DE10042938A1

DE10042938A1 - Modulare einstellbare Mehrniveau-Speisequelle mit parallelgeschalteten aktiven Eingängen

Info

Publication number: DE10042938A1
Application number: DE10042938A
Authority: DE
Inventors: Marc F Aiello; Peter W Hammond; Mukul Rastogi
Original assignee: Robicon Corp
Current assignee: Siemens Industry Inc
Priority date: 1999-09-01
Filing date: 2000-08-31
Publication date: 2001-03-15
Also published as: US6301130B1; CH694386A5; JP2001103766A; JP4555445B2

Abstract

Kurz zusammengefaßt wird mit der Erfindung ein verbesserter Leistungsantrieb zur Verfügung gestellt, der einen Vier-Quadranten-Betrieb bei verminderten Harmonischen ermöglicht. Der Leistungsantrieb hat einen nichtphasenverschobenen Multiphasentransformator mit einer einzigen, mit dem gemeinsamen Eingang verbundenen induktiven Reaktanz. Es wird eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Leistungszellen verwendet, von denen jede für einen Vier-Quadranten-Betrieb konfiguriert ist und einen Multiphaseneingang sowie einen Einphasenausgang hat, wobei jede dahingehend kontrollier- bzw. steuer- und/oder regelbar ist, daß Harmonische sowohl in der Eingangsquellenleitung als auch in der Ausgangsleitung vermindert sind. Jede Leistungszelle umfaßt einen Dreiphasenausgangsumsetzer, ein Glättungsfilter und einen Einphasenausgangsumsetzer. Außerdem wird mit der Erfindung ein Verfahren zum Betreiben des Leistungsantriebs zur Verfügung gestellt, das die Schritte des selektiven Steuerns bzw. Regelns von Schaltereignissen an dem Eingang und Ausgang von jeder Leistungszelle, derart, daß die Schaltereignisse in den jeweiligen Leistungszellen zeitlich beabstandet sind, so daß dadurch harmonische Komponenten reduziert werden, umfaßt. Das Verfahren kann unter Benutzung von Impulsbreitenmodulationssteuerung- bzw. -regelung, basierend auf ineinandergreifenden Trägersignalen, welche den Eingang und Ausgang von jeder Leistungszelle steuern bzw. regeln, ausgeführt werden.

Description

Die Erfindung betrifft generell einen Antrieb und ein Verfah ren zum Betreiben eines Motorantriebs variabler Geschwindig keit, und mehr im besonderen betrifft die Erfindung Mittel spannungsmotorantriebe, in denen Impulsbreitenmodulations steuer- bzw. -regelverfahren (PWM-Steuer- bzw. -Regelverfah ren) angewandt werden.

Antriebe variabler Frequenz werden in der Industrie konven tionellerweise dazu benutzt, Wechselstrommotoren mit varia bler elektrischer Geschwindigkeit zu versehen. Diese gleichen Antriebe können in anderen Anwendungen verwendet werden, die sich nicht speziell auf Motoren beziehen, bei denen aber eine variable Ausgangsspannung oder -frequenz erwünscht ist. Typi sche Antriebe haben eine Wechselstrom-Eingangsleistungsquelle und eine gewisse Art von Umwandlungseinrichtung, üblicherwei se unter Verwendung von Solid-State-Einrichtungen bzw. Fest körpereinrichtungen, zum Umwandeln der festen Wechselstrom- Eingangsspannung in eine Ausgangsgröße variabler Spannung und/oder variabler Frequenz. Eine solche Art von Antrieb ist in der US-Patentschrift 5 625 545 von Hammond offenbart, de ren Inhalt durch diese Bezugnahme zum Offenbarungsinhalt der vorliegenden Anmeldung gemacht wird. Diese vorgenannte US-Pa tentschrift beschreibt einen Leistungsantrieb, in dem eine Anzahl von in Reihe geschalteter Leistungszellen verwendet wird, die so angeordnet sind und manipuliert werden, daß sie eine Dreiphasen-Wechselstrom-Ausgangsgröße erzeugen. Das Ver binden von einer Mehrzahl von Leistungszellen in Reihe lie fert eine höhere Spannungsausgangsgröße als sie bei Verwen dung von nur einer einzigen Zelle verfügbar wäre. Die Reihen verbindung von Zellen ermöglicht eine Mehrzahl von Spannungs zuständen pro Phase, welche dazu verwendet werden, verbesser te Wellenformen zu erhalten. Eine Mehrzahl von Leistungszel len ist in jeder Phasenausgangsleitung zu einem Dreiphasen- Wechselstrommotor vorgesehen. Dreiphasen-Wechselstrom-Ein gangsleistung wird jeder Leistungszelle mittels eines Trans formators zugeführt, der eine Mehrzahl von Dreiphasen-Sekun därwicklungkreisen enthält, von denen jeder so geschaltet ist, daß er eine entsprechende Leistungszelle mit Dreiphasen- Wechselstrom-Eingangsleistung versorgt. Jede Leistungszelle steuert bzw. regelt die Leistung, die sie der Last zuführt, unter Verwendung eines Impulsbreitenmodulationssteuer- bzw. -regelverfahrens. Um Harmonische in den Quellenströmen zu vermindern, wird der Phasenwinkel der Sekundärwicklungskreise gemäß der US-Patentschrift 5 625 545 verschoben, und zwar entweder durch Zickzackwicklungen oder verlängerte Dreieck- bzw. Deltawicklungen.

Jede Leistungszelle enthält einen Eingangs-Wechselstrom-zu- Gleichstrom-Gleichrichter, ein Glättungsfilter, einen Aus gangs-Gleichstrom-zu-Wechselstrom-Umsetzer und eine Steuer- bzw. Regelschaltung. Der Eingangsumsetzer nimmt eine Dreipha sen-Wechselstrom-Eingangsgröße von einem Sekundärwicklungs kreis des Leistungstransformators auf. Der Eingangsgleich richter, Gleichrichtungsdioden, transformiert Dreiphasen- Wechselstromleistung in Gleichstromleistung mit signifikanter Welligkeit. Um die Wirkungen einer solchen Welligkeit zu ver bessern, ist ein Glättungsfilter, das aus Elektrolytkondensa toren besteht, mit der Gleichstromseite des Eingangsgleich richters verbunden. Das Glättungsfilter ist außerdem mit dem Ausgangsumsetzer verbunden. Der Ausgangsumsetzer ist ein Ein phasen-H-Brücken-Halbleiterschalter, in dem Leistungstransi storen wie IGBTen (Bipolartransistoren mit integriertem Gate) verwendet werden. Jeder Transistor des Ausgangsumsetzers wird mittels einer lokalen Modulationssteuer- bzw. -regelschaltung betrieben. Die Leistung für die lokale Modulatorsteuer- bzw. -regelschaltung kann innerhalb der Leistungszelle von der Wechselstrom-Leistungsversorgung erhalten werden.

Die US-Patentschrift 5 625 545 offenbart außerdem ein Verfah ren zum Steuern bzw. Regeln der Ausgangsgröße solcher Mehr fach-Leistungszellen unter Verwendung einer Impulsbreitenmo dulationstechnik, welche selektiv die Dauer und Frequenz der Leistungszellenimpulsausgangsgrößen steuert bzw. regelt. Die ses Verfahren verwendet Steuer- bzw. Regelsignale, basierend auf ineinandergreifenden Trägersignalen, um selektiv ein Schaltereignis in dem Ausgangsumsetzer von jeder Leistungs zelle zu bewirken. Die Schaltereignisse werden derart geord net, daß ein Schaltereignis in nur einer Leistungszelle auf einmal auftritt.

Ein Nachteil des Leistungsantriebs, der in der US-Patent schrift 5 625 545 beschrieben ist, besteht darin, daß er nur einen Zweiquadrantenbetrieb vorsieht. Jedoch sind solche Mit telspannungs-Wechselstrom-Antriebe inhärent fähig, in allen vier Quadranten der Geschwindigkeits-Drehmoment-Ebene zu ar beiten. Der erste Quadrant ist dort, wo sowohl Geschwindig keit als auch Drehmoment positiv sind, und der dritte Qua drant ist dort, wo sowohl Geschwindigkeit als auch Drehmoment negativ sind. Demgemäß ist in dem ersten und dritten Quadran ten das Produkt aus Drehmoment und Geschwindigkeit positiv. Wenn das Produkt aus Drehmoment-Geschwindigkeit positiv ist, geht der Leistungsfluß in die mechanische Last des Motors. Im Gegensatz hierzu sind der zweite und vierte Quadrant jene, wo das Produkt aus Drehmoment-Geschwindigkeit negativ ist, d. h., wo der Motor als ein Generator wirkt und die Leistung von der mechanischen Last durch den Motor und zurück zu der Inverter seite des Antriebs fließt. Konventionelle Leistungsantriebe, in denen eine Mehrzahl von Leistungsstellen benutzt wird, wie der Antrieb, der in der US-Patentschrift 5 625 545 offenbart ist, sind gegenwärtig nicht fähig, in vier Quadranten zu ar beiten.

