CN110336472B - 一种带不平衡负载的h3imc拓扑结构及其升压控制方法 - Google Patents

一种带不平衡负载的h3imc拓扑结构及其升压控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种带不平衡负载的H3IMC拓扑结构及其升压控制方法；将电压交流源置于H3IMC的电压型变换级(VSC)的交流侧，不平衡负载置于混合有源三次谐波注入变换即(H3C)的交流侧，在H3C侧旁增加零序桥臂和滤波电感；对三相负载电压分别进行闭环控制，控制器输出作为三相不平衡负载的参考电流，通过计算得到有功功率和零序通路参考电流，进而解算出输入电源电流的参考值，由电源电流的闭环控制得到VSC的电压调制比使得系统正常工作，通过对零序桥臂的PWM控制向负载提供零序电流。本发明能够使带不平衡负载的H3IMC升压运行时的负载电压电流波形和输入电源电流波形得到明显改善。

Description

一种带不平衡负载的H3IMC拓扑结构及其升压控制方法
技术领域
本发明属于矩阵变换器控制领域，尤其涉及一种带不平衡负载的H3IMC拓扑结构及其升压控制方法。
背景技术
矩阵变换器(Matrix Converter,MC)是一种能够弥补交-直-交型变换器和传统交-交变频电路不足的变换器。具有能量双向流通，可四象限运行，功率因数为1，无需中间储能环节等优点。
混合有源三次谐波注入矩阵变换器(Hybrid Active Third-Harmonic InjectionMatrix Converter，H3IMC)是MC的一种新型拓扑。拓扑由混合有源三次谐波注入变换级(H3C)和电压型变换级(VSR)构成，如图1所示。H3IMC无需直流母线储能元件，继承了传统MC的优点，体积、重量和可靠性优于传统背靠背变换器。
由于拓扑限制，H3IMC的功率由H3C流向VSC时，即正向运行时，最大电压传输比仅为0.866。H3IMC具有能量双向流动的特点，当功率由VSC流向H3C时，即反向运行时，电压传输比可高于1/0.866，可以为负载提供较高的电压，此时工作在升压模式下，适用于分布式发电系统等输入电压较低的场合。
在实际分布式发电系统等场合中，往往存在大量三相不平衡负载，这类负载将对变换器的输出和输入波形影响很大。大量不平衡负载导致的波形畸变，三相电压不平衡等状况，容易引起系统失稳。
传统H3IMC升压控制方法在带不平衡负载时，由于负载侧无零序通路，零序电流叠加在负载上，导致每相输出电压幅值出现较大差异，输出不对称度高，波形畸变较为严重。不平衡的负载将引起负序电压分量产生，而传统升压控制方法采用PI控制器对输出电压幅值进行闭环控制，其对抑制负序电压分量的能力较弱。同时负载不平衡时的输出有功功率具有二倍频交流分量，此时传统升压控制方法根据功率实时计算出的谐波注入电流参考值并不准确，引起波形畸变。
发明内容
发明目的：针对上述现有技术存在输出波形畸变严重、抑制负序电压分量的能力较弱、计算出的谐波注入电流参考值不准确等问题，本发明提供一种带不平衡负载的H3IMC拓扑结构及其升压控制方法。
本发明提供一种带不平衡负载的H3IMC拓扑结构，包括：矩阵变换器、第一至第三不平衡负载、零序桥臂、滤波电感；所述矩阵变换器由H3C和VSC级联构成；所述H3C包括相互同向并联的第一至第四桥臂；还包括第一至第三双向开关和第一电感；所述第一至第三不平衡负载的一端依次与第一至第三桥臂的中点连接且第一至第三桥臂的中点依次与第一至第三双向开关的一端连接；所述第一至第三双向开关的另外一端相互连接构成一个中性点，该中性点通过第一电感与第四桥臂的中点连接；所述第一至第三不平衡负载的另外一端均与滤波电感的一端连接，所述滤波电感的另外一端与零序桥臂的中点连接，所述零序桥臂包括第九、第十开关管，所述第九、第十开关管均反向并联一个二极管；所述第九开关管的负极与第十开关管的正极连接，连接处为零序桥臂的中点；所述零序桥臂与第一桥臂同向并联。
进一步的，所述第一桥臂包括第一、二开关管；所述第一、二开关管均反向并联一个二极管；所述第一开关管的负极与第二开关管的正极连接，连接处为第一桥臂的中点；第二桥臂包括第三、四开关管；所述第三、四开关管均反向并联一个二极管；第三开关管的负极与第四开关管的正极连接，连接处为第二桥臂的中点；第三桥臂包括第五、六开关管；所述第五、六关管均反向并联一个二极管；第五开关管的负极与第六开关管的正极连接，连接处为第三桥臂的中点；第四桥臂包括第七、八开关管；所述第七、八关管均反向并联一个二极管；第七开关管的负极与第八开关管的正极连接，连接处为第四桥臂的中点。
