CN115912477B - 一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法 - Google Patents

Abstract

一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法，该方法包括以下步骤：S1、构建并联型换流器的开关函数模型；S2、根据开关函数模型，分析并联型换流器在不平衡直流侧电阻影响下的零序环流特征；S3、根据不平衡输出阻抗的电压方程，分析并联型换流器在不平衡交流侧阻抗影响下的零序环流特征；S4、构造并联型换流器的零序环流模型，计算零序环流幅值；S5、根据零序环流特征，构造反馈控制策略，平抑零序环流。本发明不仅能准确分析零序环流特征，而且能有效平抑零序环流。

Description

一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法

技术领域

本发明涉及换流器控制方法领域，尤其涉及一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法。

背景技术

随着换流器型分布式电源的广泛接入，微电网的容量也在不断扩大。单个微电网存在工作容量有限、抗扰动能力弱等缺点，仅能满足局部地区分布式电源的接入需求。因此，将地理位置临近的多个非均质交、直流微电网互连，构成交直流混合微电网群，是未来互联互动微电网发展的重要方向。AC/DC换流器能够实现交、直流微电网群间的功率交换和信息传递，将多个AC/DC换流器并联运行已成为提高电能输送容量、转换效率和可靠性的一种有效手段。对于直流侧与交流侧均不存在隔离条件的并联型换流器，换流器两侧所连微网内部故障会使并联回路出现不平衡条件以及换流器参数出现不一致，进而导致换流器间将出现复杂的环流现象，其中以零序环流的影响较为严重。在环流作用下，开关设备所承受的电流增大，换流器网侧电能质量下降，微电网系统转换效率降低且难以实现功率均分，严重时甚至会造成换流器宕机。因此，研究并联型换流器的环流抑制方法对于提升微电网能量转化效率，增强微电网设备级故障支撑能力，以及促进分布式电源并网消纳具有重要意义。

根据产生机理的不同，可将并联型换流器的零序环流分为由换流器调制策略及开关动作所引起的高频零序环流和三次谐波零序环流，以及由闭环回路中的不平衡线路参数所引起的低频零序环流。目前，学者们已围绕高频零序环流与三次谐波零序环流提出了一系列的换流器改进调制技术及反馈控制方法，而对低频零序环流的研究相对较少。现有研究虽分析了在交流侧存在不平衡输出阻抗时的零序环流产生机理，但未就直流侧存在不平衡输入电阻以及两侧均存在不平衡条件时的零序环流特征及控制方法展开研究。由于并联型换流器间闭环回路的低频零序阻抗通常较小，因而由直流侧与交流侧不平衡条件所引起的零序环流幅值较大，会对换流器的正常运行带来较大影响。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的零序环流特征分析准确性差、零序环流平抑效果差的缺陷与问题，提供一种零序环流特征分析准确性好、零序环流平抑效果好的交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法。

为实现以上目的，本发明的技术解决方案是：一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法，该方法包括以下步骤：

S1、构建并联型换流器的开关函数模型；

S2、根据开关函数模型，分析并联型换流器在不平衡直流侧电阻影响下的零序环流特征；

S3、根据不平衡输出阻抗的电压方程，分析并联型换流器在不平衡交流侧阻抗影响下的零序环流特征；

S4、构造并联型换流器的零序环流模型，计算零序环流幅值；

S5、根据零序环流特征，构造反馈控制策略，平抑零序环流。

步骤S1中，并联型换流器的开关函数模型为：

式中，S_abc，x为换流器x的a、b、c三相开关函数，S_ax为换流器x的a相开关函数，S_bx为换流器x的b相开关函数，S_cx为换流器x的c相开关函数，S_px、S_nx和S_zx分别为调制波中的正序、负序和零序分量；m_x和n_x分别为正序分量和负序分量的调制比；θ_spx和θ_snx分别为正序分量和负序分量的相角；ω为工频频率，t为时间；

