블록 구성도이다.
도 13은 NPC 3-레벨 컨버터의 한 상(a-상)의 회로구성과 등가 모델을 나타낸도면이다.
도 14는 3상 게이팅 신호를 발생하는 게이팅 신호 발생기의 블록다이아그램이다.
도 15 내지 도 17은 본 발명에 따른 3-레벨 컨버터의 PWM 제어 방법의 유효성을 확인하기 위하여 연계 리액터를 통하여 계통연계된 3-레벨 컨버터 시스템의 동작에 대하여 시뮬레이션을 실시한 결과를 나타낸 도면이다,
이하, 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다.
본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 동일 또는 유사한 구성요소에 대해서는 동일한 참조 부호를 붙이도록 한다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
어느 부분이 다른 부분의 "위에" 있다고 언급하는 경우, 이는 바로 다른 부분의 위에 있을 수 있거나 그 사이에 다른 부분이 수반될 수 있다. 대조적으로 어느 부분이 다른 부분의 "바로 위에" 있다고 언급하는 경우, 그 사이에 다른 부분이 수반되지 않는다.
제1, 제2 및 제3 등의 용어들은 다양한 부분, 성분, 영역, 층 및/또는 섹션들을 설명하기 위해 사용되나 이들에 한정되지 않는다. 이들 용어들은 어느 부분, 성분, 영역, 층 또는 섹션을 다른 부분, 성분, 영역, 층 또는 섹션과 구별하기 위해서만 사용된다. 따라서, 이하에서 서술하는 제1 부분, 성분, 영역, 층 또는 섹션은 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 범위 내에서 제2 부분, 성분, 영역, 층 또는 섹션으로 언급될 수 있다.
여기서 사용되는 전문 용어는 단지 특정 실시예를 언급하기 위한 것이며, 본 발명을 한정하는 것을 의도하지 않는다. 여기서 사용되는 단수 형태들은 문구들이 이와 명백히 반대의 의미를 나타내지 않는 한 복수 형태들도 포함한다. 명세서에서 사용되는 "포함하는"의 의미는 특정 특성, 영역, 정수, 단계, 동작, 요소 및/또는 성분을 구체화하며, 다른 특성, 영역, 정수, 단계, 동작, 요소 및/또는 성분의 존재나 부가를 제외시키는 것은 아니다.
"아래", "위" 등의 상대적인 공간을 나타내는 용어는 도면에서 도시된 한 부분의 다른 부분에 대한 관계를 보다 쉽게 설명하기 위해 사용될 수 있다. 이러한 용어들은 도면에서 의도한 의미와 함께 사용중인 장치의 다른 의미나 동작을 포함하도록 의도된다. 예를 들면, 도면중의 장치를 뒤집으면, 다른 부분들의 "아래"에 있는 것으로 설명된 어느 부분들은 다른 부분들의 "위"에 있는 것으로 설명된다. 따라서 "아래"라는 예시적인 용어는 위와 아래 방향을 전부 포함한다. 장치는 90˚ 회전 또는 다른 각도로 회전할 수 있고, 상대적인 공간을 나타내는 용어도 이에 따라서 해석된다.
다르게 정의하지는 않았지만, 여기에 사용되는 기술용어 및 과학용어를 포함하는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 일반적으로 이해하는 의미와 동일한 의미를 가진다. 보통 사용되는 사전에 정의된 용어들은 관련기술문헌과 현재 개시된 내용에 부합하는 의미를 가지는 것으로 추가 해석되고, 정의되지 않는 한 이상적이거나 매우 공식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다.
본 발명에서 제안하는 새로운 3-레벨 PWM 제어방안을 설명하기 위하여 먼저 3-레벨 컨버터의 동작에 따른 입출력 전압/전류의 관계식을 유도하고, NP 전류를 제어하기 위한 관계식을 설명한다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 3-레벨 컨버터의 동작을 모델링하기 위한 회로도이다.