Nach dem Stande der Technik ist es bekannt, einen Niederspan nungsantrieb zu verwenden, der eine einzige Leistungszelle hat, die zum Vorsehen von Leistungsregeneration fähig ist, in vier Quadranten zu arbeiten. Ein Beispiel einer Vier-Quadran ten-Leistungszelle ist in der US-Patentschrift 4 788 635 von Heinrich offenbart. Nach der Offenbarung dieser US-Patent schrift wird diese Vier-Quadranten-Leistungszelle dadurch be werkstelligt, daß der Spannungsquelleninverter auf einer Wechselstrom-Eingangsseite dahingehend gesteuert bzw. gere gelt wird, daß die Gleichstromglied-Polarität desselben umge kehrt wird, während über die Gleichstromglied-Anschlußver bindung zu der Inverterseite hiervon geschaltet wird, so daß die Polaritäten angepaßt werden. Es ist offenbart, daß dieses durch die Ausführung einer solchen Anpassung der Polaritäten mit kreuzgekoppelten GTO-Einrichtungen (gitterab-schaltbarer Einrichtungen) bewerkstelligt wird, die mit den beiden Dioden verbunden sind, welche mit den jeweiligen Polen eines Gleich stromglied-Kondensators zwischen den Ausgang der Gleichrich terthyristorbrücke und den Gleichstromglied-Anschluß des Spannungsquellen-Inverter-Motorantriebs gekoppelt sind. Die GTO-Einrichtungen werden mit einem Tastverhältnis unterbro chen, das in Ansprechung auf die Spannungsdifferenz zwischen der Inverter-Gleichstrom-Eingangsspannung und einer konstan ten Bezugsspannung gewählt wird.

Nichtsdestoweniger haben Einzel-Leistungszellen-Konfigura tionen, wie sie in der US-Patentschrift 4 788 635 beschrieben sind, zum Vorsehen eines Vier-Quadranten-Betriebs signifikan te Nachteile aufgrund unerwünschter Harmonischer, welche selbst unter Nichtlastsituationen erzeugt werden.

Ein Vier-Quadranten-Betrieb kann in Mittelspannungs-Wechsel strom-Antriebs-Anwendungen sehr wünschenswert sein, weil die regenerierte Leistung dazu verwendet werden kann, die Kosten der Elektrizität auszugleichen bzw. herabzusetzen, welche von Elektrizitätswerken gekauft werden muß. Für einige Benutzer solcher Mittelspannungs-Mehrleistungszellen-Wechselstroman triebe können die Energieerfordernisse signifikant sein, und selbst Leistungseinsparungen von 5-10% aufgrund der Regenera tivfähigkeit des Antriebs können signifikante Kosteneinspa rungen beinhalten. Infolgedessen ist es wünschenswert, einen Vier-Quadranten-Betrieb für solche Leistungsantriebe ohne den Nachteil der unerwünschten Harmonischen, der den Einzel-Lei stungszellen-Antrieben inhärent ist, vorzusehen.

Die vorliegende Erfindung offenbart eine Verbesserung bei bzw. gegenüber der vorher offenbarten Leistungszelle, die in dem US-Patent 5 625 545 beschrieben ist. Die Verbesserung um faßt eine Änderung in der Topologie und dem Betrieb des Transformators, des Wechselstrom-zu-Gleichstrom-Eingangsum setzers und des Glättungsfilters. Der Ausgangsumsetzer der Leistungszelle ist im wesentlichen der gleiche wie jener, der in der US-Patentschrift 5 625 545 beschrieben ist.

Die vorliegende Erfindung stellt einen Leistungsantrieb zur Verfügung, in welchem eine Mehrzahl von verbesserten Lei stungszellen verwendet wird, um einen Vier-Quadranten-Betrieb und verminderte Harmonische in der Eingangsquellenleitung vorzusehen, sowie ein Verfahren zum Betreiben eines solchen Antriebs. In dem Antrieb kann eine Mehrzahl von verbesserten Leistungszellen in jeder Phasenausgangsleitung zu einer Drei phasenlast, z. B. einem Dreiphasen-Wechselstrommotor, verwen det werden. Die verbesserten Leistungszellen auf irgendeiner gegebenen Phasenausgangsleitung können seriell verbunden sein, wie es in der US-Patentschrift 5 625 545 gelehrt wird.

Die Dreiphasen-Wechselstrom-Eingangsleistung kann jeder Zelle mittels eines Transformators zugeführt werden, welcher vor zugsweise eine Mehrzahl von Sekundärwicklungskreisen enthält, von denen jeder so geschaltet sein kann, daß er eine entspre chende Leistungszelle mit Dreiphasen-Wechselstromleistung versorgt. Vorzugsweise hat jeder der Transformatorsekundär wicklungskreise die gleiche Phasenbeziehung mit Bezug aufein ander. Infolgedessen kann, weil die Sekundärwicklungskreise des Transformators alle die gleiche Phasenbeziehung haben, eine einzige Dreiphasen-Eingangsreaktanz bzw. -reaktanzspule (Filter) an dem Eingang der Mehrwicklungstransformator-Pri märwicklung anstelle der individuellen Eingangsreaktanzen bzw. -reaktanzspulen für jede Leistungszelle verwendet wer den. Dieses kann zu Einsparungen bzw. Verbesserungen bzw. Re duzierungen in der Größe des Systems, der Transformatorlei stungsfähigkeit, der Streuverluste und der Kosten des Systems führen, weil der Transformator mit einer Impedanz niedriger Streuverluste ausgelegt werden kann, was generell von Gleich richtertransformatorherstellern gewünscht wird.

Jede verbesserte Leistungszelle umfaßt vorzugsweise einen Eingangsumsetzer, der bestehen kann aus Leistungstransisto ren, wie IGBTen (Bipolartransistoren mit integriertem Gate), einem Glättungsfilter, das aus Filterkondensatoren bestehen kann, und einem Ausgangsumsetzer, der aus IGBTen ähnlich dem Eingangsumsetzer, ausgenommen eine einzige Phase, besteht. Der Eingangsumsetzer kann die Dreiphasen-Wechselstromlei stungs-Eingangsgröße und die regenerierte Leistung unter Ver wendung eines Impulsbreitenmodulationssteuer- bzw. -regel schemas, welches dahingehend optimiert ist, daß Harmonische niedriger Ordnung reduziert werden, steuern bzw. regeln. Der Ausgangsumsetzer kann die Leistung steuern bzw. regeln, wel che der Last zugeführt wird oder von einer derartigen Last regeneriert worden ist, und zwar z. B. unter Verwendung der gleichen Art von Impulsbreitenmodulationssteuer- bzw. -regel schema, wie es durch die US-Patentschrift 5 625 545 gelehrt wird.

Eine Verminderung in den Quellenleitungsharmonischen wird in der vorliegenden Erfindung durch präzise Steuerung bzw. Rege lung des Schaltens der IGBTen des Eingangsumsetzers erreicht, wie durch ineinandergreifende Schaltereignisse, um Harmoni sche in der Ausgangsgröße zu der Last zu reduzieren. Dieses kann durch Verwenden eines Impulsbreitenmodulationssteuer- bzw. -regelschemas bewerkstelligt werden, das auf ineinander greifenden Trägersignalen basiert, welche jeden Eingangs- und Ausgangsumsetzer steuern bzw. regeln.