在换流阀开关动作的作用下，换流器直流侧正极电流为：

式中，i_max为换流器x的a相阀侧电流，i_mbx为换流器x的b相阀侧电流，i_mcx为换流器x的c相阀侧电流；

在考虑换流阀损耗等值电阻R_v时，交流侧的j相电压u_jNx为：

由开关函数表示的交流侧的相电压u_jNx为：

u_jNx＝S_jxu_dcx-i_mjxR_v

式中，S_jx为换流器x的j相开关函数，u_dcx为换流器x的输入直流电压，i_mjx为换流器x的j相阀侧电流；

换流器的直流侧正极电流由负极电流和交流侧三相电流推导得出：

式中，为换流器直流侧负极电流；

换流器x向交流侧注入的零序环流i_zx为：

换流器直流侧的正负极电流与零序环流满足如下关系：

换流器的直流侧正极电流为：

式中，为换流器x的交流侧三相电流，I_dcx为由开关函数正序与负序分量所调制得到的直流侧电流；

在SPWM调制模式下换流器直流侧的正、负电流为：

步骤S2中，当直流侧存在不平衡条件时，换流器x的阀侧零序电压为：

式中，u_mzx为换流器阀侧零序电压，U_N0为并联型换流器共阴极点N0的对地电压，为换流器x的直流侧负极电阻。

步骤S3中，在SPWM调制模式下由换流器产生的零序电压为：

式中，U_dc为各换流器直流侧公共直流电压，为换流器x的直流侧正极电阻；

当直流侧正极电阻与负极电阻不一致时，闭环通路中将产生一个与I_dcx呈正比例关系的零序电压源

令表示换流器的不平衡度，则任意两个并联换流器间的零序电压为：

式中，为换流器i与换流器j之间的零序电压，λ_i为换流器i的不平衡度，I_dc1为换流器1由开关函数正序与负序分量所调制得到的直流侧电流，λ_j为换流器j的不平衡度，I_dc2为换流器2由开关函数正序与负序分量所调制得到的直流侧电流，/>为换流器i的直流侧正极电阻，/>为换流器i的直流侧负极电阻，i_zi为换流器i向交流侧注入的零序环流，/>为换流器j的直流侧正极电阻，/>为换流器j的直流侧负极电阻，i_zj为换流器j向交流侧注入的零序环流。

步骤S4中，在交流侧保持平衡的理想条件下，由下式计算得出零序环流幅值：

式中，L_i和R_i分别为换流器i从阀侧到公共交流母线间的等效输出电感与电阻，L_j和R_j分别为换流器j从阀侧到公共交流母线间的等效输出电感与电阻，为换流器i向交流侧注入的零序环流对时间t的导数，/>为换流器j向交流侧注入的零序环流对时间t的导数；

当交流侧存在不平衡条件时，根据旋转坐标系下的电压方程得到由不平衡阻抗所引起的零序电压为：

式中，为不平衡电感部分零序电压，/>为不平衡电阻部分零序电压，Ls_in2nx和L_cos2nx-分别为三相电感不平衡部分在旋转坐标系下所对应的二倍频正弦分量和余弦分量；R_{sin 2nx}和R_cos2nx分别为三相电阻不平衡部分在旋转坐标系下所对应的二倍频正弦分量和余弦分量；L_{sin px}和L_cospx分别为三相电感不平衡部分在旋转坐标系下所对应的基频正弦分量和余弦分量；R_sinpx和R_cospx分别为三相电阻不平衡部分在旋转坐标系下所对应的基频正弦分量和余弦分量；/>为d轴扰动电流的直流分量，/>为q轴扰动电流的直流分量，/>为d轴扰动电流的二倍频分量，/>为q轴扰动电流的二倍频分量。

步骤S5中，构造反馈控制策略，平抑零序环流具体包括以下步骤：

在不平衡条件下，通过换流器的三相输出电流计算零序环流的实际值i_zx，将实际值i_zx与参考值i_z，ref的差值作为输入信号输入PIR控制器；

PIR控制器输出控制信号，对差值中的直流分量和基频分量进行平抑；基于PIR控制器所得的控制信号相当于在换流器的输出电压上额外叠加了一个零序电压控制信号u_zx，ref；

式中，k_p，z、k_i，z和k_r，z分别为比例、积分和谐振环节的增益系数，ω_c，z为PIR控制器的截止频率，S为经过拉普拉斯变换获得的复频率，ω₀为基波频率。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

本发明一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法中，分析不平衡条件影响下零序环流的产生机理与计算方法，并基于零序环流特征，设计相应的控制器，从而平抑零序环流；利用开关函数模型，可有效刻画并联型换流器的零序环流分布特征，从而实现对交直流混合微电网群间并联型换流器在不平衡条件下的零序环流进行解析计算；根据交直流混合微电网群间并联型换流器的零序环流特征设计了响应的反馈补偿控制策略，可有效消除换流器间的零序环流，提高并联型换流器的传输效率与运行可靠性。