进一步的，该方法包括如下步骤：
步骤1：设置第一至第三不平衡负载的参考电压
Figure BDA0002109430710000021
使电路工作在升压状态，对
Figure BDA0002109430710000022
进行扇形划分，得到第一至第八开关管和第一至第三双向开关的开关状态；
步骤2：对第一至第三不平衡负载的实际电压ua、ub、uc分别进行闭环控制，得到第一至第三不平衡负载的电流的参考值
Figure BDA0002109430710000023
步骤3：根据电路当前所处扇形区域和步骤2得到的
Figure BDA0002109430710000024
设置当前时刻谐波注入电流的参考值即第一电感电流的参考值
Figure BDA0002109430710000025
并根据
Figure BDA0002109430710000026
计算出零序通路电流的参考值即滤波电感电流的参考值iL0 *；
步骤4：对谐波注入电流的实际值iy和零序通路电流的实际值iL0分别进行闭环控制，得到控制第四桥臂中开关管的开关信号和控制零序桥臂中开关管的开关信号；
步骤5：根据步骤1中所述的负载的参考电压
Figure BDA0002109430710000031
和步骤2中不平衡负载的电流的参考值
Figure BDA0002109430710000032
计算输出有功功率P*；通过功率解算得到VSC的交流侧输入电源电流的有功分量即d轴电流和无功分量即q轴电流的参考值
Figure BDA0002109430710000033
对d、q轴实际电流iid、iiq分别进行闭环控制，得到控制VSC中开关管的开关信号；
进一步的，所述对
Figure BDA0002109430710000034
进行扇形划分，得到第一至第八开关管和第一至第三双向开关的开关状态的具体方法为：
当ua>ub>uc时为第一扇区，则第一开关管、第六开关管和第二双向开关开通；
当ub>ua>uc时为第二扇区，则第三开关管、第六开关管和第一双向开关开通；
当ub>uc>ua时为第三扇区，则第二开关管、第三开关管和第三双向开关开通；
当uc>ub>ua时为第四扇区，则第二开关管、第五开关管和第二双向开关开通；
当uc>ua>ub时为第五扇区，则第四开关管、第五开关管和第一双向开关开通；
当ua>uc>ub时为第六扇区，则第一开关管、第四开关管和第三双向开关开通。
进一步的，所述步骤3中计算
Figure BDA0002109430710000035
和iL0 *的具体方法如下所示：
Figure BDA0002109430710000036
的计算方法：
Figure BDA0002109430710000037
iL0 *的计算方法：
iL0 *＝-(ia *+ib *+ic *)。
进一步的，所述步骤2对第一至第三不平衡负载的负载电压分别进行闭环控制的具体方法如下所示：
Figure BDA0002109430710000041
其中，
Figure BDA0002109430710000042
为准比例-谐振控制器，kp、kr分别为准比例-谐振控制器的比例和谐振增益系数；ωc为截止频率；ωo为谐振角频率，也即参考电压角频率。
进一步的，所述步骤4中进行闭环控制的具体方法为：将电流
Figure BDA0002109430710000043
与iy做差，再对差值进行PI调节后得到控制第四桥臂中开关管的开关信号；将电流
Figure BDA0002109430710000044
与iL0做差，再对差值进行PI调节后得到控制零序桥臂中开关管的开关信号。
进一步的，所述步骤5中输出有功功率P*的计算公式为：
Figure BDA0002109430710000045
所述计算得到
Figure BDA0002109430710000046
的方法为：
Figure BDA0002109430710000047
Figure BDA0002109430710000048
式中，uiα、uiβ分别为VSC交流侧的输入电源电压的α、β轴分量；对
