CN103296905A - 三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法，基于三相电压型功率因数校正变换器，设置该电路中的结构参数，再按照以下步骤进行控制：步骤1，计算电压环控制量和参数自适应规律；步骤2，计算参考直轴电流值i_dref和i_qref，参考交轴电流i_qref=0，参考直轴电流值i_dref通过电压环自适应控制器的输出计算；步骤3，计算电流环控制器的两个输出值U_rd,U_rq；步骤4，采用SVPWM调试方法，确定参考空间矢量所在扇区及每个空间矢量的作用时间，确定空间矢量序列，并控制六个IGBT的开关时序，即成。本发明的方法，使得三相电压型PFC变换器具有更强的负载适应能力和良好的动静态性能。

Description

三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法

技术领域

本发明属于电能变换控制技术领域，用以提高三相电压型功率因数校正变换器的负载适应能力和提高动静态性能，具体涉及一种三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法。

背景技术

电能是现代社会最重要的能源形式，电力电子装置（或电力电子变换器）是实现电能变换和电能有效利用的关键装置。电力电子装置多数通过整流器与电力网接口连接，经典的整流器是由二极管或者晶闸管组成的非线性电路，会产生大量电流谐波和无功电流，对电网造成染污。目前，电力电子装置已成为电网最主要的谐波源之一。减小谐波污染的主要途径有两种：一是对电网进行无源和有源滤波；二是对电力电子装置进行功率因数校正，这是一种更积极的方式。

三相电压型功率因数校正（PFC）变换器是一种典型的有源功率因数校正装置，其有两个功能：一是将三相交流电变换成直流电，并使得输出电压恒定，即实现整流；二是保持从电网获取电能的功率因数接近于1，即实现功率因数校正。三相功率因数校正变换器可以通过后级连接DC-DC变换器将电压变换成不同负载要求的数值。三相电压型功率因数校正变换器通常采用同步旋转坐标系下双闭环比例积分（PI）控制方法，由于PWM整流器是一个非线性、强耦合对象，在运行过程中负载随时会发生变化，因此目前所采用的传统比例积分控制方法，难以达到理想的控制效果。

发明内容

本发明的目的是提供一种三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法，解决了现有技术中，传统的PI控制方法在负载扰动情况下，负载适应能力和动静态性能效果差的问题。

本发明所采用的技术方案是，一种三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法，基于三相电压型功率因数校正变换器，设置该电路中的结构参数，再按照以下步骤进行控制：

步骤1，计算电压环控制量和不确定参数的自适应规律，

参考电压值U_dcref应满足下式（16）：

$\frac{3}{2}\sqrt{U_{\mathrm{\α}}^2+U_{\mathrm{\β}}^2}\≤U_{\mathrm{dcref}}\≤\sqrt{3}\·\sqrt{U_{\mathrm{\α}}^2+U_{\mathrm{\β}}^2},---\left(16\right)$

其中U_α,U_β为输入三相电压经αβ变换得到；

步骤2，计算参考直轴电流值i_dref和i_qref，参考交轴电流i_qref=0，参考直轴电流值i_dref通过电压环自适应控制器的输出计算，参照下式（17）：

$i_{\mathrm{dref}}=\frac{{2U}_{\mathrm{rdc}}}{{3S}_d},---\left(17\right)$

其中S_d为开关变量S_a,S_b,S_c分别在空间坐标系dq轴下的直轴分量；

步骤3，计算电流环控制器的两个输出值U_rd,U_rq，参照下式（18）：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{rd}}=U_d+{\mathrm{wLi}}_q-R_s{i}_d+{\mathrm{Lk}}_d(i_{\mathrm{dref}}-i_d)\\ U_{\mathrm{rq}}=U_q-{\mathrm{wLi}}_d-R_s{i}_q+{\mathrm{Lk}}_q(i_{\mathrm{qref}}-i_q)\end{array};---\left(18\right)\right.$