附图说明

图1是本发明一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法的流程图。

图2是本发明中并联型三相PWM换流器示意图。

图3是本发明中并联型三相换流器的开关函数模型。

图4是本发明中直流侧与交流侧均存在不平衡条件时的零序环流模型。

图5是本发明中三相换流器并联运行系统示意图。

图6是本发明中Case1下零序环流仿真结果示意图。

图7是本发明中Case2下零序环流仿真结果示意图。

图8是本发明中Case3下零序环流仿真结果示意图。

图9是本发明中Case4下零序环流仿真结果示意图。

图10是本发明中Case5下零序环流仿真结果与理论计算的对比分析图。

图11是本发明中Case6下零序环流仿真结果与理论计算的对比分析图。

图12是本发明中Case7下零序环流仿真结果与理论计算的对比分析图。

图13是本发明中Case8下零序环流仿真结果与理论计算的对比分析图。

图14是本发明中零序环流平抑方法的仿真验证结果示意图。

具体实施方式

以下结合附图说明和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

参见图1，一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法，该方法包括以下步骤：

S1、构建并联型换流器的开关函数模型；

参见图2，按照开关函数和调制理论的定义，并联型换流器的开关函数模型为：

式中，S_abc，x为换流器x的a、b、c三相开关函数，S_ax为换流器x的a相开关函数，S_bx为换流器x的b相开关函数，S_cx为换流器x的c相开关函数，S_px、S_nx和S_zx分别为调制波中的正序、负序和零序分量；m_x和n_x分别为正序分量和负序分量的调制比，其幅值均不大于1；θ_spx和θ_snx分别为正序分量和负序分量的相角；ω为工频频率，t为时间；

在换流阀开关动作的作用下，换流器直流侧正极电流为：

式中，i_max为换流器x的a相阀侧电流，i_mbx为换流器x的b相阀侧电流，i_mcx为换流器x的c相阀侧电流；

在考虑换流阀损耗等值电阻R_v时，交流侧的j相电压u_jNx为：

由开关函数表示的交流侧的相电压u_jNx为：

u_jNx＝S_jxu_dcx-i_mjxR_v

式中，S_jx为换流器x的j相开关函数，u_dcx为换流器x的输入直流电压，i_mjx为换流器x的j相阀侧电流；

在推算零序环流时，由于零序环流通路的等效阻抗较小，因此需考虑换流阀损耗等值电阻的影响，并根据上式将其合并至换流器的交流侧；

根据基尔霍夫电流定律，换流器的直流侧正极电流由负极电流和交流侧三相电流推导得出：

式中，为换流器直流侧负极电流；

换流器x向交流侧注入的零序环流i_zx为：

换流器直流侧的正负极电流与零序环流满足如下关系：

可以看出，当并联运行的换流器之间存在零序环流时，换流器的正、负极电流将不再相等，正、负极电流的差值即为换流器向交流侧注入的零序环流分量；

换流器的直流侧正极电流为：

式中，为换流器x的交流侧三相电流，I_dcx为由开关函数正序与负序分量所调制得到的直流侧电流；

在SPWM调制模式下换流器直流侧的正、负电流为：

根据上述分析可构建如图3所示的并联型三相换流器的开关函数模型，根据开关函数模型可知，I_dcx主要由直流分量构成，当存在负序电流或负序调制分量时，I_dcx还将包含少量的二倍频分量；

S2、根据开关函数模型，分析并联型换流器在不平衡直流侧电阻影响下的零序环流特征；

当直流侧存在不平衡条件时，换流器x的阀侧零序电压为：

式中，u_mzx为换流器阀侧零序电压，U_N0为并联型换流器共阴极点N0的对地电压，为换流器x的直流侧负极电阻；

S3、根据不平衡输出阻抗的电压方程，分析并联型换流器在不平衡交流侧阻抗影响下的零序环流特征；

在SPWM调制模式下由换流器产生的零序电压为：

式中，U_dc为各换流器直流侧公共直流电压，为换流器x的直流侧正极电阻；

当直流侧正极电阻与负极电阻不一致时，闭环通路中将产生一个与I_dcx呈正比例关系的零序电压源

令表示换流器x的不平衡度，则任意两个并联换流器间的零序电压为：

式中，为换流器i与换流器了之间的零序电压，λ_i为换流器i的不平衡度，I_dc1为换流器1由开关函数正序与负序分量所调制得到的直流侧电流，λ_j为换流器j的不平衡度，I_dc2为换流器2由开关函数正序与负序分量所调制得到的直流侧电流，/>为换流器i的直流侧正极电阻，/>为换流器i的直流侧负极电阻，izi为换流器i向交流侧注入的零序环流，/>为换流器j的直流侧正极电阻，/>为换流器j的直流侧负极电阻，I_zj为换流器j向交流侧注入的零序环流；