Figure BDA0002109430710000049
和
Figure BDA00021094307100000410
进行坐标变换后得到
Figure BDA00021094307100000411
进一步的，所述步骤5中对d、q轴电流分别进行闭环控制的具体方法为：将
Figure BDA00021094307100000412
分别与iid和iiq做差，将两个差值分别进行PI调节，对调节后的值进行坐标变换后得到开关信号，该开关信号控制VSC。
有益效果：本发明能够在H3IMC升压运行带不平衡负载时，保持输出侧波形质量良好。
附图说明
图1是混合有源三次谐波注入矩阵变换器正向运行系统拓扑结构图。
图2是本发明的拓扑结构与系统控制框图。
图3是H3C扇区划分示意图。
图4是三相不平衡负载分别为Ra＝15Ω、Rb＝20Ω和Rc＝30Ω时的输入侧和负载侧的仿真波形图。
具体实施方式
构成本发明的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
本实施例提供一种带不平衡负载的H3IMC拓扑结构及其升压控制方法，该拓扑结构如图2所示：将电压交流源置于H3IMC的电压型变换级(VSC)的交流侧，不平衡负载置于混合有源三次谐波注入变换即(H3C)的交流侧，在混合三次谐波注入变换级(H3C)旁增加一个零序桥臂和滤波电感L0，该零序桥臂包括第九、第十开关管(S0+、S0-)；
所述控制方法为：设置期望的三相负载即第一至第三负载(Ra、Rb、Rc)电压参考值ua *、ub *、uc *，对负载电压ua、ub、uc进行闭环控制，控制器的输出ia *、ib *、ic *作为三相不平衡负载电流的参考值，通过计算出的有功功率P*解算出输入电流d、q轴参考电流iid *、iiq *，得到VSC电压空间矢量调制所需控制信号。通过判别扇区所处位置，根据开关表导通H3C对应的三相桥臂开关即第一至第八开关管(Sa+、Sa-、Sb+、Sb-、Sc+、Sc-)和第一至第三双向开关(Say、Sby、Scy)，将对应相负载电流的参考值(ia *、ib *、ic *)作为三次谐波注入电流的参考值iy *，闭环控制谐波注入桥臂开关管即第四桥臂(Sy+和Sy-)。通过三相负载不平衡负载电流的参考值(ia *、ib *、ic *)计算出零序电流参考值iL0 *，闭环控制零序桥臂开关管S0+和S0-。
1.H3C控制方法
设置三相负载电压参考值ua *、ub *、uc *，进行扇区划分，参考电压瞬时值相同的时间点为扇区分界点，如图3所示。在对应扇区内，对应开关导通，具体各开关状体见表1，其中1表示开关导通，0表示开关关断。
表1
Figure BDA0002109430710000061
扇区1：当ua>ub>uc时为第一扇区，则第一开关管、第六开关管和第二双向开关开通；
扇区2：当ub>ua>uc时为第二扇区，则第三开关管、第六开关管和第一双向开关开通；
扇区3：当ub>uc>ua时为第三扇区，则第二开关管、第三开关管和第三双向开关开通；
扇区4：当uc>ub>ua时为第四扇区，则第二开关管、第五开关管和第二双向开关开通；
扇区5：当uc>ua>ub时为第五扇区，则第四开关管、第五开关管和第一双向开关开通；
扇区6：当ua>uc>ub时为第六扇区，则第一开关管、第四开关管和第三双向开关开通。
将三相负载电压的实际电压ua、ub、uc，分别与三相负载电压参考值ua *、ub *、uc *作差，输入PR控制器。PR控制器的输出作为三相负载电流的参考值ia *、ib *、ic *。
为了得到三次谐波注入桥臂开关管Sy+和Sy-的开关信号，根据所处扇区，将对应相的负载电流参考值作为谐波注入电流参考值
Figure BDA0002109430710000062
其逻辑关系即：
Figure BDA0002109430710000063
Figure BDA0002109430710000064
与实际谐波注入电流iy作差后输入PI调节器，获得谐波注入桥臂开关管Sy+和Sy-的开关信号。
为了得到零序桥臂开关管S0+和S0-的开关信号，首先计算零序通路参考电流iL0 *，计算表达式即：
iL0 *＝-(ia *+ib *+ic *)
iL0 *与实际零序电流iL0作差后输入PI调节器，获得零序桥臂开关管S0+和S0-的开关信号。