其中的w为电源频率，L为滤波电感值，k_d,k_q＞0是电流环设计参数；

步骤4，采用SVPWM调试方法，确定参考空间矢量所在扇区及每个空间矢量的作用时间，确定空间矢量序列，并控制六个IGBT的开关时序，即成。

本发明的有益效果是，使得三相电压型PFC变换器具有更强的负载适应能力和良好的动静态性能。

附图说明

图1是本发明方法的三相电压型PFC变换器电路原理图；

图2是本发明方法的双闭环环控制原理框图；

图3是本发明方法的一个扇区内的空间矢量调制波形；

图4是本发明方法控制三相电压型PFC变换器的输出直流电压波形图；

图5是本发明方法控制三相电压型PFC变换器的输入A相电压、电流波形图；

图6是采用传统PI控制方法的三相电压型PFC变换器输出直流电压波形图；

图7是采用传统PI控制方法的三相电压型PFC变换器输入A相电压、电流波形图；

图8是采用本发明方法在负载突变的情况下输出直流电压曲线图；

图9是采用传统PI控制方法在负载突变时的输出直流电压曲线图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

第一部分、本发明的被控对象（三相电压型功率因数校正变换器）

如图1所示，本发明的三相电压型功率因数校正变换器的结构是，包括与三相交流电源（包括U_a,U_b,U_c三相）对应连接的滤波电感（设置有L_a,L_b,L_c三相），滤波电感的三相分别通过一个电感和开关等效电阻R_S与三相桥臂的三个中点（a、b、c）对应连接，三相桥臂的输出端同时与滤波电容C和负载R_L并联；三相桥臂采用6个IGBT（见图1中的G1-G6）两两串联后再并联而成，每个IGBT元件还单独并联有一个二极管（见图1中的D1-D6），即每个IGBT的发射极与配对的二极管正极相联，每个IGBT的集电极与配对的二极管负极相联；一侧的三个IGBT（见图1中的G1、G3、G5称为三相桥臂上桥臂）的集电极相联并且同时与滤波电容C的正极相联，另一侧的三个IGBT（见图1中的G2、G4、G6称为三相桥臂下桥臂）的发射极相联且同时与滤波电容C的负极相联。

滤波电容C与负载R_L通过并联用于平滑输出直流电压。

根据空间矢量调制算法得到IGBT的门极的驱动电压波形，就可以控制IGBT的开通和关断，从而完成对输入三相交流电压的整流及功率因数校正的功能。

对于上述的电路结构，假设滤波电感L_a=L_b=L_c=L，输入电感及开关元件的等效电阻为R_s，根据电路基本规律得到三相电压型PFC变换器的动态模型如下式（1）：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}=U_a-R_s{i}_a-\frac{{2S}_a-S_b-S_c}{3}{U}_{\mathrm{dc}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=U_d-R_s{i}_b-\frac{{2S}_b-S_a-S_c}{3}{U}_{\mathrm{dc}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}=U_c-R_s{i}_c-\frac{{2S}_c-S_a-S_b}{3}{U}_{\mathrm{dc}}\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=S_a{i}_a+S_b{i}_b+S_c{i}_c-i_L\end{array}\right.,---\left(1\right)$

式中S_a,S_b,S_c分别表示三相桥臂的开关函数，当S_j＝1，j＝a,b,c，代表j相桥臂上管导通，下管关断；当S_j=0，j＝a,b,c，代表j相桥臂上管关断，下管导通；i_a,i_b,i_c分别表示ABC三相滤波电感电流，U_dc为输出电容电压，i_L=U_dc/R_L为负载电流，基于ABC坐标系的三相电压型PFC电路数学模型中，每相输入电流都是由三个开关函数共同控制的，因此整流器是一个强耦合的非线性时变系统，由于该系统中同时存在有三个开关状态，利用传统方法分析比较困难，将三相坐标系变换到两相αβ坐标系的恒功率变换方程式为：

$\left[\begin{array}{c}{X}_{\mathrm{\α}}\\ X_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X}_a\\ X_b\\ X_c\end{array}\right]$ 变换矩阵为： $T_{\mathrm{abc}/\mathrm{\α\β}}=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right],$

再将两相αβ坐标系变换到dq旋转坐标系的变换方程式为：

$\left[\begin{array}{c}{X}_d\\ X_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{wt}& \sin \mathrm{wt}\\ -\sin \mathrm{wt}& \cos \mathrm{wt}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X}_{\mathrm{\α}}\\ X_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]$ 变换矩阵为： $T_{\mathrm{\α\β}/\mathrm{dq}}=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{wt}& \sin \mathrm{wt}\\ -\sin \mathrm{wt}& \cos \mathrm{wt}\end{array}\right],$