In dem Eingangsumsetzer werden drei Paare von IGBTen verwen det, und zwar ein Paar für jede Phase der Dreiphasen-Wechsel stromeingangsleistung. Jedes Paar (Pol) von IGBTen in beiden Eingangsumsetzern kann durch eine Binärschalterfunktion ge steuert bzw. geregelt werden. In dem Eingangsumsetzer sind die drei Schalterfunktionen vorzugsweise identisch für alle entsprechenden Pole in allen Leistungszellen gemäß dieser Er findung. Jeder der drei Pole in jeder Zelle wird jedoch mit Bezugssignalen moduliert, die gegeneinander um 120° phasen verschoben sind, um die Dreiphasen-Eingangsleistung zu jeder Zelle anzupassen, was an sich nach dem Stande der Technik be kannt ist. Gemäß dem bevorzugten Steuer- bzw. Regelschema kann der gleiche Satz von drei Binärfunktionen dazu benutzt werden, den Eingangsumsetzer von jeder verbesserten Lei stungszelle zu steuern bzw. zu regeln.

Ein vorteilhaftes Nebenprodukt der verbesserten Leistungszel len besteht darin, daß die IGBTen des Eingangsumsetzers einen Vollen Vier-Quadranten-Betrieb ermöglichen. Die IGBTen kön nen, anders als die Gleichrichterdioden der Leistungszellen nach dem Stande der Technik in beiden Richtungen arbeiten, so daß sie auf diese Weise eine kontrollierte bzw. gesteuerte bzw. geregelte Regenerativfähigkeit gestatten.

Eine bevorzugte Ausführungsform des Leistungsantriebs kann die Verwendung von zusätzlichen Leitungsreaktanzen bzw. -re aktanzspulen und widerstandsgedämpften Kondensatorfiltern in der Eingangsquellenleitung vor den Transformatorprimärwick lungskreis umfassen. Eine andere bevorzugte Ausführungsform kann die Verwendung einer kombinierten Transformator/Ein gangs-Reaktanz bzw. -Reaktanzspule beinhalten.

Die vorstehenden und weitere Einzelheiten, Ziele und Vorteile der Erfindung werden erkennbar aus der folgenden detaillier ten Beschreibung und den Figuren der beigefügten Zeichnungen von bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung, anhand deren die Erfindung nachstehend näher beschrieben und erläutert wird; es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung, die eine bevorzugte Ausführungsform eines Leistungsantriebs gemäß der Erfindung zeigt;

Fig. 2 eine schematische Darstellung, die eine bevorzugte Ausführungsform einer verbesserten Leistungszelle gemäß der Erfindung zeigt;

Fig. 3 eine der Fig. 2 gleichartige bzw. ähnliche schema tische Darstellung, die eine andere bevorzugte Aus führungsform einer verbesserten Leistungszelle, welche eine Kondensatorbank hat, veranschaulicht;

Fig. 4 eine grafische Darstellung, welche eine Polfunktion für einen ersten Eingangsspannungszustand zu einem Eingangsumsetzerteil der in Fig. 2 gezeigten Lei stungszelle veranschaulicht;

Fig. 5 eine grafische Darstellung, die gleichartig bzw. ähnlich der Fig. 4 ist und eine Polfunktion für einen zweiten Eingangsspannungszustand zeigt;

Fig. 6 eine grafische Darstellung, die eine simulierte Eingangsstromverzerrung für die in Fig. 4 gezeigte Modulationsfunktion veranschaulicht;

Fig. 7 eine grafische Darstellung, die gleichartig bzw. ähnlich der Fig. 6 ist, ausgenommen, daß sie eine simulierte Eingangsstromverzerrung zeigt, wenn eine bevorzugte Ausführungsform eines Eingangsfilters angewandt wird;

Fig. 8a eine bevorzugte Ausführungsform eines Antriebs, bei dem die Transformatorprimär- und -sekundärwick lungskreise unter Verwendung einer kombinierten Transformator/Eingangs-Reaktanz verbunden sind; und

Fig. 8b eine bevorzugte Ausführungsform einer "Joch-und- Stecker oder Stopfen"-Konstruktion für eine solche kombinierte Transformator/Eingangs-Reaktanz bzw. -Reaktanzspule, wie sie in Fig. 8a gezeigt ist.

In der nun folgenden detaillierten Beschreibung und Erläute rung von besonders bevorzugten Ausführungsformen der Erfin dung sei zunächst auf die Fig. 1 Bezug genommen, worin eine gegenwärtig bevorzugte Ausführungsform eines Leistungsan triebs gemäß der Erfindung gezeigt ist, der ein einzigarti ges, einfaches vorderes Ende hat und einen vollen Vier-Qua dranten-Betrieb ermöglicht. Die Dreiphasen-Wechselstrom-Ein gangsleistung wird zunächst dem Primärwicklungskreis 102 des Leistungszuführungstransformators 101 zugeführt. Jedoch er regt der Primärwicklungskreis 102, anders als bei Leistungs antrieben des Standes der Technik, eine Mehr- bzw. Vielzahl von Sekundärwicklungskreisen 103 bis 111, die generell in Phase mit anderen Sekundärwicklungen in einem entsprechenden Zweig bzw. Schenkel sein können. Die jedem Sekundärwicklungs kreis 103-111 zugeordnete Dreiphasenleistung kann jeweils Leistungszellen 112 bis 120 zugeführt werden.

Obwohl eine Sternschaltungsprimärwicklung 102 in Verbindung mit Dreieckssekundärwicklungen 103-111 gezeigt ist, kann auch eine Dreiecksprimärwicklung mit Sternschaltungssekundärwick lungen verwendet werden. Tatsächlich ist jede willkürliche Phasenverschiebung zwischen der Primärwicklung 102 und allen Sekundärwicklungen 103-111 akzeptabel. Jedoch wird es gegen wärtig aus Gründen der Einfachheit der Steuerung bzw. Rege lung, kleinster Abmessungen und niedrigster Kosten sowie höchster Leistungsfähigkeit bevorzugt, daß die Sekundärwick lungen 103-111 identisch sind.

Eine Dreiphaseneingangsreaktanz bzw. -reaktanzspule 126 ist gerade bzw. unmittelbar vor der Sternschaltungsprimärwicklung 102 vorgesehen. Ein einzigartiges Merkmal dieser Topologie ist die Verwendung der oder einer einzigen Eingangsfilterre aktanz bzw. -reaktanzspule 126 an dem Eingang des Mehr- bzw. Vielwicklungstransformators 101 anstelle von individuellen Dreiphasenreaktanzspulen bzw. -reaktanzen, welche zwischen den einzelnen Dreiphasensekundärwicklungen 103-111 und den Leistungszellen 112-120 zum Erreichen des gleichen Zwecks plaziert sein könnten. Die Reaktanz bzw. Reaktanzspule 126 ist eine notwendige Komponente für jede aktive Eingangssteue rung bzw. -regelung, da es bzw. sie erforderlich ist, Energie während jedes Schaltereignisses zu speichern, bevor jene Energie an den Gleichstrombus freigegeben wird (in diesem Falle wird es bevorzugt, einen individuellen Gleichstrombus bzw. individuelle Gleichstrombusse in jeder Zelle zu verwen den). Die Ausschaltung der Notwendigkeit von individuellen Dreiphasenreaktanzen bzw. -reaktanzspulen erbringt sowohl Ko steneinsparungen als auch eine Verminderung der Abmessungen.

Außerdem ist ein zusätzliches Leitungsreaktanz- bzw. -reak tanzspulen- und widerstandsgedämpftes Kondensatorfilter 127 gezeigt, das in einer anderen, gegenwärtig bevorzugten Aus führungsform des Leistungsantriebs 100 verwendet werden kann. Das zusätzliche Leitungsreaktanz- bzw. -reaktanzspulen- und widerstandsgedämpfte Kondensatorfilter 127 kann weiter die Eingangsstromverzerrung herabsetzen, wie in Fig. 7 gezeigt ist.

Ein anderes Merkmal, das in einigen Vier-Quadranten-Antriebs anwendungen erforderlich sein kann, ist die Fähigkeit, den Motor und die verbundene Last im Falle eines Verlusts bzw. unerwarteten Verschwindens der Eingangsspannung zu bremsen. Durch Ermöglichen einer Null-Phasenverschiebung zwischen in dividuellen Sekundärwicklungen kann ein einzelner Dreiphasen satz von dynamischen Bremswiderständen 128 am Primärlei stungseingang hinzugefügt werden. Die Steuerung bzw. Regelung der Bremsleistung zu den dynamischen Bremswiderständen 128 wird vereinfacht, wenn alle die Transistoren in jeder der Leistungszellen 112-120 in Tandem- bzw. Hintereinanderschal tung torgesteuert sind, weil keine Phasenverschiebung zwi schen den Sekundärwicklungen, die mit den Leistungszellen 112-120 verbunden sind, vorhanden ist.

