CN111900888B - 换流器调制波优化方法、系统及基于其的换流器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于换流器领域，公开了一种换流器调制波优化方法、系统及基于其的换流器控制方法，所述优化方法，包括获取换流器的当前调制波，将当前调制波叠加上与当前调制波同相位的，且幅值为预设幅值的零序电压，完成调制波的优化。所述换流器调制波优化系统包括获取模块，用于获取换流器的当前调制波；以及叠加模块，用于将当前调制波叠加上与当前调制波同相位的，且幅值为预设幅值的零序电压。所述控制方法包括将换流器的当前调制波采用上述换流器调制波优化方法或上述换流器调制波优化系统进行优化，得到优化调制波，通过优化调制波生成触发命令来控制换流器的换流阀。本发明可以有效的降低MMC子模块电容大小以及MMC桥臂电流应力。

Description

换流器调制波优化方法、系统及基于其的换流器控制方法

技术领域

本发明属于换流器领域，涉及一种换流器调制波优化方法、系统及基于其的换流器控制方法。

背景技术

高压直流输电(high voltage direct current，HVDC)技术具有可灵活实现不同交流电网互联、频率无需严格同步、不增加系统短路容量以及输电走廊面积小等优点，特别适合长距离、大容量电能传输。传统的HVDC技术主要采用的是基于晶闸管的电网换相换流器(line commutated converter，LCC)，技术成熟度高、传输容量大，是目前主流的输电形式。但受到LCC本身工作特性的限制，导致LCC-HVDC系统不能实现有功和无功的独立解耦控制、交流侧也需要体积庞大的滤波和无功补偿装置，另外，LCC-HVDC不具备黑启动能力，严重限制了LCC-HVDC在大规模可再生能源发电汇集等领域的应用。为解决以上问题，有学者提出基于电压源换流器(voltagesourceconverter，VSC)的HVDC技术，既能够实现有功和无功的独立解耦控制，还具备黑启动能力，便于构成直流电网，存在广泛的应用前景。VSC-HVDC技术也被称为“柔性高压直流输电”技术，早期的VSC-HVDC系统通常采用器件直接串联的两电平或三电平VSC电路拓扑，存在电能质量差、效率低等缺点，导致VSC-HVDC技术在提出早期并未获得广泛关注。直到2001年，德国学者R.Marquardt提出模块化多电平换流器(modularmultilevelconverter，MMC)，具有模块化结构、效率高、谐波小以及可靠性高等诸多优点，特别适合应用于柔性高压直流输电场合。近些年，建设了多个柔性高压直流输电工程，均采用了MMC电路拓扑。虽然MMC在柔性高压直流输电领域取得了广泛应用，但子模块电容体积大、重量重、成本高等缺点已逐渐成为限制其取得更广泛应用的关键因素。众所周知，MMC的每个桥臂由大量的子模块级联构成，每个子模块均包含一个直流电容。对于MMC-HVDC系统，子模块电容体积和重量均占整个子模块50％以上，成本也达到子模块的30％，是导致MMC重量重、体积大和成本高的关键部件。因此，研究如何减小MMC子模块电容对于其取得更广泛应用至关重要。

目前有文献提出了一种提出在MMC桥臂中同时注入二倍频和四倍频环流，并根据算法对对所注入的环流进行优化，在降低子模块电容电压波动的基础上尽量减小桥臂电流有效值，进而减小MMC子模块电容。但是，此环流注入方法会增加桥臂电流的有效值和电流应力，总的来看，环流注入方法始终都会增加桥臂电流有效值，进而增加MMC损耗。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术中MMC子模块电容重量重、体积大和成本高的缺点，提供一种换流器调制波优化方法、系统及基于其的换流器控制方法。