도 8에서, Sij ∈ {0,1} (i=a,b,c j=p,0,n)는 3-레벨 컨버터를 이루는 스위치의 접점의 상태를 나타내는 스위칭 함수이며, 0과 1의 2진 값을 갖는다. 즉, Sij=1은 스위치의 온(ON) 상태를 나타내고, Sij=0은 스위치의 오프(OFF) 상태를 나타낸다. 예를 들면, Sap, Sa0, San은 a-상 스위치의 접점 상태를 나타내는 스위칭 함수인데, Sap=1이면 A 노드가 P 노드에 접속된 상태를 나타내고, Sap=0이면 A 노드와 P 노드의 접속이 끊어진 상태를 나타낸다.
도 9a 및 도 9b는 본 발명의 실시 예에 따른 3-접점 스위치와 그 등가모델을 나타낸 도면이다. 도 9a에 도시된 3-레벨 컨버터를 구성하는 3-접점 스위치는 도 9b에 도시된 바와 같이 3 개의 1-접점 스위치로 모델링 할 수 있다. 도 9b에서, 3 개의 1-접점 스위치를 각각 P-스위치, NP-스위치, N-스위치라고 하기로 한다.
3-레벨 컨버터의 각 상은 3-접점 스위치로 볼 수 있으므로, 다음 두 가지 제한 조건을 갖는다. a-상 스위치의 경우를 예로 들어 설명하면 다음과 같다.
(조건1) 3-접점 스위치는 임의의 순간 반드시 P, O, N 가운데 적어도 어느 한 접점에 연결된 상태가 되어야 한다. 이는 Sap, Sa0, San이 모두 동시에 오프 상태, 즉 0이 될 수 없다는 의미이다. 즉, Sap+Sa0+San ≠ 0의 관계를 갖는다.
(조건2) 3-접점 스위치는 임의의 순간 반드시 P, O, N 가운데 어느 한 접점에만 연결된 상태가 되어야 한다. 이는 Sap, Sa0, San이 2 개 이상 동시에 1이 될 수 없다는 의미이다. 즉, Sap+Sa0+San = 1의 관계를 갖는다.
3상 전체를 고려하면 각 스위치의 스위칭 함수는 다음 수학식 2와 같은 제한 조건 하에서 동작한다.
Figure 112022102432943-pat00033
수학식 2는 각 상의 3개의 스위칭 함수가 임의의 순간에 오직 하나만 온(ON) 상태이고, 나머지 둘은 오프(OFF) 상태가 됨을 의미한다.
스위칭 함수를 사용하여 나타낸 3-레벨 컨버터의 DC측 전류에 대한 순시적인 관계식은 다음 수학식 3과 같다.
Figure 112022102432943-pat00034
여기서, 직류측 전류 ip, inp, in과 교류측 전류 ia, ib, ic에 대하여 키르히호프의 전류법칙에 따라 다음 수학식 4 및 수학식 5가 성립한다.
Figure 112022102432943-pat00035
Figure 112022102432943-pat00036
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 스위칭 함수의 예시와 관련된 듀티비를 나타낸 도면이다. 즉, 스위칭 주기 Ts 동안 a-상의 P스위치, NP-스위치, N-스위치의 스위칭 함수의 예시를 나타낸 도면이다. 도 10에서 Sap는 tap 동안 1이고 나머지 구간은 0이다. 마찬가지로 Sa0는 ta0 동안 1이고, 나머지 구간 동안은 0이며, San은 tan 구간 동안만 1이고 나머지 구간 동안은 0이다.
여기서 P-스위치, NP-스위치, N-스위치의 듀티비는 Ts 구간 동안 각 1-접점 스위치의 스위칭 함수의 평균으로 정의되며 다음 수학식 6, 수학식 7 및 수학식 8과 같다.