其中w为三相电源角频率，通过上述变换矩阵，将ABC坐标系下的方程变换到dq坐标系下得到下式（2）：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=-R_s{i}_d+{\mathrm{wLi}}_q-S_d{U}_{\mathrm{dc}}+U_d=-R_s{i}_d+{\mathrm{wLi}}_q-U_{\mathrm{rd}}+U_d\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=-R_s{i}_q-{\mathrm{wLi}}_d-S_q{U}_{\mathrm{dc}}+U_q=-R_s{i}_q-{\mathrm{wLi}}_d-U_{\mathrm{rq}}+U_q\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{2}{3}(S_d{i}_d+S_q{i}_q)-i_L\end{array}\right..---\left(2\right)$

第二部分、设置电流环控制器

电流环控制器采用基于反馈线性化的极点配置控制，即给出电流环控制量U_rd和U_rq，使得直轴电流i_d和交轴电流i_q能够跟踪对应的期望值i_dref和i_qref，参照图2，虚线框内的部分即为电流环反馈线性化极点配置控制器，具体的控制方法如下：

在旋转坐标系下，三相电压型功率因数校正变换器的电流环数学模型为下式（3）：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=U_d-R_s{i}_d+{\mathrm{wLi}}_q-U_{\mathrm{rd}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=U_q-R_s{i}_q-{\mathrm{wLi}}_d-U_{\mathrm{rq}}\end{array}\right.,---\left(3\right)$

其中i_d,i_q分别为状态，表示直轴电流和交轴电流，U_rd,U_rq均为控制输入，

定义电流跟踪误差分别为e_i1=i_d-i_dref，e_i2＝i_q-i_qref,其中i_dref和i_qref分别为直轴电流期望值和交轴电流期望值，如图2所示，电流环反馈线性化极点配置控制器方程如下式（4）：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{rd}}=U_d+{\mathrm{Lwi}}_q-R_s{i}_d+{\mathrm{Lk}}_d(i_d-i_{\mathrm{dref}})+L{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{dref}}\\ U_{\mathrm{rq}}=U_q-{\mathrm{Lwi}}_d-R_s{i}_q+{\mathrm{Lk}}_q(i_q-i_{\mathrm{qref}})+L{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{qref}}\end{array}\right.,---\left(4\right)$

将式（4）代入式（3）得到下式（5）：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{de}}_{i1}}{\mathrm{dt}}+k_d{e}_{i1}=0\\ \frac{{\mathrm{de}}_{i2}}{\mathrm{dt}}+k_q{e}_{i2}=0\end{array}\right.,---\left(5\right)$

能够看出，只要控制参数k_d,k_q＞0，则误差系统稳定到坐标原点，则能够实现直轴和交轴电流对期望值的跟踪。

第三部分、设置电压环自适应控制器

参照图2，电压环自适应控制器设计的目的是，使得变换器输出电压U_dc跟踪期望输出电压U_dcref，其控制变量为U_rdc。

三相电压型功率因数校正变换器电压环方程为式（6）：

$C\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{3}{2}(S_d{i}_d+S_q{i}_q)-i_L,---\left(6\right)$

由于网侧为三相对称电压，因此经过dq变换后，U_d=const,U_q=0；

若期望得到单位功率因数，则三相电流应为与三相电压相位一致的三相对称信号，变换到dq轴，则需满足i_dref=const,i_qref=0；

由于电流环的时间常数远小于电压环，因此在设计电压环控制器时，可以认为电流环的过渡过程已经完成，即d轴和q轴电流已经完全跟踪期望值，于是电压环动态方程变为式（7）：