In anderer Hinsicht ist es so, daß die mehreren Leistungszel len 112-120 mit jeder der Phasenausgangsleitungen 122, 123 und 124 in generell der gleichen Art und Weise wie in den Leistungsantrieben des Standes der Technik verbunden sein können. Gleichfalls können solche mehreren Leistungszellen 112-120 in Reihe in jeder Phasenausgangsleitung verbunden sein, um einen Mittelspannungsantrieb mit einer Mehrzahl von derartigen Niederspannungsleistungszellen 112-120 herzustel len. Jede Leistungszelle kann intern nach Niederspannungs standards aufgebaut sein, ungeachtet dessen, daß sie ein Teil eines Mittelspannungsantriebs ist. Die individuellen Lei stungszellen 112-120 können gegenüber Erde bzw. Masse und an deren Leistungszellen isoliert sein, und zwar unter Verwen dung einer Isolation, die für das Niveau der Mittelspannungs anwendung geeignet ist.

Wie in Fig. 1 gezeigt ist, ist die Phasenausgangsleitung 122 seriell mit dem Ausgang der Leistungszellen 112, 115 und 118 verbunden, die Phasenausgangsleitung 123 ist seriell mit dem Ausgang der Leistungszellen 113, 116 und 119 verbunden, und die Phasenausgangsleitung 124 ist seriell mit dem Ausgang der Leistungszellen 114, 117 und 120 verbunden. Die Leistungszel len, welche die Zweigleitungen 122, 123 und 124 speisen, kön nen in einer Sternschaltung mit einem ungeerdeten Null- bzw. Mittelleiter 125 verbunden sein. Auf diese Weise konfigu riert, können die Leistungszellen 112-120 dem Motor 121 eine genügende Mittelspannungs-Leitung-zu-Leitung-Spannung aufprä gen, obgleich die individuellen Leistungszellen 112-120 in tern aus Komponenten aufgebaut sind, die nach Niederspan nungsstandards bemessen sind.

Die mehreren Sekundärwicklungskreise 103-111 sind mit Bezug aufeinander nicht phasenverschoben, um Quellenleitungsharmo nische zu reduzieren. Statt dessen können die Harmonischen in der Quellenleitung durch Verwendung einer Leistungszelle re duziert werden, welche die in Fig. 2 gezeigte Konfiguration hat. Wie in Fig. 1 gezeigt ist, wird eine einzige Eingangs reaktanz bzw. -reaktanzspule 126 an der gemeinsamen Eingangs verbindung vor dem Transformatorprimärwicklungskreis 102 ver wendet, was aufgrund der nicht in der Phase verschobenen Transformatorsekundärwicklungskreise 103-111 zulässig sein kann. Infolgedessen sind zusätzliche individuelle Eingangsre aktanzen nicht für jede der Leistungszellen 112-120 erforder lich. Wenn jedoch die Transformatorsekundärwicklungen 103-111 phasenverschoben wären, dann würden individuelle Reaktanzen hinzuzufügen sein, oder man würde sich auf eine "eingebaute" Streureaktanz zu verlassen haben, um die Spannungsdifferenzen an dem Eingang zu den Leistungszellen 112-120 zu stützen bzw. auszuhalten.

Es sei nun auf Fig. 2 Bezug genommen, worin eine gegenwärtig bevorzugte Ausführungsform einer Leistungszelle 140 gezeigt ist, die drei Hauptteile hat: einen Eingangsumsetzer 142, ein Glättungsfilter 144 und einen Ausgangsumsetzer 146. Das Glät tungsfilter 144 und der Ausgangsumsetzer 146 können generell identisch mit den entsprechenden Teilen der Leistungszelle des Standes der Technik sein, wie er in der US-Patentschrift 5 625 545 offenbart ist.

Der Eingangsumsetzer 142 ist jedoch einzigartig für die ver besserte Leistungszelle 140. Speziell ist es so, daß der Ein gangsumsetzer 142, welcher unten in näheren Einzelheiten be schrieben ist, reduzierte Harmonische in der Eingangsquellen leitung liefern und außerdem den Leistungsantrieb zu einem vollen Vier-Quadranten-Betrieb befähigen kann. Die verbesser te Leistungszelle 140 kann hinsichtlich der Struktur und Funktionsweise des Glättungsfilters 144, das als ein Konden sator 153 gezeigt ist, und des Ausgangsumsetzers 146, der aus einer einzelnen H-Brücke von IGBTen 156-159 bestehen kann, gleichartig bzw. ähnlich einer Leistungszelle des Standes der Technik sein. Zusätzlich kann, wie in Fig. 3 gezeigt ist, eine andere Ausführungsform einer verbesserten Leistungszelle 240 eine Kondensatorbank 244, die aus einer Mehrzahl von Kon densatoren 253a-253f besteht, anstelle des einzelnen Konden sators 153 in der Leistungszelle 140 haben.

Der Eingangsumsetzer 142 kann mittels Impulsbreitenmodulation funktionieren und gesteuert bzw. geregelt werden, wie das bei dem Ausgangsumsetzer 146 geschehen kann, ausgenommen, daß die Steuerung bzw. Regelung modifiziert ist, um einigen einzigar tigen Merkmalen des Eingangsumsetzers 142 Rechnung zu tragen. Im besonderen kann der Eingangsumsetzer 142 einen Dreiphasen eingang haben. Infolgedessen kann der Eingangsumsetzer drei Polfunktionsschalter haben, die vorzugsweise identisch sind. Diese Unterschiede werden nachstehend in näheren Einzelheiten erläutert.

In dem Eingangsumsetzer 142 sind drei Paare von IGBTen 170- 175 zum Ersetzen der drei Paare von Gleichrichtungsdioden des Standes der Technik, die in der US-Patentschrift 5 625 545 offenbart sind, verwendet, um die Dreiphasen-Wechselstrom- Eingangsleistung in eine gefilterte Gleichstromleistungsaus gangsgröße umzuwandeln. Die IGBTen 170-175 des Eingangsumset zers können durch den gewidmeten Dreiphasen-Wechselstrom-Se kundärwicklungskreis 169 auf dem Leistungstransformator akti viert werden. Eine Phase, der Leitungsabschnitt A, kann zwi schen die IGBTen 170 und 173 geschaltet sein; eine andere Phase, der Leitungsabschnitt B, kann zwischen die IGBTen 171 und 174 geschaltet sein; und die dritte Phase, der Leitungs abschnitt C, kann zwischen die IGBTen 172 und 175 geschaltet sein. Zusammen bilden die IGBTen 170-175 einen vollen Vier- Quadranten-Brückenumsetzer, ähnlich dem H-Brücken-Ausgangs umsetzer der IGBTen 157-159, ausgenommen, daß er drei Ein gangspolschaltfunktionen hat, wie als U, V und W gezeigt ist. Jedes Paar (Pol) der IGBTen sowohl im Eingangsumsetzer als auch im Ausgangsumsetzer wird durch eine Binärschalterfunkti on gesteuert. Binärschalterfunktionen können durch viele Mit tel erzeugt werden, umfassend die Verwendung von Dreieck-PWM- Modulationstechniken (PWM = Impulsbreitenmodulation), welche gut mit ineinandergreifenden Funktionen arbeiten, die durch den Vergleich einer einzelnen Bezugsgröße mit vielen phasen verschobenen Trägern erzeugt werden. Jedoch werden in dem ge genwärtig bevorzugten Eingangssteuer- bzw. Regelschema, worin jede Leistungszelle 140 die gleichen drei Schalterfunktionen erhalten kann, besser andere Schemata benutzt, um das Niveau der unerwünschten Eingangsharmonischen zu steuern bzw. re geln.