Figure 112022102432943-pat00037
Figure 112022102432943-pat00038
Figure 112022102432943-pat00039
수학식 6 내지 수학식 8로부터 dap+da0+dan=(tap+ta0+tan)/Ts=1이 된다. 따라서 수학식 2의 양변을 스위칭 주기에 대하여 평균을 구하면 a, b, c-상에 대한 각 스위칭 함수에 대한 듀티비는 다음 수학식 9와 같은 관계를 갖는다.
Figure 112022102432943-pat00040
한편, 직류측 전류
Figure 112022102432943-pat00041
의 이동평균은 스위칭 주기 동안
Figure 112022102432943-pat00042
가 일정하다고 가정하면 수학식 3으로부터 다음 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112022102432943-pat00043
스위칭 주파수가 적절히 높다면 스위칭 주기 동안의 이동평균값은 순시값과 거의 같다고 볼 수 있으므로 이 이후로는
Figure 112022102432943-pat00044
라고 표현하기로 한다.
수학식 10을 고찰하면 NP 전류
Figure 112022102432943-pat00045
가 일정하게 될 조건은 다음 두 가지 경우이다. 단, 교류측 전류
Figure 112022102432943-pat00046
는
Figure 112022102432943-pat00047
을 만족한다고 가정한다.
첫번째 조건은,
Figure 112022102432943-pat00048
가 모두 값이 같을 때, 즉
Figure 112022102432943-pat00049
인 경우
Figure 112022102432943-pat00050
으로 일정한 값이 된다. 다음 수학식 11이 될 수 있다.
Figure 112022102432943-pat00051
그런데 이 경우는
Figure 112022102432943-pat00052
전류가 영(0)으로 고정되어 DC 커패시터 밸런싱에 적용할 수 없고 이미 커패시터 밸런싱이 이루어진 경우에만 적용할 수 있다.
그 다음으로 생각할 수 있는 두 번째 조건은,
Figure 112022102432943-pat00053
가 전류
Figure 112022102432943-pat00054
와 같은 대칭 3상이 되면
Figure 112022102432943-pat00055
는 일정한 DC 값이 된다는 점이다. 즉,
Figure 112022102432943-pat00056
가
다음 수학식 12라고 하면, 수학식 13과 같이 일정한 값이 된다.
Figure 112022102432943-pat00057
Figure 112022102432943-pat00058
여기서, dm은 제어변수이며 Im은 교류측 전류의 크기이다. 이 경우
Figure 112022102432943-pat00059
는 dm을 제어하여 영(0)은 물론 양(+) 또는 음(-)의 값이 가능하여 DC 커패시터의 밸런싱 제어에 사용이 가능하다.
본 발명에서는 NP 전류
Figure 112022102432943-pat00060
를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 양(+), 음(-), 영(0)의 값이 되도록 3-레벨 컨버터 각 상의 스위치의 듀티비를 정하는 방법을 제안한다.
3-레벨 컨버터의 PWM을 위한 변조 함수(modulation function)를
Figure 112022102432943-pat00061
라고 하면 각 상의 P-스위치와 N-스위치의 듀티비와 다음 수학식 14 및 수학식 15와 같은 관계를 갖는다.
Figure 112022102432943-pat00062
Figure 112022102432943-pat00063
먼저 3-레벨 컨버터에서 제어변수인 각 스위치의 듀티비 동작범위를 편의상 a-상의 경우를 예로 들어 설명한다. 나머지 b-상과 c-상에 대한 설명은 a-상의 경우와 같다. 수학식 9와 수학식 12로부터 a-상에 대한 변조함수 da와 NP-스위치의 듀티비 da0가 주어졌을 때 P-스위치와 N-스위치의 듀티비 dap, dan을 구하는 식은 다음의 수학식 16의 연립방정식으로부터 구할 수 있다.
Figure 112022102432943-pat00064
da0는 듀티비의 정의에 따라 0≤da0≤1의 범위 내에 존재한다. da0의 값을 먼저 정할 때 허용 가능한 da의 범위를 구해보면 다음과 같다. da = dap - dan인데 da의 최대값은 dan = 0인 경우이며 수학식 17에서와 같이,
Figure 112022102432943-pat00065
가 되고 da의 최소값은 dap = 0인 경우이며 수학식 18에서와 같이,
Figure 112022102432943-pat00066
가 됨을 알 수 있다. 따라서 변조 함수 da의 가능한 동작범위는 수학식 19와 같다.