其中为等效的电压环控制量，参数

1）若负载R_L已知，则系统对期望输出的完全跟踪通过下式（8）实现：

其中的e_u＝U_dc-U_dcref为输出电压跟踪误差，U_dcref为输出电压期望值，k是一个大于零的常数，由控制器可以得到按指数收敛的误差系统

即则根据控制理论知识可知，电压误差e_u渐近稳定于电压误差e_u=0，即实现输出电压对于期望电压的跟踪，

2）若负载R_L为时变参数，控制规律参照式（10）：

其中的代表参数1/R_L的估计，将这个控制规律带入到对象中，得到闭环误差动态方程式（11）：

假设

为参数估计误差，选择参数

的自适应规律为式（12）：

其中的正常数γ为自适应增益。

结论：对于PFC变换器电压环方程式（7），采用式（10）给出的控制器和式（12）给出的参数自适应规律，就能够实现对期望电压的跟踪和参数的自适应辨识。

论证的实施例：

选取作为候选的李雅普诺夫函数

则其导数为：

故电压跟踪误差和参数跟踪误差在坐标原点处渐进稳定，能够实现对于给定的跟踪和参数的估计。

实施例

本发明对于三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法，基于图1所示的三相电压型功率因数校正变换器，该电路中的结构参数设置如下：三相输入相电压V_in=220V，频率w=50Hz，三相滤波电感值L=16mH，电感和开关等效电阻值R_S=0.1Ω，输出滤波电容C＝1500uF，负载电阻R_L为500Ω，输出期望电压U_dcref＝600V，开关频率f＝10kHz；

再按照以下步骤进行具体控制：

步骤1，计算电压环控制量和不确定参数

的自适应规律，

其中k＝400,γ＝10^-3，参考电压值U_dcref应满足下式（16）：

$\frac{3}{2}\sqrt{U_{\mathrm{\α}}^2+U_{\mathrm{\β}}^2}\≤U_{\mathrm{dcref}}\≤\sqrt{3}\·\sqrt{U_{\mathrm{\α}}^2+U_{\mathrm{\β}}^2},---\left(16\right)$

其中U_α,U_β为输入三相电压经αβ变换得到；

步骤2，计算参考直轴电流值i_dref和i_qref，参考交轴电流i_qref＝0，参考直轴电流值i_dref通过电压环自适应控制器的输出计算，参照下式（17）：

$i_{\mathrm{dref}}=\frac{{2U}_{\mathrm{rdc}}}{{3S}_d},---\left(17\right)$

其中S_d为开关变量S_a,S_b,S_c分别在空间坐标系dq轴下的直轴分量；

步骤3，计算电流环控制器的两个输出值U_rd,U_rq，参照下式（18）：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{rd}}=U_d+{\mathrm{wLi}}_q-R_s{i}_d+{\mathrm{Lk}}_d(i_{\mathrm{dref}}-i_d)\\ U_{\mathrm{rq}}=U_q-{\mathrm{wLi}}_d-R_s{i}_q+{\mathrm{Lk}}_q(i_{\mathrm{qref}}-i_q)\end{array};---\left(18\right)\right.$

其中的w为电源频率，L为滤波电感值，k_d,k_q＞0是电流环设计参数。本实施例中k_d=k_q=1500。

步骤4，采用SVPWM调试方法，确定参考空间矢量所在扇区及每个空间矢量的作用时间，确定空间矢量序列，并控制六个IGBT的开关时序，即成。

具体包括以下步骤：

4.1）确定空间矢量所在扇区：首先将控制器输出的U_rd,U_rq进行CLARK，PARK反变换转换到abc坐标系下，然后通过比较其abc坐标系下对应关系的大小，确定对应的区间，其公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{r\α}}=\cos \mathrm{\θ}\·U_{\mathrm{rd}}-\sin \mathrm{\θ}\·U_{\mathrm{rq}}\\ U_{\mathrm{r\β}}=-\sin \mathrm{\θ}\·U_{\mathrm{rd}}+\cos \mathrm{\θ}\·U_{\mathrm{rq}}\end{array}\right.,$

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{ra}}=U_{\mathrm{r\α}}\\ U_{\mathrm{rb}}=\frac{1}{2}(\sqrt{3}{U}_{\mathrm{r\β}}-U_{\mathrm{r\α}})\\ U_{\mathrm{rc}}=\frac{1}{2}(-\sqrt{3}{U}_{\mathrm{r\β}}-U_{\mathrm{r\α}})\end{array}\right.,$