Während Regenerationsbedingungen bzw. -zuständen kann der Mo tor 121, welcher über den Ausgang 168 der Mehrzahl der Lei stungszellen 140 gespeist wird, durch die Brückendioden 160- 162 von jeder Leistungszelle 140 regenerieren bzw. Energie wiedergewinnen. Auf diese Weise wird mittels des Motors 121 wiedergewonnene Energie an den Kondensator 153 abgegeben. Der Eingangsumsetzer, in dem die IGBTen 170-175 (Q20-Q25) verwen det werden, ist eine bidirektionelle, volle Vier-Quadranten- Brücke. Die auf dem Kondensator 153 plazierte Ladung kann mit den IGBTen 170-175 (Q20-Q25) geschaltet werden, um Leistung von dem regenerierenden Motor 121 zurück in die Dreiphasen leitung einzuspeisen. Die Dioden 176-181 können in einer rei nen Gleichrichtungsbetriebsweise während eines Motorbetriebs funktionieren, in dem Energie aus der Leitung an den Motor 121 abgegeben wird. In entsprechender Art und Weise, ausge nommen in der Umkehr, werden die IGBTen 170-175 durch die Verwendung einer geeigneten Zündschaltung gesteuert, um Lei stung zwangsweise zurück in die Wechselstromleitung zu geben, so daß dadurch ein Regenerativkreis vorgesehen ist.

Die Eingangsstromqualität für einen Vier-Quadranten-Eingangs umsetzer 142 der Leistungszelle 140 wird, wie in Fig. 2 ge zeigt, durch selektives Ausschalten der Eingangstransistor schalterfunktion optimiert, so daß die Eingangsdioden 176-181 leiten, wenn jede Funktion ausgeschaltet ist. Wenn Wirklei stung von der Wechselstromquelle zum Motor 121 übertragen wird, leiten die Dioden 176-181 am Eingang während des größ ten Teils der Zeit, wobei die Transistoren 156-159 (Q11-Q14) am Ausgang auch während des größten Teils der Zeit leiten. Wenn Wirkleistung vom Motor 121 zur Wechselstromquelle über tragen wird (Regeneration), wird die Funktion der Dioden und IGBTen umgekehrt, derart, daß die Eingangstransistoren 170- 175 (Q20-Q25) während des größten Teils der Zeit leiten und die Ausgangsdioden 160-163 während des größten Teils der Zeit leiten.

In der bevorzugten Ausführungsform sind die Eingangspolfunk tionen U, V und W miteinander identisch, aber die Phasen sind mit Bezug aufeinander um 120° verschoben. Außerdem wird es bevorzugt, daß diese Funktionen identisch für alle Leistungs zellen 112-120 sind, und daß die jeweiligen Funktionen bewir ken, daß die jeweiligen Eingangspole für jede der Leistungs zellen 112-120 parallel zu den entsprechenden Polen für alle anderen Leistungszellen schalten bzw. umschalten. Dieses er möglicht es, eine Transformatorstruktur niedrigster Impedanz zu verwenden, wodurch Kosten eingespart, die Größe vermindert und die Leistungsfähigkeit erhöht werden können.

Die Fig. 4 und 5 zeigen die Polfunktionen für zwei Ein gangsspannungszustände, nämlich Nenneingangsleitung, reprä sentiert durch die Wellenform 200, und 20% niedrige Eingangs leitung, repräsentiert durch die Wellenform 201. Einer der Vorteile des Steuerns bzw. Regelns sowohl der Phasenverschie bung als auch des Modulationsindexes der Polfunktionen U, V und W unabhängig von einem Hauptführungssteuer- bzw. -regel gerät, welches die Eingangszustände von der Quelle überwacht, besteht darin, daß eine volle Nennspannung auf den individu ellen Gleichstrombussen über einen weiten Bereich der Ein gangsleitungs- und Quellenimpedanzzustände aufrechterhalten werden kann.

Es ist wichtig, daß die in den Fig. 4 und 5 gezeigten Funktionen sorgfältig erzeugt werden, um sowohl die erforder liche Busspannung aufrechtzuerhalten als auch die resultie rende Eingangsleitungs-Stromverzerrung zu minimieren. Dieses kann schnell in Ansprechung auf sich ändernde Eingangslei tungszustände durch Erzeugen der U-, V- und W-Funktionen von einem einzigen gemeinsamen Knoten- bzw. Ringsteuer- bzw. -regelsystem geschehen.

Wie vorher angegeben, ist die Primärinduktanz 126, die direkt vor dem Eingang zu dem Mehrphasentransformator 101 gezeigt ist, für die aktive Steuerung bzw. Regelung erforderlich. Die Wahl sowohl der Größe der Reaktanz bzw. Reaktanzspule als auch der Modulationsfunktionen, die in den Fig. 2 und 3 gezeigt sind, können die resultierende Eingangsstromverzer rung bestimmen. Aufgrund der Schaltfrequenzbeschränkungen der IGBTen ist es wünschenswert, die Option des zusätzlichen ge dämpften LC-Filters 127 hinzuzufügen (die zusätzlichen Lei tungsreaktanzen bzw. -reaktanzspulen und widerstandsgedämpf ten Kondensatorfilter), die in Fig. 1 gezeigt ist, um weiter die Stromverzerrung unter die IEEE-Gesamtstromverzerrungs grenze von 5% zu vermindern.

Die Fig. 6 und 7 zeigen eine simulierte Eingangsstromver zerrung für die in Fig. 4 dargestellte Modulationsfunktion (Nennleitungszustand bei Nennausgangsleistung). Das Spektrum der Stromwellenform 210, das in Fig. 6 gezeigt ist, wurde ohne das optionelle Eingangsfilter 127 erhalten und führt zu einer Gesamtstromverzerrung (THDi), die weniger als 10% ist. Das Spektrum der Stromwellenform 211 in Fig. 7 wurde mit dem optionellen Eingangsfilter 127 erhalten und führt zu einer Stromverzerrung, die gut unterhalb der IEEE-Grenze von 5% ist.

Gegenwärtig ist in einem typischen Zwei-Quadranten-Leistungs antriebstransformator des Standes det Technik ein Minimum von 8% Sekundärimpedanz erforderlich, um eine niedrige Eingangs stromverzerrung sicherzustellen. Einige Hersteller haben an gegeben, daß für je 1% zusätzlicher Streureaktanz gegenüber dem Standard von 5% eine 4%ige Erhöhung der Transformatorko sten resultiert. Andere Hersteller haben angegeben, daß die Verwendung der neuen Aufbautechniken zu Strukturen mit weni ger als 5% Impedanz führen könnte und außerdem die Kosten vermindern könnte. Daher ist die Fähigkeit, es zu ermögli chen, daß der Mehrwindungstransformator eine niedrige Streu reaktanz besitzt, nicht nur für die Kosten wichtig, sondern auch aus Abmessungs- und Leistungsfähigkeitsgründen. Es soll te bemerkt werden, daß die Leistungsfähigkeit mit niedrigerer Streuimpedanz zunimmt. In der bevorzugten Ausführungsform sollte die Streuimpedanz 4% nicht übersteigen. Außerdem muß, um zu vermeiden, daß der Kreis bzw. die Schaltung in Resonanz kommt, der Kondensator 153 so gewählt werden, daß er derart auf die Streuinduktanz abgestimmt ist, daß die Resonanzfre quenz des Kreises bzw. der Schaltung höher als die Frequenz des Ausgangs bzw. der Ausgangsgröße ist, vorzugsweise um ei nen Faktor von 5, aber wenigstens um einen Faktor von 2.

Die Funktion und Steuerung bzw. Regelung des Eingangsumset zers 142 der verbesserten Leistungszelle 140 kann unter Ver wendung der vorher beschriebenen Impulsbreitenmodulations techniken gehandhabt werden, ausgenommen einige Unterschiede in dem speziell angewandten Verfahren aufgrund der Tatsache, daß drei (Eingangs-)Polfunktionen anstelle eines Paars von (Ausgangs-)Polfunktionen, wie bei dem Ausgangsumsetzer, vor handen sind. Darüber hinaus sind die bzw. solche Drei-Pol- Funktionen vorzugsweise identisch für alle Leistungszellen 140 (ausgenommen Phasenverschiebung gegeneinander um 120°), und zwar im Gegensatz zu den zwei Ausgangspolfunktionen, was einzigartig ist.