Figure 112022102432943-pat00067
수학식 19는 da0가 먼저 정해졌을 때 da의 동작범위를 나타낸다. 그러나 통상 3-레벨 컨버터의 변조함수 da, db, dc가 먼저 주어지는 경우가 대부분이므로 a-상의 변조함수 da의 값이 주어졌다는 가정하에 NP-스위치의 듀티비 da0의 허용범위를 구하는 것이 더 중요한 문제가 된다.
이때, da가 영(0)과 같거나 영(0)보다 작은 경우 수학식 19에서
Figure 112022102432943-pat00068
이므로
Figure 112022102432943-pat00069
가 된다. 또 da가 영(0)과 같거나 큰 경우 수학식 19에서
Figure 112022102432943-pat00070
이므로
Figure 112022102432943-pat00071
가 된다. 이 두 가지 경우를 하나의 식으로 표현하면 다음 수학식 20과 같다.
Figure 112022102432943-pat00072
수학식 20은 주어진 da에 대하여 da0의 허용 가능한 값들의 범위를 나타낸다. b-상과 c-상에 대하여도 마찬가지로 NP-스위치의 듀티비 허용범위를 다음 수학식 21과 수학식 22와 같이 구할 수 있다.
Figure 112022102432943-pat00073
Figure 112022102432943-pat00074
이러한 수학식 20, 21 및 22에 나타낸 바와 같이 주어진 변조함수에 대하여 허용되는 각 상의 NP-스위치 듀티비는 무수히 많으며, 허용 영역내에서 임의의 값으로 정하면 된다.
도 11은 3-레벨 컨버터의 변조함수 da, db, dc가 주어진 경우 각상의 NP-스위치 듀티비를 정하는 과정을 보여주고 있다.
본 발명에서는 상을 구별하지 않고 NP-스위치의 듀티비를 정하기 위하여 수학식 20, 21 및 22에에 나타낸 dao, dbo, dco의 허용범위의 교집합 범위 내의 값, 즉 A-영역을 사용한다. dao, dbo, dco의 허용범위의 공통범위의 최대값을 d0라고 하면 다음 수학식 23과 같다.
Figure 112022102432943-pat00075
그리고 교류측 3상 전류 ia, ib, ic 가 다음 수학식 24와 같다고 가정한다.
Figure 112022102432943-pat00076
이때, 일정한 크기의 inp 전류를 만들기 위하여 dao, dbo, dco는 수학식 12와 같은 형식이어야 하는데 dm과 doffset의 값을 수학식 25 및 수학식 26과 같이 정하면,
Figure 112022102432943-pat00077
Figure 112022102432943-pat00078
dao, dbo, dco는 도 11의 B-영역에 포함되게 된다. 여기서 ds는 제어변수가 된다. 따라서 dao, dbo, dco는 수학식 27로 나타낼 수 있다.
Figure 112022102432943-pat00079
여기서 Im의 값은 교류측 상전류의 크기이며, 수학식 28로 나타낼 수 있다.
Figure 112022102432943-pat00080
이때, 수학식 27을 수학식 10에 대입하여 NP-전류 inp를 구하면 다음 수학식 29와 같다.
Figure 112022102432943-pat00081
일단, 변조함수 da, db, dc와 NP-스위치의 듀티비 da0, db0, dc0가 정해지면 나머지 P-스위치와 N-스위치의 듀티비는 일의적으로 정해진다. 여기서 다시 a-상의 경우를 예로 들어 설명한다. 변조함수 da와 NP-스위치의 듀티비 da0의 값이 결정되면, 수학식 16을 연립하여 풀면, 다음과 같이 da와 da0에 따라 dap와 dan을 구하는 수학식 30을 얻을 수 있다.