2.VSC控制方法
通过三相负载电压参考值ua *、ub *、uc *和三相负载电流参考值ia *、ib *、ic *计算得到输出有功功率P*，计算表达式即：
Figure BDA0002109430710000071
由H3IMC输入输出两侧有功功率相等的关系和瞬时功率理论，可解算出电压型变换级(VSC)的输入电源电流α、β轴的参考值
Figure BDA0002109430710000072
其计算表达式为：
Figure BDA0002109430710000073
Figure BDA0002109430710000074
式中，uiα、uiβ分别为VSC交流侧的输入电源电压的α、β轴分量；对
Figure BDA0002109430710000075
和
Figure BDA0002109430710000076
进行坐标变换后得到
Figure BDA0002109430710000077
用于控制VSC，VSC可采用电压空间矢量调制算法。
图4展示了三相不平衡负载分别为Ra＝15Ω、Rb＝20Ω和Rc＝30Ω时的输入侧电源电压以及负载侧的负载电压和电流的波形图，图中输入电压频率50Hz，输出频率80Hz，可见在不平衡负载的情况下，H3IMC的负载电流正弦度高，负载电压三相正弦且对称。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内；
另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本发明对各种可能的组合方式不再另行说明。

Claims (8)

1.一种带不平衡负载的H3IMC拓扑结构的升压控制方法，所述H3IMC拓扑结构包括：矩阵变换器、第一至第三不平衡负载、零序桥臂、滤波电感；所述矩阵变换器由H3C和VSC级联构成；所述H3C包括相互同向并联的第一至第四桥臂；还包括第一至第三双向开关和第一电感；所述第一至第三不平衡负载的一端依次与第一至第三桥臂的中点连接，且第一至第三桥臂的中点依次与第一至第三双向开关的一端连接；所述第一至第三双向开关的另外一端相互连接构成一个中性点，该中性点通过第一电感与第四桥臂的中点连接；所述第一至第三不平衡负载的另外一端均与滤波电感的一端连接，所述滤波电感的另外一端与零序桥臂的中点连接，所述零序桥臂包括第九、第十开关管，所述第九、第十开关管均反向并联一个二极管；所述第九开关管的负极与第十开关管的正极连接，连接处为零序桥臂的中点；所述零序桥臂与第一桥臂同向并联；其特征在于，该方法包括如下步骤：
步骤1：设置第一至第三不平衡负载的参考电压
Figure FDA0002742651850000011
使电路工作在升压状态，对
Figure FDA0002742651850000012
进行扇形划分，得到第一至第八开关管和第一至第三双向开关的开关状态；
步骤2：对第一至第三不平衡负载的实际电压ua、ub、uc分别进行闭环控制，得到第一至第三不平衡负载的电流的参考值
Figure FDA0002742651850000013
步骤3：根据电路当前所处扇形区域和步骤2得到的
Figure FDA0002742651850000014
设置当前时刻谐波注入电流的参考值即第一电感电流的参考值
Figure FDA0002742651850000015
并根据
Figure FDA0002742651850000016
计算出零序通路电流的参考值即滤波电感电流的参考值iL0 *；
步骤4：对谐波注入电流的实际值iy和零序通路电流的实际值iL0分别进行闭环控制，得到控制第四桥臂中开关管的开关信号和控制零序桥臂中开关管的开关信号；
步骤5：根据步骤1中所述的负载的参考电压
Figure FDA0002742651850000017
和步骤2中不平衡负载的电流的参考值
Figure FDA0002742651850000018
计算输出有功功率P*；通过功率解算得到VSC的交流侧输入电源电流的有功分量即d轴电流和无功分量即q轴电流的参考值
Figure FDA0002742651850000019