为达到上述目的，本发明采用以下技术方案予以实现：

本发明第一方面，一种换流器调制波优化方法，包括以下步骤：

获取换流器的当前调制波，将当前调制波叠加上与当前调制波同相位的，且幅值为预设幅值的零序电压，完成调制波的优化。

本发明换流器调制波优化方法进一步的改进在于：

所述零序电压的预设幅值根据换流器的交流侧电压幅值确定。

所述零序电压的预设幅值u₀通过下式确定：

其中，U_s表示换流器的交流侧电压幅值，n取自然数，ω表示基波角频率，t表示时间。

所述零序电压选取零序三次谐波电压。

本发明第二方面，一种换流器调制波优化系统，包括：

获取模块，用于获取换流器的当前调制波；以及

叠加模块，用于将当前调制波叠加上与当前调制波同相位的，且幅值为预设幅值的零序电压。

本发明换流器调制波优化系统进一步的改进在于：

还包括预设幅值确定模块，预设幅值确定模块用于获取换流器的交流侧电压幅值，根据换流器的交流侧电压幅值确定零序电压的预设幅值。

所述预设幅值确定模块根据下式确定零序电压的预设幅值：

其中，U_s表示换流器的交流侧电压幅值，n取自然数，ω表示基波角频率，t表示时间。

所述零序电压选取零序三次谐波电压。

本发明第三方面，一种换流器控制方法，包括以下步骤：

将换流器的当前调制波采用上述换流器调制波优化方法或上述换流器调制波优化系统进行优化，得到优化调制波，利用优化调制波生成触发命令来控制换流器的换流阀。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明换流器调制波优化方法，通过获取换流器的当前调制波，然后在当前调制波叠加上与当前调制波同相位的，且幅值为预设幅值的零序电压，完成调制波的优化，进而在通过该调制波进行换流器的控制时，由于零序电压的注入，换流器子模块电容电压基频波动分量和二倍频波动分量均减小，且基频波动分量减小更多，具体的，基频波动分量可减小约30％，二倍频波动分量可减小约17％，又因为换流器子模块电容电压主要包含基频波动分量，因此，在子模块电容电压波动基本相当的情况下，注入零序电压可使换流器子模块电容减小约25％，进而降低子模块电容体积、重量和成本，由于子模块电容体积和重量均占整个子模块50％以上，成本也达到子模块的30％，所以可以有效降低整个换流器的重量、体积和成本。同时，注入零序电压后还可以降低换流器的桥臂电流应力，有利于子模块功率半导体器件和电容的安全运行。

附图说明

图1为本发明实施例的换流器调制波优化方法流程示意图；

图2为本发明实施例的MMC电路拓扑图；

图3为本发明实施例的无零序电压注入时MMC桥臂参考电压波形图；

图4为本发明实施例的零序电压注入时MMC桥臂参考电压波形图；

图5为本发明实施例的子模块基频波动分量比值随功率因数角和调制比变化关系图；

图6为本发明实施例的无零序电压和注入零序电压后MMC桥臂电流图；

图7为本发明实施例的无零序电压注入时MMC稳态运行仿真波形图；(a)为无零序电压注入时直流电压示意图，(b)为无零序电压注入时交流侧三相电流示意图，(c)为无零序电压注入时MMC的A相上、下桥臂电流波形示意图，(d)为无零序电压注入时MMC的A相上、下桥臂子模块电容电压波形示意图；

图8为本发明实施例的零序电压注入后MMC稳态运行仿真波形图；(a)为零序电压注入后直流电压示意图，(b)为零序电压注入后交流侧三相电流示意图，(c)为零序电压注入后MMC的A相上、下桥臂电流波形示意图，(d)为零序电压注入后MMC的A相上、下桥臂子模块电容电压波形示意图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

需要说明的是，本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本发明的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

参见图1，本发明一个实施例中，提供了一种换流器调制波优化方法，包括以下步骤：

获取换流器的当前调制波，将当前调制波叠加上与当前调制波同相位的，且幅值为预设幅值的零序电压，完成调制波的优化。

其中，所述零序电压的预设幅值根据换流器的交流侧电压幅值确定，具体的，零序电压的预设幅值u₀通过下式确定：

其中，U_s表示换流器的交流侧电压幅值，n取自然数，ω表示基波角频率，t表示时间。

再一个实施例中，提供了一种换流器调制波优化方法，该换流器调制波优化方法包括上一实施例中所有步骤，与上一实施例的区别在于，零序电压选取零序三次谐波电压，忽略其它整数倍次谐波分量，因为随着零序电压谐波次数增加，其幅值迅速减小，因此，本实施例中只选取零序电压分量中的3次谐波，n取1时的u₀即零序三次谐波电压，在不影响优化结果的同时，极大的简便了计算过程。

再一个实施例中，提供了一种换流器调制波优化系统，包括获取模块和叠加模块，获取模块用于获取换流器的当前调制波；叠加模块用于将当前调制波叠加上与当前调制波同相位的，且幅值为预设幅值的零序电压。