Figure 112022102432943-pat00082
그리고 b-상과 c-상에 대하여도 마찬가지로 P-스위치와 N-스위치의 듀티비를 다음 수학식 31과 32와 같이 구할 수 있다.
Figure 112022102432943-pat00083
Figure 112022102432943-pat00084
도 12는 본 발명에 따른 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 장치를 설명하기 위한 블록 구성도이다.
도 12는 본 발명에 따른 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 장치(100)는 도 12에 나타낸 바와 같이, 변조함수 발생기(110), NP-스위치 듀티비 발생기(120), P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기(130) 및 게이팅 신호 발생기(140)를 포함하여 구성된다.
여기서 변조함수 발생기(110)는 3상 기준파 신호로부터 각 상의 변조함수 da, db, dc를 발생한다. 여기서 3상 기준파란 3-레벨 컨버터가 발생하기를 원하는 교류측 단자전압의 명령(command)에 해당한다. 제로 시퀀스(Zero Sequence) 신호(Vzs)는 교류측 출력전압의 선형 영역(linear region)을
Figure 112022102432943-pat00085
까지 증대시키기 위하여 3상 전압 기준파에 더해지는 분량이다. 본 발명의 설명에서는 편의상 제로 시퀀스(Zero Sequence) 신호(Vzs)와 옵셋신호를 모두 영(0)으로 두어도 일반성에는 문제가 없기 때문에 영(0)으로 두고 설명한다. 즉 변조함수 발생기(110)는 3-레벨 컨버터가 발생하기를 원하는 교류측 단자전압의 명령(command)에 해당하는 3상 기준파 신호를 입력받고, 입력받은 3상 기준파 신호로부터 각 상의 변조함수(da, db, dc)를 발생시킨다.
NP-스위치 듀티비 발생기(120)는 각 상의 변조함수 da, db, dc와 제어변수 ds로부터 da0, db0, dc0 신호를 발생한다. 이때 교류측 3상 전류 ia, ib, ic의 전류의 정보를 이용한다.(수학식 24, 27, 28 참조)
P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기(130)는 각 상의 변조함수 da, db, dc와 NP-스위치 듀티 발생기에서 발생한 da0, db0, dc0 신호를 이용해서 일의적으로 정해지는 각 상의 P-스위치와 N-스위치 듀티비 dap, dan, dbp, dan, dcp, dcn을 결정한다.(수학식 30, 31, 32 참조)
게이팅 신호 발생기(140)는 각 상의 P-스위치, NP-스위치, N-스위치의 듀티비로부터 각 상의 IGBT를 턴온/턴오프 하기 위한 게이팅 신호를 발생한다. a-상의 경우를 예로 들면 dap, dan를 삼각파 캐리어 신호(vtri)와 비교하여 IGBT 스위치 T1a, T2a, T3a, T4a를 각각 PWM 제어하기 위한 각각의 게이팅 신호인 s1a, s2a, s3a, s4a를 발생한다.
이러한 변조함수 발생기(110), NP-스위치 듀티비 발생기(120), P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기(130) 및 게이팅 신호 발생기(140)를 포함하여 구성되는 본 발명 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 장치의 PWM 제어 방법의 신호의 흐름(방법)에서 게이팅 신호 발생기(140)는 P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기(130)로부터의 P-스위치와 N-스위치의 듀티비에 대한 정보를 이용하여 실제 NPC 토폴로지의 3-레벨 컨버터를 구성하는 각 IGBT 전력반도체 스위치의 게이팅 신호를 발생한다. 여기서 본 발명은 여러가지 게이팅 신호 발생 방법 가운데 단일 캐리어를 이용한 게이팅 신호 발생 방법을 사용한다.