对d、q轴实际电流iid、iiq分别进行闭环控制，得到控制VSC中开关管的开关信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一桥臂包括第一、二开关管；所述第一、二开关管均反向并联一个二极管；所述第一开关管的负极与第二开关管的正极连接，连接处为第一桥臂的中点；第二桥臂包括第三、四开关管；所述第三、四开关管均反向并联一个二极管；第三开关管的负极与第四开关管的正极连接，连接处为第二桥臂的中点；第三桥臂包括第五、六开关管；所述第五、六开关管均反向并联一个二极管；第五开关管的负极与第六开关管的正极连接，连接处为第三桥臂的中点；第四桥臂包括第七、八开关管；所述第七、八开关管均反向并联一个二极管；第七开关管的负极与第八开关管的正极连接，连接处为第四桥臂的中点。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对
Figure FDA0002742651850000021
进行扇形划分，得到第一至第八开关管和第一至第三双向开关的开关状态的具体方法为：
当ua>ub>uc时为第一扇区，则第一开关管、第六开关管和第二双向开关开通；
当ub>ua>uc时为第二扇区，则第三开关管、第六开关管和第一双向开关开通；
当ub>uc>ua时为第三扇区，则第二开关管、第三开关管和第三双向开关开通；
当uc>ub>ua时为第四扇区，则第二开关管、第五开关管和第二双向开关开通；
当uc>ua>ub时为第五扇区，则第四开关管、第五开关管和第一双向开关开通；
当ua>uc>ub时为第六扇区，则第一开关管、第四开关管和第三双向开关开通。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述步骤3中计算
Figure FDA0002742651850000022
和iL0 *的具体方法如下所示：
Figure FDA0002742651850000023
的计算方法：
Figure FDA0002742651850000024
iL0 *的计算方法：
iL0 *＝-(ia *+ib *+ic *)。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤2对第一至第三不平衡负载的负载电压分别进行闭环控制的具体方法如下所示：
Figure FDA0002742651850000031
其中，
Figure FDA0002742651850000032
为准比例-谐振控制器，kp、kr分别为准比例-谐振控制器的比例和谐振增益系数；ωc为截止频率；ωo为谐振角频率，也即参考电压角频率。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤4中进行闭环控制的具体方法为：将电流
Figure FDA0002742651850000033
与iy做差，再对差值进行PI调节后得到控制第四桥臂中开关管的开关信号；将电流
Figure FDA0002742651850000034
与iL0做差，再对差值进行PI调节后得到控制零序桥臂中开关管的开关信号。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤5中输出有功功率P*的计算公式为：
Figure FDA0002742651850000035
所述计算得到
Figure FDA0002742651850000036
的方法为：
Figure FDA0002742651850000037
Figure FDA0002742651850000038
式中，uiα、uiβ分别为VSC交流侧的输入电源电压的α、β轴分量；对
Figure FDA0002742651850000039
和
Figure FDA00027426518500000310
进行坐标变换后得到
Figure FDA00027426518500000311
8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤5中对d、q轴电流分别进行闭环控制的具体方法为：将
Figure FDA00027426518500000312
分别与iid和iiq做差，将两个差值分别进行PI调节，对调节后的值进行坐标变换后得到开关信号，该开关信号控制VSC。
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