S4、构造并联型换流器的零序环流模型，计算零序环流幅值；

在交流侧保持平衡的理想条件下，由下式计算得出零序环流幅值：

式中，L_iR_i分别为换流器i从阀侧到公共交流母线间的等效输出电感与电阻，L_j和R_j分别为换流器j从阀侧到公共交流母线间的等效输出电感与电阻，为换流器i向交流侧注入的零序环流对时间t的导数，/>为换流器j向交流侧注入的零序环流对时间t的导数；

当交流侧存在不平衡条件时，根据旋转坐标系下的电压方程得到由不平衡阻抗所引起的零序电压为：

式中，为不平衡电感部分零序电压，/>为不平衡电阻部分零序电压，L_sin2nx和L_cos2nx分别为三相电感不平衡部分在旋转坐标系下所对应的二倍频正弦分量和余弦分量；R_sin2nx和R_cos2nx分别为三相电阻不平衡部分在旋转坐标系下所对应的二倍频正弦分量和余弦分量；L_{sin px}和L_{cos px}分别为三相电感不平衡部分在旋转坐标系下所对应的基频正弦分量和余弦分量；R_sinpx和R_cospx分别为三相电阻不平衡部分在旋转坐标系下所对应的基频正弦分量和余弦分量；/>为d轴扰动电流的直流分量，/>为q轴扰动电流的直流分量，/>为d轴扰动电流的二倍频分量，/>为q轴扰动电流的二倍频分量；

结合前述分析可知，并联型换流器在直流侧存在不平衡输入电阻，在交流侧存在不平衡输出阻抗时将会产生以直流分量和基频分量为主的零序环流，由此可构造如图4所示的零序环流分析模型，根据零序电压及零序环流通路的等效阻抗计算零序环流的幅值大小；

S5、根据零序环流特征，构造反馈控制策略，平抑零序环流；具体包括以下步骤：

为平抑零序环流，设计谐振频率为基频频率的PIR控制环节，获取零序电压补偿信号；在不平衡条件下，通过换流器的三相输出电流计算零序环流的实际值i_zx，将实际值i_zx与参考值i_z，ref的差值作为输入信号输入PIR控制器；

PIR控制器输出控制信号，对差值中的直流分量和基频分量进行平抑；基于PIR控制器所得的控制信号相当于在换流器的输出电压上额外叠加了一个零序电压控制信号u_zx，ref；

式中，k_p，Z、k_i，z和k_r，z分别为比例、积分和谐振环节的增益系数，ω_c，z为PIR控制器的截止频率，S为经过拉普拉斯变换获得的复频率，ω₀为基波频率。

通过上述方式，各换流器间无需通信，即可分散地完成零序环流的测量及控制工作，有效消除换流器间的零序环流。

本实施例将上述方法应用于图5所示的三相换流器并联运行系统，先计算由各换流器直流侧不平衡输入电阻所引起的零序电压，再计算由各换流器交流侧不平衡输出阻抗所引起的零序电压，然后根据零序电压及零序环流通路的等效阻抗，计算零序环流幅值；当并联型换流器存在由不平衡条件所引起的零序环流时，验证本发明的准确性，实验结果如图6～图14所示。

为验证零序环流分析方法的正确性，设置了四类不平衡情况，以分析零序环流的特征：

Casel：不平衡条件发生在ZSCC闭环回路直流侧；将一号换流器的正极输入电阻设置为0.1Ω，将三号换流器的负极输入电阻/>设置为0.2Ω。

Case2：不平衡条件发生在ZSCC闭环回路交流侧；将三号换流器的输出电阻R_of3设置为0.5Ω，将一号换流器的输出电感L_oa1设置为2mH，二号换流器的输出电感L_oc2设置为4mH。

Case3：不平衡条件发生在交流侧公共连接线；将公共连接线电感L_pb设置为2mH。

Case4：以上所有不平衡条件均在仿真模型中出现。

图6至图9给出了在以上案例所对应的不同不平衡条件下的零序环流仿真结果。根据图6、图7可知，由直流侧不平衡条件所引起的零序环流主要由直流分量构成；在交流侧存在不平衡条件时，零序环流将包含基频交流分量。此外，图8表明，只有在零序环流闭环回路中出现不平衡条件时，才会引起零序环流。图9的仿真结果表明，当直流侧和交流侧同时存在不平衡条件时，零序环流将主要由直流分量与基频分量构成。以上结果表明，本发明所提零序环流分析方法可以较好地反映零序环流的实际特征。