Alternativ kann ein gegenwärtig bevorzugtes Verfahren das Einführen einer Phasenverschiebung in den Trägern, die für jede Leistungszelle 140 benutzt werden, umfassen. Eine Varia tion der in Fig. 1 gezeigten Topologie wird durch Verwenden eines unterschiedlichen bzw. anderen Verfahrens zum Erzeugen der U-, V- und W-Schaltfunktionen für jede Leistungszelle 140 erhalten. Wenn eine Impulsbreitenmodulation (PWM) dazu ver wendet wird, diese Schaltfunktionen durch Vergleichen der Dreiphasenbezugsgrößen mit einer dreiecken Trägerwellenform zu erzeugen, dann kann der Gehalt des Primärstroms an Harmo nischen reduziert werden, indem eine Phasenverschiebung in den Trägern eingeführt wird, die für jede Leistungszelle 140 verwendet werden. Vorzugsweise kann jede Leistungszelle 140 den gleichen Träger zum Erzeugen der U-, V- und W-Schalt funktionen verwenden, aber der Träger, der in einer nachfol genden Zelle verwendet wird, kann um 360/N Grad der Träger frequenz phasenverschoben sein, worin N die Gesamtanzahl von Zellen ist. Der Vorteil einer solchen Modulation kann zwei fach sein bzw. ist zweifach: Verminderung des Gehalts an Har monischen in den Primärwicklungen des Transformators und Har monische höherer Frequenz, verglichen mit der beschriebenen Steuerung bzw. Regelung ohne Phasenverschiebung zwischen den Leistungszellen 140. Dieses ermöglicht es, die Größe der Fil terreaktanzen bzw. -reaktanzspulen kleiner zu machen, was es leichter und kostengünstiger macht, die unerwünschten Harmo nischen auszufiltern. Jedoch geschieht das mit einem Trans formator, dessen Kosten höher sind, weil die Sekundärstreuim pedanz erforderlich ist, um die Schaltfrequenz Volt-Sekunden zu unterstützen.

Die Impulsbreitenmodulation des Eingangsumsetzers 150 kann unter Verwendung eines Brückenumsetzers bewirkt werden, der gleichartig dem Ausgangsumsetzer 146 ist, ausgenommen, daß er drei Schenkel hat, welche Halbleiterschalter besitzen, wie Transistoren 170 (Q20), 171 (Q22), 172 (Q24), 173 (Q21), 174 (Q23) und 175 (Q25). Die Transistoren 170-175 können entweder voll ständig EIN oder vollständig AUS sein, wenn sie arbeiten, und sie brauchen die Impulsamplitude nicht signifikant zu modu lieren. Die Transistoren 170-175 können in einer Dreiphasen brückenkonfiguration geschaltet sein, wie dargestellt. Um die Brückenkonfiguration zu bilden, wird es bevorzugt, den Emit ter des Transistors 170 (Q20) mit dem Kollektor des Transi stors 173 (Q21) zu verbinden. In entsprechender Weise kann der Emitter des Transistors 171 (Q22) mit dem Kollektor des Tran sistors 174 (Q23) verbunden sein. In entsprechender Weise kann der Transistor 172 (Q24) mit dem Kollektor des Transistors 175 (Q24) verbunden sein. Die Transistorpaare 170, 173, d. h. Q20 und Q21, sowie 171, 174, d. h. Q22 und Q23, und 172, 175, d. h. Q24 und Q25, können je mit dem Kondensator 153 verbunden sein, wobei die Kollektoren der Transistoren 170 (Q20), 171 (Q22) und 172 (Q24) mit der positiven Seite verbunden sind und die Emitter der Transistoren 173 (Q21), 174 (Q23) und 175 (Q25) mit der negativen Seite verbunden sind. Ein Über spannungsschutz von jedem der Transistoren 170-175 kann durch die Verwendung von antiparallelen Dioden 176-181 bewerkstel ligt werden. In einer solchen Anordnung ist die Kathode der Dioden 176-181 mit dem Kollektor des jeweiligen Transistors 170-175 verbunden, und die Anode der Dioden 176-181 ist mit dem Emitter des jeweiligen Transistors 170-175 verbunden. Die Transistoren 170-175 können vorzugsweise Leistungstransisto ren sein, wie bipolare Transistoren oder Bipolartransistoren mit isoliertem bzw. integriertem Gate (IGBTen). Oft weisen solche Transistoren die antiparallelen Dioden 176-181 in ei ner Packung bzw. einem Paket auf.

Wechselstromeingangsleistung kann durch einen Eingangslei tungsabschnitt A einer ersten Phase mittels einer Verbindung zwischen dem Emitter des Transistors 170 (Q20) und dem Kollek tor des Transistors 173 (Q21) abgegeben werden. In entspre chender Weise kann Leistung durch einen Eingangsleitungsab schnitt B einer zweiten Phase mittels einer Verbindung zwi schen dem Emitter des Transistors 171 (Q22) und dem Kollektor des Transistors 174 (Q23) abgegeben werden. In ähnlicher Weise kann Leistung durch einen Eingangsleitungsabschnitt C einer dritten Phase durch eine Verbindung zwischen dem Emitter des Transistors 172 (Q24) und dem Kollektor des Transistors 175 (Q25) abgegeben werden.

Die Steuerung bzw. Regelung des Eingangsumsetzers 140 kann in einer Art und Weise bewerkstelligt werden, die gleichartig jener für den Ausgangsumsetzer 146 ist. Zum Beispiel können die Transistoren 170-175 in gleichartiger Weise Steuer- bzw. Regelsignale von der lokalen Modulationssteuer- bzw. -regel einrichtung durch geeignete Isolationsmittel, welche bei spielsweise mittels einer faseroptischen Verbindung vorgese hen sein können, empfangen werden. Die Modulationssteuer- bzw. -regeleinrichtung kann irgendeinen der Transistoren 170 (Q20) oder 173 (Q22) auswählen, EIN zu sein, sowie irgend einen der Transistoren 171 (Q22) oder 174 (Q23) EIN zu sein, oder irgendeinen der Transistoren 172 (Q24) oder 175 (Q25) EIN zu sein, was es ermöglicht, Leistung zu dem Kondensator 153 hindurchzulassen. Ein faseroptisches Glied kann z. B. dazu verwendet werden, alle Kreise bzw. Schaltungen in irgendeiner oder jeder Leistungszelle 140 von allen Kreisen bzw. Schal tungen in irgendeiner oder jeder anderen Leistungszelle 140 elektrisch zu isolieren und elektromagnetische Interferenzef fekte zu vermindern, die zwischen einer Steuer- bzw. Regel einrichtung und einer Führungsmodulationssteuer- bzw. -regel einrichtung erzwungen bzw. hervorgerufen werden können. Die lokale Modulationssteuer- bzw. -regeleinrichtung kann in gleichartiger Weise Leistung von einer Leistungsquelle für lokale Steuerung bzw. Regelung bzw. einer Lokalsteuer- bzw. -regelungsleistungsquelle erhalten.

Die Fig. 8a und 8b zeigen eine gegenwärtig bevorzugte Aus führungsform einer kombinierten Reaktanz bzw. Reaktanzspulen/ Transformator-Anordnung 300, die eine "Joch" 302- und "Stec ker oder Stopfen" 304-Aufbautechnik derart beinhaltet, wie sie in der bevorzugten Ausführungsform verwendet werden kann, worin die individuellen Reaktanzen bzw. Reaktanzspulen von jeder Leistungszelle zu einer einzigen Reaktanz bzw. Reak tanzspule an dem Dreiphaseneingang des Transformators 101 kombiniert worden sind. Es ist an sich bekannt, daß die Ener giespeicherfähigkeit von auf Eisen basierenden Induktoren bzw. Induktionsspulen primär auf der Volumengröße des Luft spalts basiert, welcher die höchste Quantität von BxH des ma gnetischen Felds enthält, das von dem Kreis umschlossen ist. Demgemäß sind Fachleute, die Magnetkreise ausbilden, genö tigt, den Bereich bzw. die Fläche des Luftspalts zu maximie ren, um das Spaltvolumen mit dem minimalen Luftspaltabstand zu maximieren. Große Luftspalte führen zu einer übermäßigen Streuung und demgemäß zu Wirbelstromverlusten sowohl im Kup fer als auch im Eisen. Eine kosteneffektive Ausbildung für einen leistungsfähigen Mehrwicklungstransformator (mit nied riger Streuimpedanz) tendiert auch dazu, den Querschnittsbe reich bzw. die Querschnittsfläche zu maximieren, um die Win dungen und demgemäß die Kupferkosten zu reduzieren. Es ist daher sinnvoll, diese beiden Parameter zu kombinieren, um Vorteil aus einer Struktur zu ziehen, in der gemeinsame ma gnetische Strukturen verwendet werden können, um Herstel lungskosten einzusparen.