再一个实施例中，提供了一种换流器调制波优化系统，该换流器调制波优化系统除去包括上一实施例中换流器调制波优化系统的获取模块和叠加模块之外，还至少包括预设幅值确定模块，预设幅值确定模块用于获取换流器的交流侧电压幅值，根据换流器的交流侧电压幅值确定零序电压的预设幅值。具体的，预设幅值确定模块根据下式确定零序电压的预设幅值：

其中，U_s表示换流器的交流侧电压幅值，n取自然数，ω表示基波角频率，t表示时间。

并且，在本实施中优选的，零序电压选取零序三次谐波电压，n取1时的u₀即为零序三次谐波电压，能够在不影响优化结果的同时，极大的简便了计算过程，便于预设幅值确定模块的设计。

再一个实施例中，提供了一种换流器控制方法，包括以下步骤：

将换流器的当前调制波采用上述任一实施例中所述的换流器调制波优化方法或任一实施例中所述的换流器调制波优化系统进行优化，得到优化调制波，在MMC换流阀充电完成进入解锁运行阶段，通过阀控装置利用优化调制波生成触发命令来控制换流器的换流阀。经过理论分析和验证，当换流器运行于调制比较大(m≥0.9)的区间时，该方法可使换流器的子模块电容电压基频波动分量能够降低约30％，进而在子模块电容电压波动基本相当的情况下，通过零序电压的注入，可使换流器子模块电容减小约25％，进而降低流器子模块电容的体积、重量和成本，由于子模块电容体积和重量均占整个子模块50％以上，成本也达到子模块的30％，通过降低流器子模块电容的体积、重量和成本可以有效的降低整个换流器的体积、重量和成本。

下面详细介绍本发明的原理：

参见图2，三相MMC电路拓扑。由图可知，MMC包含六个桥臂，每一相上桥臂和下桥臂组成一个相单元。每个桥臂由级联的子模块和一个桥臂电感串联而成。每个子模块包含两只功率半导体开关器件(S1和S2)和一个直流电容，其中，功率半导体开关S1导通时，即子模块处于“投入”状态，输出端口电压等于其电容电压，而功率半导体开关S2导通时，即子模块处于“切除”状态，子模块输出端口电压为零。MMC每个桥臂选择不同数量的子模块处于“投入”状态，即可输出多电平电压。

在稳态运行情况下，MMC每个桥臂输出电压中既包含直流分量又包含基频交流分量。又因为MMC每个子模块只能输出电容电压或零电压，因此，参见图3，每个桥臂参考电压波形，即每个桥臂中基频交流分量应小于直流电压的一半。

假设MMC的调制比为m，其直流电压与交流相电压的幅值分别为U_dc和U_s。由此得到：

进一步地，假设MMC直流电流为I_dc，交流侧电流幅值为I_s，忽略损耗的情况下，其交直流侧功率应相等，因此：

其中，

为MMC功率因数角，将(1)带入(2)可以得到：

以MMC的A相上桥臂为例，假设其子模块电容电压的平均值为U_c，每个桥臂子模块个数为N，则A相上桥臂等效开关函数为：

通常情况下，MMC桥臂环流会增加子模块电容电压波动和换流器损耗，一般需要进行环流抑制。因此，根据MMC桥臂电流及交直流侧电流参考方向，可以得到A相上桥臂电流的表达式为：

根据(4)和(5)可知，MMC桥臂等效开关函数与桥臂电流均包含直流分量和基频交流分量。

假设MMC的一个桥臂内所有子模块电容电压均衡良好，则对于任意一个子模块，其电容电压的瞬时值可由下式计算得到：

将(3)、(4)和(5)带入(6)得到：

根据(7)可知，MMC子模块电容电压波动主要包含基频分量和二倍频分量。其基频纹波系数σ_f与二倍频纹波系数σ_2f分别为：

根据(8)和(9)可知，由于MMC桥臂参考电压交流分量幅值不超过直流电压一半，即m<1，因此，MMC子模块电容电压波动主要包含基频分量，这也是导致MMC-HVDC系统子模块电容体积大、重量重、成本高的主要原因。

参见图4，采用零序电压注入后MMC桥臂参考电压波形，即除直流分量和基频交流分量外，还叠加了零序分量。因为零序分量包含3次谐波电压及其整数倍次谐波分量，表达式如下：

由(10)可知，随着零序电压次数增加，其幅值迅速减小。因此，此处只分析零序电压分量中的3次谐波。此外，注入零序电压后，桥臂电压中基频分量幅值降低为原来的0.866倍，因此，在桥臂电压峰值和传输功率相等的情况下，注入零序电压能够提高MMC交流侧电压并降低其交流电流幅值。由此得到：