下面将进一步分析零序环流的仿真结果与理论计算结果。为便于分析计算，将图5所示仿真模型的三号换流器停机，仅保留一号换流器与二号换流器工作。仿真案例设置如下：

Case5：不平衡条件发生在直流侧，同Case1；换流器无损耗，R_v设置为0.1mΩ。

Case6：不平衡条件发生在直流侧，同Case1，R_v设置为10mΩ。

Case7：不平衡条件发生在交流侧，同Case2，R_v设置为10mΩ。

Case8：仿真条件同Case9，但调制方式更换为SVPWM。

各案例中的交流侧负荷均设置为纯有功负荷，其功率调节范围为0.1MW到0.2MW；对于直流侧出现不平衡条件的案例，将一号换流器的正极输入电阻从1mΩ逐渐增大至0.5Ω；对于交流侧出现不平衡条件的案例，将一号换流器的a相输出电感从1mH逐渐增大至4mH。

图10至图13给出了上述案例中零序环流仿真与理论计算的对比结果。图10、图11展示了不同负荷、不同输入电阻及不同换流阀电阻影响下零序环流的幅值变化情况，可以看出，在直流侧不平衡条件下零序环流的理论计算结果与仿真结果一致，可准确反映零序环流的变化趋势，零序环流的大小也会随着换流器输出功率及不平衡输入电阻的增大而增大。对比两图可以发现，由于零序环流闭环回路的电阻较小，换流阀电阻的大小对零序环流的结果具有很大影响，而随着不平衡输入电阻的增大，两种换流阀电阻影响下的零序环流都将逐渐增大，并最终收敛于统一稳定值。图12、图13分别展示了不同负荷及不同输出电感影响下零序环流基频分量幅值的变化情况。可以看出，在交流侧不平衡条件下零序环流的理论计算结果与仿真结果趋势一致，可较好地反映零序环流的变化规律。图10至图13展示了SVPWM调制下零序环流基频分量与三次谐波分量随不平衡输出电感的变化规律。可以看出，本发明所提零序环流分析方法所得基频分量幅值与仿真结果相近。受三次谐波开关函数影响，零序环流中也包含三次谐波分量，其幅值相对较小。以上仿真结果验证了本发明所提零序环流分析方法的有效性。

为验证本发明零序环流平抑方法的有效性，以Case 4中的仿真模型为例验证所提零序环流控制的有效性。对仿真过程中控制策略的投退进行设置：在3s前，仿真模型仅采用传统下垂控制策略；在3s时，投入所提零序环流控制策略，抑制零序环流直流分量与基频分量。

图14为本发明实施例零序环流平抑方法的仿真验证结果。根据图14可以看出，所提零序环流控制策略均可有效平抑并联型换流器间的零序环流。

以上算例结果表明，本发明所提一种交直流混合微电网群间并联型换流器零序环流计算及平抑方法可准确刻画并联型换流器在不平衡条件影响下的零序环流特征，并可有效平抑换流器间的零序环流，有助于抵制由零序环流所导致的换流器传输效率降低的问题，为分布式电源的并网消纳提供支撑。

Claims (5)

1.一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

S1、构建并联型换流器的开关函数模型；

并联型换流器的开关函数模型为：

式中，S_abc，x为换流器x的a、b、c三相开关函数，S_ax为换流器x的a相开关函数，S_bx为换流器x的b相开关函数，S_cx为换流器x的c相开关函数，S_px、S_nx和S_zx分别为调制波中的正序、负序和零序分量；m_x和n_x分别为正序分量和负序分量的调制比；θ_spx和θ_snx分别为正序分量和负序分量的相角；ω为工频频率，t为时间；