Wie dargestellt, kann in einer solchen kombinierten Reaktanz bzw. Reaktanzspulen/Transformator-Anordnung 300 ein Joch 302 verwendet werden, um sowohl die Eingangsinduktionsspulenpri märwicklungen 306 als auch die Sekundärwicklungen 308 unter Verwendung einer einzigen Wicklung 310 zu kombinieren. Stec ker oder Stopfen 304 und Endkappen 312 und 314 können dann wie üblich dazu verwendet werden, beide Magnetkreise voll ständig zu machen. Es sei darauf hingewiesen, daß, da es die Idee bzw. das Bestreben ist, die Querschnittsfläche zu maxi mieren, ein einziger Spalt 316 auf der induktionsspulenseiti gen Endkappe 312 eine akzeptable Streuung vorsehen kann. Es wird weiter darauf hingewiesen, daß irgendeine Streuung nicht zu übermäßigen Kupferverlusten führen wird, da der Spalt 316 nicht innerhalb der Kupferspule ist, sondern zwischen der Endkappe 312 und dem Joch 302.

Obwohl vorliegend gewisse Ausführungsformen der Erfindung im Detail beschrieben worden sind, ist es für den Fachmann klar, daß verschiedenste Abwandlungen gegenüber diesen Einzelheiten im Rahmen der gesamten technischen Lehre der Offenbarung vor genommen oder entwickelt werden können. Demgemäß sind die hier offenbarten speziellen Ausführungsformen nur als bevor zugte Veranschaulichungen der Erfindung bestimmt und nicht zur Beschränkung des Bereichs der Erfindung gedacht, die durch den Gegenstand der Patentansprüche sowie den allgemei nen Erfindungsgedanken definiert ist sowie jede Ausführungs form und alle Ausführungsformen derselben umfaßt.

Kurz zusammengefaßt wird mit der Erfindung ein verbesserter Leistungsantrieb zur Verfügung gestellt, der einen Vier-Qua dranten-Betrieb bei verminderten Harmonischen ermöglicht. Der Leistungsantrieb hat einen nichtphasenverschobenen Multipha sentransformator mit einer einzigen, mit dem gemeinsamen Ein gang verbundenen induktiven Reaktanz. Es wird eine Mehrzahl von in Reihe geschalteten Leistungszellen verwendet, von de nen jede für einen Vier-Quadranten-Betrieb konfiguriert ist und einen Multiphaseneingang sowie einen Einphasenausgang hat, wobei jede dahingehend kontrollier- bzw. steuer- und/ oder regelbar ist, daß Harmonische sowohl in der Eingangs quellenleitung als auch in der Ausgangsleitung vermindert sind. Jede Leistungszelle umfaßt einen Dreiphaseneingangsum setzer, ein Glättungsfilter und einen Einphasenausgangsumset zer. Außerdem wird mit der Erfindung ein Verfahren zum Be treiben des Leistungsantriebs zur Verfügung gestellt, das die Schritte des selektiven Steuerns bzw. Regelns von Schalter eignissen an dem Eingang und Ausgang von jeder Leistungszel le, derart, daß die Schaltereignisse in den jeweiligen Lei stungszellen zeitlich beabstandet sind, so daß dadurch harmo nische Komponenten reduziert werden, umfaßt. Das Verfahren kann unter Benutzung von Impulsbreitenmodulationssteuerung- bzw. -regelung, basierend auf ineinandergreifenden Trägersi gnalen, welche den Eingang und Ausgang von jeder Leistungs zelle steuern bzw. regeln, ausgeführt werden.

Claims

1. Leistungsantrieb mit verminderten Harmonischen für eine Mehrphasen-Wechselstromlast, umfassend:
einen Mehrphasenleistungstransformator (101), der wenig stens einen Primärwicklungskreis (102) und eine Mehrzahl von Sekundärwicklungskreisen (103-111) hat, wobei der Primärwick lungskreis (102) elektrisch mit einer Mehrphasenwechselstrom leistungsquelle verbindbar ist;
eine Mehrzahl von Leistungszellen (112-120); und
eine Modulationssteuer- und/oder -regeleinrichtung (169), die mit jeder aus der Mehrzahl der Leistungszellen (112-120) verbunden ist, wobei die Modulationssteuer- und/ oder -regeleinrichtung selektiv eine Reihe von Schaltereig nissen in dem steuer- und/oder regelbaren Mehrphaseneingang (142) und dem steuer- und/oder regelbaren Einphasenausgang (146) von jeder aus der Mehrzahl der Leistungszellen (112- 120) steuert und/oder regelt, um Harmonische in den Eingangs leitungen von der Leistungsquelle und in den Ausgangsleitun gen (122, 123, 124) zu der Last (121) zu vermindern.

2. Leistungsantrieb nach Anspruch 1, dadurch ge kennzeichnet, daß jede aus der Mehrzahl der Leistungszellen (112-120) folgendes umfaßt:
einen steuer- und/oder regelbaren Mehrphaseneingang (142), der mit einem jeweiligen aus der Mehrzahl der Sekun därwicklungskreise (103-111) verbunden ist;
ein Glättungsfilter (144); und
einen steuer- und/oder regelbaren Einphasenausgang (146) zu der Mehrphasen-Wechselstromlast (121).

3. Leistungsantrieb nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge kennzeichnet, daß die Modulationssteuer- und/oder -regeleinrichtung (146) ein gemeinsames Modulations signal zum Steuern und/oder Regeln des Mehrphaseneingangs (142) von jeder aus der Mehrzahl der Leistungszellen (112- 120) verwendet.

4. Leistungsantrieb nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltereignisse für irgendeinen Phaseneingang des steuer- und/oder regelbaren Mehrphaseneingangs (142) für jede der Leistungszellen (112- 120) zeitlich von den Schaltereignisse für alle anderen Pha seneingänge des steuer- und/oder regelbaren Mehrphasenein gangs (142) für jede der Leistungszellen (112-120) getrennt sind.

5. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß die Schal tereignisse für den steuer- und/oder regelbaren Einphasenaus gang (146) von jeder aus der Mehrzahl der Leistungszellen (112-120) in jeder Phasenausgangsleitung zeitlich voneinander beabstandet sind, so daß dadurch harmonische Komponenten in den Leitungen (122, 123, 124) zu der Wechselstromlast (121) vermindert werden.

6. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß der Ein phasenausgang (146) eines Untersatzes aus der Mehrzahl der Leistungszellen (112-120) in jedem Phasenausgang der Mehrpha senwechselstromlast (121) verwendet wird, wobei die Lei stungszellen (140) in jedem der Untersätze seriell verbunden sind.

7. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß der steu er- und/oder regelbare Einphasenausgang (146) eine Mehrzahl von Halbleiterschaltern (156-159) umfaßt, die in einer H- Brückenkonfiguration angeordnet sind, wobei diese Mehrzahl von Halbleiterschaltern (156-159) betreibbar und/oder opera tiv mit dem Glättungsfilter (144) und dem steuer- und/oder regelbaren Mehrphaseneingang (142) verbunden ist, und wobei jeder aus der Mehrzahl der Halbleiterschalter (156-159) mit der Modulationssteuer- und/oder -regeleinrichtung (169) ver bunden ist.

8. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß der steu er- und/oder regelbare Mehrphaseneingang (142) von jeder aus der Mehrzahl der Leistungszellen (112-120) eine Mehrphasen eingangsbrücke ist, und daß weiter eine der Eingangsphasen (A, B, C) von jeder der Leistungszellen (112-120) gleichzei tig mit entsprechenden Eingangsphasen von allen anderen Lei stungszellen schaltet.

9. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß jede der Eingangsphasen (A, B, C) des steuer- und/oder regelbaren Mehrphaseneingangs (142) ein Paar von IGBTen (170, 173; 171, 174; 172, 175) umfaßt, von denen ein Eingangsfunktionspol mit der Modulationssteuer- und/oder -regeleinrichtung (169) ver bunden ist, und daß weiter die Modulationssteuer- und/oder -regeleinrichtung (169) jeden der Pole unter Verwendung einer identischen Modulationsfunktion zum Steuern und/oder Regeln der Schaltereignisse moduliert.

10. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß alle Se kundärwicklungskreise (103-111) in Phase miteinander sind.

11. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Sekundärwicklungskreise (103-111) die niedrigstmögliche Se kundärstreureaktanz oder Sekundärwicklungsstreureaktanz hat.

12. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, insbesondere nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß die Sekundärstreureaktanz oder Sekun därwicklungsstreureaktanz von jedem der Sekundärwicklungs kreise (103-111) geringer als oder gleich 4% ist.

13. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, insbesondere nach Anspruch 12, dadurch gekenn zeichnet, daß das Glättungsfilter (144) zwischen den steuer- und/oder regelbaren Mehrphaseneingang (142) und den steuer- und/oder regelbaren Einphasenausgang (146) ge schaltet ist.

14. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, insbesondere nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß die Kapazität (153) des Glättungsfil ters (144) von jeder der Leistungszellen (140) auf die Streu reaktanz des Sekundärwicklungskreises (103-111), welcher mit einer jeweiligen Leistungszelle (140) verbunden ist, derart abgestimmt oder angepaßt ist, daß die Resonanzfrequenz zwi schen der Sekundärstreureaktanz oder der Sekundärwicklungs streureaktanz und der Kapazität (153) des Glättungsfilters (144) größer als die Frequenz der Ausgangsleistung ist.

15. Leistungsantrieb nach Anspruch 14, dadurch ge kennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz wenig stens das Zweifache der Frequenz der Ausgangsleistung ist.

16. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, insbesondere nach Anspruch 12, dadurch gekenn zeichnet, daß das Glättungsfilter (144) eine Impe danz hat, die für einen pulsierenden Ausgangsstrom genügend groß ist, derart, daß eine Stromaufhebung zwischen magnetisch parallelen oder parallel gemachten Eingängen der Leistungs zellen (112-120) forciert oder erzwungen wird, so daß dadurch der Filterkondensatorwelligkeitsstrom und die Filterkondensa torwelligkeitsspannung minimiert werden.

17. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß das Glät tungsfilter (144) wenigstens einen Kondensator (153) umfaßt.

18. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß der Lei stungsantrieb weiter eine Mehrphasenleitungsreaktanz (127), insbesondere eine Mehrphasenleitungsreaktanzspule, umfaßt, die mit dem Primärwicklungskreis (102) verbunden ist.

19. Leistungsantrieb nach Anspruch 18, dadurch ge kennzeichnet, daß die Mehrphasenleitungsreak tanz (127), insbesondere die Mehrphasenleitungsreaktanzspule, zu einer gemeinsamen magnetischen Struktur mit dem Primär wicklungskreis (102) kombiniert ist.

20. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß der Lei stungsantrieb weiter eine Mehrphasenleitungsreaktanz (127), vorzugsweise eine Mehrphasenleitungsreaktanzspule, und ein widerstandsgedämpftes Kondensatorfilter umfaßt, die mit dem Primärwicklungskreis (102) zum weiteren Vermindern der Ein gangsstromverzerrung verbunden sind.

21. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß der Lei stungsantrieb weiter einen Mehrphasenbremswiderstand umfaßt, der mit der Primärwicklung (102) zum Bremsen der Last (121) bei Verlust der Eingangsspannung verbunden ist.

22. Leistungsantrieb nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, daß der Mehr phasenleistungstransformator (101) folgendes umfaßt:
einen Primärwicklungskreis (102);
eine Mehrzahl von Sekundärwicklungskreisen (103-111);
eine Mehrzahl von Jochteilen, von denen eines zwischen der Primärwicklung (102) und jeder aus der Mehrzahl von Se kundärwicklungskreisen (103-111) vorgesehen ist;
wenigstens eine Wicklung, welche den Primärwicklungs kreis (102) und die Mehrzahl von Sekundärwicklungskreisen (103-111) verbindet;
ein Stopfen oder Steckerteil, das jedes aus der Mehrzahl der Jochteile verbindet;
eine erste Endkappe, die an einer Primärwicklungskreis seite des Transformators (101) vorgesehen ist, und eine zwei te Endkappe, die an einer Sekundärwicklungskreisseite des Transformators (101) vorgesehen ist, um beide Magnetkreise der gemeinsamen magnetischen Struktur zu vervollständigen; und
einen Luftspalt zwischen der ersten Endkappe und der Mehrzahl von Jochteilen.

23. Leistungsantrieb mit verminderten Harmonischen für eine Mehrphasenwechselstromlast, umfassend:
einen Mehrphasenleistungstransformator (101), der fol gendes umfaßt:
wenigstens einen Primärwicklungskreis (102), wobei der Primärwicklungskreis (102) elektrisch mit einer Mehrpha senwechselstromleistungsquelle verbindbar ist;
eine Mehrzahl von Sekundärwicklungskreisen (103-111); und
eine Mehrphasenleitungsreaktanz (126), vorzugweise eine Mehrphasenleitungsreaktanzspule, die mit dem Primärwick lungskreis (102) verbunden ist;
eine Mehrzahl von Leistungszellen (112-120), wobei jede der Leistungszellen (112-120) folgendes umfaßt:
einen steuer- und regelbaren Mehrphaseneingang (142), der eine Mehrphaseneingangsbrücke umfaßt, die mit einem jeweiligen aus der Mehrzahl der Sekundärwicklungskreise (103-111) verbunden ist;
ein Glättungsfilter (144); und
einen steuer- und/oder regelbaren Einphasenausgang (146) zu der Mehrphasenwechselstromlast (121); und
eine Modulationssteuer- und/oder -regeleinrichtung (169), die mit jeder aus der Mehrzahl von Leistungszellen (112-120) verbunden ist;
worin eine der Eingangsphasen (A, B, C), von jeder der Leistungszellen (112-120) mittels der Modulationssteuer- und/ oder -regeleinrichtung (169) gleichzeitig mit entsprechenden Eingangsphasen von allen anderen Leistungszellen (112-120) geschaltet wird.

24. Leistungsantrieb nach Anspruch 23, dadurch ge kennzeichnet, daß jeder der Sekundärwicklungs kreise (103-111) eine damit verbundene Streureaktanz hat und das Glättungsfilter (144) von jeder der Leistungszellen (112- 120) eine Kapazität (153) besitzt, und daß weiter die Kapazi tät (153) des Glättungsfilters (144) von jeder der Leistungs zellen (112-120) auf die Streureaktanz des Sekundärwicklungs kreises (103-111), die mit einer jeweiligen Leistungszelle (112-120) verbunden ist, derart abgeglichen oder angepaßt ist, daß die Resonanzfrequenz zwischen der Sekundärstreureak tanz oder Sekundärwicklungsstreureaktanz und der Kapazität (153) des Glättungsfilters (144) größer als die Frequenz der Ausgangsleistung ist.

25. Verfahren zum Ermöglichen eines Vier-Quaranten-Betriebs bei Verminderung der Harmonischen in einem Leistungsantrieb, der einen Mehrphasenleistungstransformator (101) sowie eine Mehrzahl von Leistungszellen (112-120), von denen jede eine Mehrzahl von Phaseneingangspolen (A, B, C) hat, und eine Mo dulationssteuer- und/oder Regeleinrichtung (169), die mit je der aus der Mehrzahl der Leistungszellen (112-120) verbunden ist, aufweist, umfassend die folgenden Verfahrensschritte:
Vorsehen einer gemeinsamen Reaktanz (126), die mit einer Primärwicklung (102) des Mehrphasenleistungstransformators (101) verbunden ist, für jede der Leistungszellen (112-120);
Schalten der Eingangspole (A, B, C) der Leistungszellen (112-120) parallel zu den entsprechenden Eingangspolen von allen anderen Leistungszellen (112-120), aber zeitlich beab standet von anderen Eingangspolen in der gleichen Leistungs zelle (140);
Vorsehen einer Mehrzahl von Sekundärwicklungen (103-111) auf den Mehrphasenleistungstransformator (101), wobei die Se kundärwicklungen (103-111) eine Streureaktanz haben; und
Vorsehen eines kapazitätiven Elements (153) als ein Glättungsfilter (144) für jede der Leistungszellen (112-120) und Abgleichen oder Anpassen der Kapazität (153) von jedem der Glättungsfilter (144) mit der bzw. an die Streureaktanz der Sekundärwicklungen (103-111) derart, daß die Resonanzfre quenz zwischen der Streureaktanz der Sekundärwicklung und der Kapazität (153) des Glättungsfilters (144) größer als die Frequenz der Ausgangsleistung ist.