이러한 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 장치(100)는 구성에 따라 본 발명에서는 변조함수 발생기(110)가 3-레벨 컨버터가 발생하기를 원하는 교류측 단자전압의 명령(command)에 해당하는 3상 기준파 신호를 입력받고, 입력받은 3상 기준파 신호로부터 각 상의 변조함수(da, db, dc)를 발생시키고, NP-스위치 듀티비 발생기(120)는 각 상의 상기 변조함수(da, db, dc)와 제어변수 ds 및 교류측 3상 전류 정보(ia, ib, ic)로부터 각 상의 NP-스위치의 듀티비(da0, db0, dc0) 신호를 발생시킨다.
P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기(130)는 각 상의 변조함수(da, db, dc)와 상기 NP-스위치 듀티 발생기(120)에서 발생한 각 상의 NP-스위치의 듀티비(da0, db0, dc0) 신호를 이용해서 일의적으로 정해지는 각 상의 P-스위치와 N-스위치 듀티비(dap, dan, dbp, dan, dcp, dcn)를 결정하고, 게이팅 신호 발생기(140)는 각 상의 P-스위치, NP-스위치, N-스위치의 듀티비로부터 각 상의 IGBT를 턴온/턴오프 하기 위한 게이팅 신호를 발생하며, 이때, 게이팅 신호 발생기(140)는 P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기(130)로부터의 P-스위치와 N-스위치의 듀티비에 대한 정보를 이용하여 실제 NPC 토폴로지의 3-레벨 컨버터를 구성하는 각 IGBT 전력반도체 스위치의 게이팅 신호를 발생하게 된다.
도 13은 NPC 3-레벨 컨버터의 한 상(a-상)의 회로구성과 등가 모델을 나타낸도면으로, 각 IGBT Tia(i = 1, 2, 3, 4) 전력반도체 스위치의 게이팅 신호를 sia(i = 1, 2, 3, 4)라고 할 때 표 1은 스위칭 함수와 게이팅 신호의 관계를 나타낸다.
Figure 112022102432943-pat00086
예를 들면 도 13에서 P-스위치가 온 된 상태는 NPC 토폴로지에서,
s1a = 1, s2a = 1, s3a = 0, s4a = 0과 같이 동작시키면 구현된다.
이 경우 A점은 P점에 접속되어 AC측 출력전압은 va = vp 가 된다.
3-레벨 컨버터의 한 상에 대하여 게이팅 신호는 4개이지만 표 1에서 알 수 있듯이
Figure 112022102432943-pat00087
의 상보적 관계를 가지므로 독립적으로 동작하는 게이팅 신호는 2개임에 유의하도록 한다.
또 표 1로부터 다음 수학식 33 및 34와 같이,
Figure 112022102432943-pat00088
Figure 112022102432943-pat00089
의 관계를 가지므로 P-스위치와 N-스위치의 스위칭함수 sap, san을 구하면 수학식 33과 34와 게이팅 신호의 상보성으로부터 NPC 토폴로지 3-레벨 컨버터의 모든 게이팅 신호를 결정할 수 있다.
P-스위치와 N-스위치의 듀티비(dap, dan)로부터 P-스위치와 N-스위치의 스위칭함수(sap, san) 또는 게이팅 신호(sia, s4a)는 삼각파형의 캐리어와 비교기를 사용한 PWM 방법에 의하여 발생한다.
도 14는 3상 게이팅 신호를 발생하는 게이팅 신호 발생기의 블록다이아그램으로, vtri는 0과 1 사이를 스윙하는 삼각파형의 캐리어 신호(carrier signal)이다.
한편 본 발명에서 제안된 3-레벨 컨버터의 PWM 제어 방법의 유효성을 확인하기 위하여 연계 리액터를 통하여 계통연계된 3-레벨 컨버터 시스템의 동작에 대하여 도 15 내지 도 17에서와 같은 시뮬레이션을 실시하였다.
회로의 조건은 DC-링크 전압(Vdc)은 200V이고, 두 DC 커패시터 전압 각각 100V이며, AC 측 3상 선간전압은 155V이다. 또 연계 리액터의 인덕턴스는 0.75 mH, 기생저항은 0.25Ω이며, 컨버터의 변조지수 mi=0.7이다.