其中，m₀表示未注入零序电压时的调制度，U_s0表示未注入零序电压时的交流电压，I_s0表示未注入零序电压时的交流电流。

根据(11)可以得到：

因此，注入零序电压后可以提高MMC的调制比，根据(4)和(10)，可以计算得到注入零序电压后桥臂等效开关函数：

将(5)和(13)带入(6)，可以得到注入零序电压后MMC子模块电容电压波动：

根据(14)可知，子模块电容电压中除基频和二倍频波动分量外，注入零序电压还会产生三倍频和四倍频波动分量，但由于其幅值较小，忽略所产生的三倍频和四倍频成分，由此得到基频纹波系数σ_f0和二倍频纹波系数σ_2f0为：

在实际的柔性高压直流输电场合，MMC通常运行于接近单位功率因数条件下。因此，子模块电容电压基频波动分量大小主要由有功部分决定。另外，根据(12)，注入零序电压后MMC调制比提高，交流侧电流峰值降低，因此，注入零序电压后MMC子模块电容电压基频波动能够降低，由(8)和(15)可以得到基频波动比值λ_f为：

结合(12)和(17)，参见图5，注入零序电压与不注入零序电压时MMC子模块电容电压基频分量比值随功率因数角和调制比的变化。由图5可知，子模块电容电压基频波动分量比值随着调制比的增加而降低，随着功率因数角的变化，基频波动分量先减小后增大。但调制比对基频波动分量比值的影响较大。另外，当MMC运行于调制比较大(m≥0.9)的区间时，注入零序电压可使子模块电容电压基频波动分量能够降低约30％。

根据(9)、(12)和(16)可以得到MMC子模块电容电压二倍频波动分量比值：

由(18)可知，相比无零序电压情况，注入零序电压后MMC子模块电容电压二倍频波动分量幅值减小约1/6。

综合(17)和(18)可知，注入零序电压可同时减小MMC子模块电容电压基频和二倍频波动分量，其中，基频分量可减小约30％，二倍频波动分量可减小约17％。又因为MMC子模块电容电压主要包含基频波动分量，因此，在子模块电容电压波动基本相当的情况下，注入零序电压可使MMC子模块电容减小约25％。

注入零序电压可以提高MMC的调制比，因此，当传输功率相同时，注入零序电压可减小MMC交流侧电流幅值，进而可以降低其桥臂电流应力。由(5)和(12)可以计算得到未注入零序电压和注入零序电压后MMC桥臂电流表达式：

参见图6，未注入零序电压和注入零序电压后MMC桥臂电流。由图6可知，注入零序电压后可降低MMC桥臂电流应力，有利于子模块功率半导体器件和电容的安全运行。

为验证本发明换流器调制波优化方法优化后的换流器调制波对换流器起到的作用，即注入零序电压减小MMC子模块电容分析的正确性。在仿真软件中搭建主电路参数如表1所示的MMC的仿真模型。

表1 MMC主电路参数

电路参数	未注入零序电压	注入零序电压
			额定有功功率	800MW	800MW
额定无功功率	200Mvar	200Mvar
			直流电压	±250kV	±250kV
交流线电压	276kV	318kV
			桥臂子模块数	200	200
子模块电容	11.5mF	8.6mF
			桥臂电感	65mH	65mH
子模块平均电压	2.5kV	2.5kV

由表1可知，MMC未注入零序电压时，其调制比约为0.9，即线电压276kV，而采用零序电压注入后，在桥臂电压峰值基本相当的情况下，MMC调制比增加为1.04，即交流线电压为318kV。根据前文的分析可知，MMC调制比为0.9时注入零序电压可使其子模块电容电压波动降低约25％，因此，在子模块电容电压波动相当的情况下，注入零序电压可使子模块电容降低约25％。因此，未注入零序电压时子模块电容为11.5mF，而注入零序电压后仅为8.6mF。

参见图7，未注入零序电压时MMC稳态运行仿真波形。其中，图7(a)为直流电压，为500kV。图7(b)为交流侧三相电流，峰值约为2450A，图7(c)为MMC的A相上、下桥臂电流波形，桥臂电流主要包含直流和基频电流分量，桥臂电流峰值约为1760A，图7(d)为MMC的A相上、下桥臂子模块电容电压波形。由仿真波形可知，子模块电容电压主要包含基频和二倍频波动分量，子模块电容电压波动范围约为2370V至2630V，纹波系数约为5.2％。