在换流阀开关动作的作用下，换流器直流侧正极电流为：

式中，i_max为换流器x的a相阀侧电流，i_mbx为换流器x的b相阀侧电流，i_mcx为换流器x的c相阀侧电流；

在考虑换流阀损耗等值电阻R_v时，交流侧的j相电压u_jNx为：

由开关函数表示的交流侧的相电压u_jNx为：

u_jNx＝S_jxu_dcx-i_mjxR_v

式中，S_jx为换流器x的j相开关函数，u_dcx为换流器x的输入直流电压，i_mjx为换流器x的j相阀侧电流；

换流器的直流侧正极电流由负极电流和交流侧三相电流椎导得出：

式中，为换流器直流侧负极电流；

换流器x向交流侧注入的零序环流i_zx为：

换流器直流侧的正负极电流与零序环流满足如下关系：

换流器的直流侧正极电流为：

式中，为换流器x的交流侧三相电流，I_dcx为由开关函数正序与负序分量所调制得到的直流侧电流；

在SPWM调制模式下换流器直流侧的正、负电流为：

S2、根据开关函数模型，分析并联型换流器在不平衡直流侧电阻影响下的零序环流特征；

S3、根据不平衡输出阻抗的电压方程，分析并联型换流器在不平衡交流侧阻抗影响下的零序环流特征；

S4、构造并联型换流器的零序环流模型，计算零序环流幅值；

S5、根据零序环流特征，构造反馈控制策略，平抑零序环流。

2.根据权利要求1所述的一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法，其特征在于：

步骤S2中，当直流侧存在不平衡条件时，换流器x的阀侧零序电压为：

式中，u_mzx为换流器阀侧零序电压，U_N0为并联型换流器共阴极点N0的对地电压，为换流器x的直流侧负极电阻。

3.根据权利要求2所述的一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法，其特征在于：

步骤S3中，在SPWM调制模式下由换流器产生的零序电压为：

式中，U_dc为各换流器直流侧公共直流电压，为换流器x的直流侧正极电阻；

当直流侧正极电阻与负极电阻不一致时，闭环通路中将产生一个与I_dcx呈正比例关系的零序电压源

令表示换流器的不平衡度，则任意两个并联换流器间的零序电压为：

式中，为换流器i与换流器j之间的零序电压，λ_i为换流器i的不平衡度，I_dc1为换流器1由开关函数正序与负序分量所调制得到的直流侧电流，λ_j为换流器j的不平衡度，I_dc2为换流器2由开关函数正序与负序分量所调制得到的直流侧电流，/>为换流器i的直流侧正极电阻，/>为换流器i的直流侧负极电阻，i_zi为换流器i向交流侧注入的零序环流，/>为换流器j的直流侧正极电阻，/>为换流器j的直流侧负极电阻，i_zj为换流器j向交流侧注入的零序环流。

4.根据权利要求3所述的一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法，其特征在于：

步骤S4中，在交流侧保持平衡的理想条件下，由下式计算得出零序环流幅值：

式中，L_i和R_i分别为换流器i从阀侧到公共交流母线间的等效输出电感与电阻，L_j和R_j分别为换流器j从阀侧到公共交流母线间的等效输出电感与电阻，为换流器i向交流侧注入的零序环流对时间t的导数，/>为换流器j向交流侧注入的零序环流对时间t的导数；

当交流侧存在不平衡条件时，根据旋转坐标系下的电压方程得到由不平衡阻抗所引起的零序电压为：

式中，为不平衡电感部分零序电压，/>为不平衡电阻部分零序电压，L_sin2nx和L_cos2nx分别为三相电感不平衡部分在旋转坐标系下所对应的二倍频正弦分量和余弦分量；R_sin2nx和R_cos2nx分别为三相电阻不平衡部分在旋转坐标系下所对应的二倍频正弦分量和余弦分量；L_sinpx和L_cospx分别为三相电感不平衡部分在旋转坐标系下所对应的基频正弦分量和余弦分量；R_sinpx和R_cospx分别为三相电阻不平衡部分在旋转坐标系下所对应的基频正弦分量和余弦分量；/>为d轴扰动电流的直流分量，/>为q轴扰动电流的直流分量，/>为d轴扰动电流的二倍频分量，/>为q轴扰动电流的二倍频分量。

5.根据权利要求4所述的一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法，其特征在于：

步骤S5中，构造反馈控制策略，平抑零序环流具体包括以下步骤：

在不平衡条件下，通过换流器的三相输出电流计算零序环流的实际值i_zx，将实际值i_zx与参考值i_z，ref的差值作为输入信号输入PIR控制器；

PIR控制器输出控制信号，对差值中的直流分量和基频分量进行平抑；基于PIR控制器所得的控制信号相当于在换流器的输出电压上额外叠加了一个零序电压控制信号u_zx，ref；

式中，k_p，z、k_i，z和k_r，z分别为比例、积分和谐振环节的增益系数，ω_c，z为PIR控制器的截止频率，S为经过拉普拉斯变换获得的复频率，ω₀为基波频率。