取U_rab＝U_ra-U_rb,U_rbc＝U_rb-U_rc,U_rca＝U_rc-U_ra，

若U_rab＞0，则A＝1，否则A＝0；

若U_rbc＞0，则B＝1，否则B＝0；

若U_rca＞0，则C＝1，否则C＝0；

扇区N＝A+2B+4C；

4.2）确定空间矢量作用时间：先将控制器输出的U_rd,U_rq进行CLARK反变换投影到αβ坐标下，再根据参考矢量在αβ坐标系下的分量，直接计算空间矢量在各个扇区内的作用时间。

例如对应扇区2，其两个空间矢量作用时间公式为：

$T_1=\frac{3}{2}{U}_{\mathrm{r\α}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}}-\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{r\β}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}}$

$T_2=\sqrt{3}{U}_{\mathrm{r\β}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}},$

同理得到其它各个扇区的空间矢量作用时间，为了方便计算，定义：

$X=\sqrt{3}{U}_{\mathrm{r\β}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}}$

$Y=\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{r\β}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}}+\frac{3}{2}{U}_{\mathrm{r\α}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}},$

$Z=\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{r\β}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}}-\frac{3}{2}{U}_{\mathrm{r\α}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}}$

各扇区对应的空间矢量作用时间如下表1所示：

表1各扇区对应的空间矢量作用时间

N

1

2

3

4

5

6

T1

Y

Z

-Z

-X

-Y

X

T2

-X

Y

X

Z

-Z

-Y

4.3）确定空间矢量作用序列

为了确定空间矢量的切换时间（T_cm1,T_cm2,T_cm3），即输出SVPWM波高低电平的切换时间，定义：

T_a＝(T_s-T₁-T₂)/2

T_b＝T_a+T₁/2，

T_c＝T_b+T₂/2

进而得到各个扇区开关切换时间如下表2所示：

表2各扇区开关切换时间表

。

以扇区3为例，输出空间矢量调制波形如图3所示。

根据上面步骤实现的三相电压型功率因数校正变换器的实施效果如下：

1）采用本发明方法控制PFC变换器的输出直流电压响应曲线如图4所示，其中横坐标为时间（单位为秒），纵坐标为电压（单位为伏特）。对应的输入侧A相电压、电流的波形如图5所示，其中横坐标为时间（单位为秒），A相电压的纵坐标单位为伏特，A相电流的纵坐标单位为安培。能够看出本发明方法实现了PFC变换器的两个功能，即保证输入电压、电流为正弦信号并同相位，功率因数接近于1，同时控制输出电压等于期望值。

2）采用遗传算法优化参数的传统PI控制器控制PFC变换器的输出电压曲线如图6所示，其中横坐标为时间（单位为秒），纵坐标为电压（单位为伏特）。采用传统PI控制器得到的输入侧A相电压、电流波形如图7所示，其中横坐标为时间（单位为秒），A相电压的纵坐标单位为伏特，A相电流的纵坐标单位为安培。与图4和图6对比后能够看出，本发明方法比传统PI控制方法响应速度更快，电压超调保持在允许接受的范围内。

3）当负载发生突变时（实施例中负载电阻RL由500欧姆突变到333欧姆时），本发明方法的控制结果如图8所示，其中横坐标为时间（单位为秒），纵坐标为电压（单位为伏特）。而传统PI控制方法的输出电压响应曲线如图9所示，其中横坐标为时间（单位为秒），纵坐标为电压（单位为伏特）。对比图8和图9能够看出，本发明方法在负载突变时，电压降落更小，恢复更快，适应性更强。

Claims (7)

1.一种三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法，其特点在于，基于三相电压型功率因数校正变换器，设置该电路中的结构参数，再按照以下步骤进行控制：

步骤1，计算电压环控制量和不确定参数

的自适应规律，

参考电压值U_dcref应满足下式（16）：

$\frac{3}{2}\sqrt{U_{\mathrm{\α}}^2+U_{\mathrm{\β}}^2}\≤U_{\mathrm{dcref}}\≤\sqrt{3}\·\sqrt{U_{\mathrm{\α}}^2+U_{\mathrm{\β}}^2},---\left(16\right)$

其中U_α,U_β为输入三相电压经αβ变换得到；

步骤2，计算参考直轴电流值i_dref和i_qref，参考交轴电流i_qref=0，参考直轴电流值i_dref通过电压环自适应控制器的输出计算，参照下式（17）：