우선 도 15에서 NP-전류 제어변수 ds = 0.3일 때 a-상 전압, 3상 AC 전류, NP 전류를 각각 나타낸다. 그리고 도 15에서 각 파형의 스위칭 주기에 대한 이동 평균은 bar 표시로 나타내었다.
도 15에서 a-상 전압 va의 크기는 70V인데 이 값은 mi(Vdc/2)의 값과 일치함을 확인할 수 있다. 또한 도 15에서 NP 전류는 약 33A의 균일한 이동평균 값을 갖는데 이 값은 식 수학식 27을 사용해 계산한 값과 일치한다. 즉, 도 15에서 전류의 크기 Im=150A이므로,
Figure 112022102432943-pat00090
이다.
도 16에서는 NP-전류 제어변수 ds = -0.3일 때 a-상 전압, 3상 AC 전류, NP 전류를 각각 나타낸다.
도 16에서 a-상 전압 va의 크기는 70V인데 이 값은 mi(Vdc/2)의 값과 일치함을 확인할 수 있다. 또한 도 16에서 NP 전류는 약 -33A의 균일한 이동평균 값을 갖는데 이 값 역시 수학식 27을 사용해 계산한 값과 일치한다. 즉, 도 16에서 전류의 크기 Im=150A이므로,
Figure 112022102432943-pat00091
이다.
도 17은 NP-전류 제어변수 ds=0일 때 a-상 전압, 3상 AC 전류, NP 전류를 각각 나타낸다. 도 17에서 a-상 전압 va의 크기는 70V인데 이 값은 mi(Vdc/2)의 값과 일치함을 확인할 수 있다. 또한 도 17에서 NP 전류는 0A의 균일한 이동평균 값을 갖는데 이 값은 수학식 27을 사용해 예측해 볼 수 있는 값이다.
이와 같이 본 발명은 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 것을 보여주고 있다.
본 발명이 속하는 기술분야의 당업자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있으므로, 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해해야만 한다. 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 등가개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
100 : 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 장치
110 : 변조함수 발생기
120 : NP-스위치 듀티비 발생기
130 : P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기
140 : 게이팅 신호 발생기

Claims (8)

  1. 3-레벨 컨버터가 발생하기를 원하는 교류측 단자전압의 명령(command)에 해당하는 3상 기준파 신호를 입력받고, 입력받은 3상 기준파 신호로부터 각 상의 변조함수(da, db, dc)를 발생시키는 변조함수 발생기;
    상기 변조함수 발생기로부터의 각 상의 상기 변조함수(da, db, dc)와 제어변수 ds로부터 각 상의 NP-스위치의 듀티비(da0, db0, dc0) 신호를 발생시키는 NP-스위치 듀티비 발생기;
    상기 변조함수 발생기로부터의 각 상의 변조함수(da, db, dc)와 상기 NP-스위치 듀티 발생기에서 발생한 각 상의 NP-스위치의 듀티비(da0, db0, dc0) 신호를 이용해서 일의적으로 정해지는 각 상의 P-스위치와 N-스위치 듀티비(dap, dan, dbp, dan, dcp, dcn)를 결정하는 P-스위치와 N-스위치 듀티비 발생기; 및
    각 상의 P-스위치, NP-스위치, N-스위치의 듀티비로부터 각 상의 IGBT를 턴온/턴오프 하기 위한 게이팅 신호를 발생하는 게이팅 신호 발생기;를 구성하여,
    DC 커패시터 전압(Vdc1, Vdc2)이 밸런싱 된 상태에서는 NP 전류를 영(0)으로 제어하고, DC 커패시터 전압이 언밸런싱된 경우에는 NP 전류를 양(+) 또는 음(-)으로 제어할 수 있는 3-레벨 컨버터의 직류측 중간점 전류를 일정하게 유지하면서 필요에 따라 가변할 수 있는 PWM 제어 장치.
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