参见图8，采用零序电压注入后，额定工况下MMC稳态运行仿真波形。其中，参见图8(a)，直流电压仍为500kV。图8(b)为三相交流电流，峰值不超过2150A，相比图7(b)交流电流有所降低。图8(c)为MMC的A相上、下桥臂电流，桥臂电流峰值约为1600A，相比图7(c)下降约9.1％。图8(d)为MMC的A相上、下桥臂子模块电容电压波形，与图7(d)类似，其波动成分主要包含基频和二倍频分量，子模块电容电压波动范围约2376V至2630V，纹波系数仍约为5.2％，但注入零序电压后，可使MMC子模块电容降低25％。

根据图7和图8所示的仿真结果可知，注入零序电压后，在子模块电容电压波动基本相当的情况下可使MMC子模块电容降低约25％，同时也能够降低桥臂电流应力，从而验证前文理论分析的正确性。

综上所述，通过本发明换流器调制波优化方法，将当前调制波叠加上与当前调制波同相位的，且幅值为预设幅值的零序电压，通过理论分析和仿真验证，都表明采用零序电压注入后可使MMC子模块电容电压基频和二倍频波动分量均减小，且基频分量减小更多，从而可以降低MMC子模块电容。此外，注入零序电压后还可以使MMC桥臂电流应力减小。并且仿真结果表明，采用零序电压注入可使MMC子模块电容降低约25％，桥臂电流应力降低约9.1％。

以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种换流器调制波优化方法，其特征在于，包括以下步骤：

获取换流器的当前调制波，将当前调制波叠加上与当前调制波同相位的，且幅值为预设幅值的零序电压，通过零序电压降低换流器的子模块电容电压基频波动分量和二倍频波动分量；完成调制波的优化；

所述零序电压的预设幅值u₀通过下式确定：

根据换流器桥臂等效开关函数S_au：

和零序电压的预设幅值u₀：

得到注入零序电压后桥臂等效开关函数S_au0：

根据换流器桥臂电流i_au：

以及注入零序电压后桥臂等效开关函数S_au0：

通过下式得到注入零序电压后换流器子模块电容电压波动u_cau0：

其中，U_s为换流器的交流侧电压幅值，n取自然数，ω表示基波角频率，t表示时间，U_dc为换流器直流电压的幅值，N为桥臂子模块个数，U_c为子模块电容电压的平均值，m为换流器的调制比，m₀为未注入零序电压时的调制度，I_dc为换流器直流电流，I_s为换流器交流侧电流幅值，

为换流器功率因数角，I_s0为未注入零序电压时的交流电流。

2.根据权利要求1所述的换流器调制波优化方法，其特征在于，所述零序电压选取零序三次谐波电压。

3.一种换流器调制波优化系统，其特征在于，包括：

获取模块，用于获取换流器的当前调制波；以及

叠加模块，用于将当前调制波叠加上与当前调制波同相位的，且幅值为预设幅值的零序电压，通过零序电压降低换流器的子模块电容电压基频波动分量和二倍频波动分量；

还包括预设幅值确定模块，预设幅值确定模块用于获取换流器的交流侧电压幅值，根据换流器的交流侧电压幅值确定零序电压的预设幅值；

所述预设幅值确定模块根据下式确定零序电压的预设幅值：

还包括优化模块，用于根据换流器桥臂等效开关函数S_au：

和零序电压的预设幅值u₀：

得到注入零序电压后桥臂等效开关函数S_au0：

根据换流器桥臂电流i_au：

以及注入零序电压后桥臂等效开关函数S_au0：

通过下式得到注入零序电压后换流器子模块电容电压波动u_cau0：

其中，U_s为换流器的交流侧电压幅值，n取自然数，ω表示基波角频率，t表示时间，U_dc为换流器直流电压的幅值，N为桥臂子模块个数，U_c为子模块电容电压的平均值，m为换流器的调制比，m₀为未注入零序电压时的调制度，I_dc为换流器直流电流，I_s为换流器交流侧电流幅值，

为换流器功率因数角，I_s0为未注入零序电压时的交流电流。

4.根据权利要求3所述的换流器调制波优化系统，其特征在于，所述零序电压选取零序三次谐波电压。

5.一种换流器控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

将换流器的当前调制波采用权利要求1或2所述换流器调制波优化方法或权利要求3或4所述换流器调制波优化系统进行优化，得到优化调制波，利用优化调制波生成触发命令来控制换流器的换流阀。

Images