$i_{\mathrm{dref}}=\frac{{2U}_{\mathrm{rdc}}}{{3S}_d},---\left(17\right)$

其中S_d为开关变量S_a,S_b,S_c分别在空间坐标系dq轴下的直轴分量；

步骤3，计算电流环控制器的两个输出值U_rd,U_rq，参照下式（18）：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{rd}}=U_d+{\mathrm{wLi}}_q-R_s{i}_d+{\mathrm{Lk}}_d(i_{\mathrm{dref}}-i_d)\\ U_{\mathrm{rq}}=U_q-{\mathrm{wLi}}_d-R_s{i}_q+{\mathrm{Lk}}_q(i_{\mathrm{qref}}-i_q)\end{array};---\left(18\right)\right.$

其中的w为电源频率，L为滤波电感值，k_d,k_q＞0是电流环设计参数；

步骤4，采用SVPWM调试方法，确定参考空间矢量所在扇区及每个空间矢量的作用时间，确定空间矢量序列，并控制六个IGBT的开关时序，即成。

2.根据权利要求1所述的三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法，其特点在于：所述的步骤1中，电流环控制器按照反馈线性化极点配置，即给出电流环控制量U_rd和U_rq，使得直轴电流i_d和交轴电流i_q能够跟踪对应的期望值i_dref和i_qref，具体的控制方法如下：

在旋转坐标系下，三相电压型功率因数校正变换器的电流环数学模型为下式（3）：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=U_d-R_s{i}_d+{\mathrm{wLi}}_q-U_{\mathrm{rd}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=U_q-R_s{i}_q-{\mathrm{wLi}}_d-U_{\mathrm{rq}}\end{array}\right.,---\left(3\right)$

其中i_d,i_q分别为状态，表示直轴电流和交轴电流，U_rd,U_rq均为控制输入，

定义电流跟踪误差分别为e_i1=i_d-i_dref，e_i2＝i_q-i_qref,其中i_dref和i_qref分别为直轴电流期望值和交轴电流期望值，电流环反馈线性化极点配置控制器方程如下式（4）：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{rd}}=U_d+{\mathrm{Lwi}}_q-R_s{i}_d+{\mathrm{Lk}}_d(i_d-i_{\mathrm{dref}})+L{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{dref}}\\ U_{\mathrm{rq}}=U_q-{\mathrm{Lwi}}_d-R_s{i}_q+{\mathrm{Lk}}_q(i_q-i_{\mathrm{qref}})+L{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{qref}}\end{array}\right.,---\left(4\right)$

将式（4）代入式（3）得到下式（5）：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{de}}_{i1}}{\mathrm{dt}}+k_d{e}_{i1}=0\\ \frac{{\mathrm{de}}_{i2}}{\mathrm{dt}}+k_q{e}_{i2}=0\end{array}\right.,---\left(5\right)$

控制参数k_d,k_q＞0，则误差系统稳定到坐标原点，则能够实现直轴和交轴电流对期望值的跟踪。

3.根据权利要求1所述的三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法，其特点在于：所述的步骤2中，电压环自适应控制器使得变换器输出电压U_dc跟踪期望输出电压U_dcref，其控制变量为直轴电流的给定值i_dref，

三相电压型功率因数校正变换器电压环方程为式（6）：

$C\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=\frac{3}{2}(S_d{i}_d+S_q{i}_q)-i_L,---\left(6\right)$

由于网侧为三相对称电压，因此经过dq变换后，U_d＝const,U_q＝0；

期望得到单位功率因数，则三相电流应为与三相电压相位一致的三相对称信号，变换到dq轴，则需满足i_dref＝const,i_qref＝0；

在设计电压环控制器时，认为电流环的过渡过程已经完成，即d轴和q轴电流已经完全跟踪期望值，于是电压环动态方程变为式（7）：

其中为等效的电压环控制量，参数

1）若负载R_L已知，则系统对期望输出的完全跟踪参照式（8）：

其中的e_u＝U_dc-U_dcref为输出电压跟踪误差，U_dcref为输出电压期望值，k是一个大于零的常数，由控制器得到按指数收敛的误差系统即

则电压误差e_u渐近稳定于电压误差e_u＝0，即实现输出电压对于期望电压的跟踪，

2）若负载R_L为时变参数，控制规律参照式（10）：

其中的

代表参数1/R_L的估计，将这个控制规律带入到对象中，得到闭环误差动态方程式（11）：

假设

为参数估计误差，选择参数

的自适应规律为式（12）：

其中的正常数γ为自适应增益。

4.根据权利要求1所述的三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法，其特点在于：所述的步骤4中，具体包括以下步骤：

4.1）确定空间矢量所在扇区：首先将控制器输出的U_rd,U_rq进行CLARK，PARK反变换转换到abc坐标系下，然后通过比较其abc坐标系下对应关系的大小，确定对应的区间，其公式为：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{r\α}}=\cos \mathrm{\θ}\·U_{\mathrm{rd}}-\sin \mathrm{\θ}\·U_{\mathrm{rq}}\\ U_{\mathrm{r\β}}=-\sin \mathrm{\θ}\·U_{\mathrm{rd}}+\cos \mathrm{\θ}\·U_{\mathrm{rq}}\end{array}\right.,$

$\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{ra}}=U_{\mathrm{r\α}}\\ U_{\mathrm{rb}}=\frac{1}{2}(\sqrt{3}{U}_{\mathrm{r\β}}-U_{\mathrm{r\α}})\\ U_{\mathrm{rc}}=\frac{1}{2}(-\sqrt{3}{U}_{\mathrm{r\β}}-U_{\mathrm{r\α}})\end{array}\right.,$

取U_rab＝U_ra-U_rb,U_rbc＝U_rb-U_rc,U_rca＝U_rc-U_ra，

若U_rab＞0，则A＝1，否则A＝0；

若U_rbc＞0，则B＝1，否则B＝0；

若U_rca＞0，则C＝1，否则C＝0；

扇区N＝A+2B+4C；

4.2）确定空间矢量作用时间：先将控制器输出的U_rd,U_rq进行CLARK反变换投影到αβ坐标下，再根据参考矢量在αβ坐标系下的分量，直接计算空间矢量在各个扇区内的空间矢量作用时间，为了方便计算，定义：

$X=\sqrt{3}{U}_{\mathrm{r\β}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}}$

$Y=\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{r\β}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}}+\frac{3}{2}{U}_{\mathrm{r\α}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}},$

$Z=\frac{\sqrt{3}}{2}{U}_{\mathrm{r\β}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}}-\frac{3}{2}{U}_{\mathrm{r\α}}\frac{T_s}{V_{\mathrm{dc}}}$

各扇区对应的空间矢量作用时间如表1所示：

N 1 2 3 4 5 6 T1 Y Z -Z -X -Y X T2 -X Y X Z -Z -Y

4.3）确定空间矢量作用序列

为了确定空间矢量的切换时间T_cm1,T_cm2,T_cm3，即输出SVPWM波高低电平的切换时间，定义：

T_a＝(T_s-T₁-T₂)/2

T_b＝T_a+T₁/2，

T_c＝T_b+T₂/2

进而得到各个扇区开关切换时间如表2所示：

。

5.根据权利要求1所述的三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法，其特点在于：所述的三相电压型功率因数校正变换器的结构是，包括与三相交流电源对应连接的滤波电感，滤波电感的三相分别通过一个电感和开关等效电阻R_S与三相桥臂的三个中点a、b、c对应连接，三相桥臂的输出端同时与滤波电容C和负载R_L并联；三相桥臂采用6个IGBT两两串联后再并联而成，每个IGBT元件还单独并联有一个二极管，即每个IGBT的发射极与配对的二极管正极相联，每个IGBT的集电极与配对的二极管负极相联；一侧的三个IGBT的集电极相联并且同时与滤波电容C的正极相联，另一侧的三个IGBT的发射极相联且同时与滤波电容C的负极相联。

6.根据权利要求1所述的三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法，其特点在于：所述的步骤1中，k＝400,γ＝10^-3。

7.根据权利要求1所述的三相电压型功率因数校正变换器的自适应控制方法，其特点在于：所述的步骤3中，k_d＝k_q＝1500。

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