CN106998153A - 交直流混合微电网的tnpc双向变流器的死区预补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了交直流混合微电网的TNPC双向变流器的死区预补偿方法，利用基于两相同步旋转d‑q直角坐标系下的电流矢量的实时判断，在不同的三电平空间矢量区域内，对给定的指令参考空间电压矢量进行分解，确定死区预补偿的修正空间电压矢量的算式，并引入死区补偿因子自适应调整补偿深度，实现变流器中功率开关器件的死区补偿。这种方法的特点是可以通过编程来实现，并自适应调整补偿深度，该算法便于计算和编程实现，有助于方便快捷的实现精确的死区补偿，达到消除交越失真，提高波形质量，抑制交直流混合微电网的输入电流谐波的目的。

Description

交直流混合微电网的TNPC双向变流器的死区预补偿方法

技术领域

本发明涉及交直流混合微电网的三电平TNPC双向变流器的PWM控制方法，对该变流器的死区实现预补偿，用以改善逆变的波形质量，抑制交直流混合微电网的输入电流谐波。

背景技术

TNPC双向变流器可用于跨接在交直流混合微电网的交直流母线之间，工作在整流或者逆变模式，实现交直流母线之间能量的双向流动，并且在离网运行时为交直流混合微电网系统提供稳定的电压和频率支撑，维持微电网系统的稳定运行与交直流两侧功率的合理分配。而这一变流器内死区的存在必然使其输出电压的能力降低，电压波形也产生失真，谐波含量增高，由其引起的高次谐波还会使交流负载的损耗增加，因此，必须对死区进行补偿。

TNPC变流器的拓扑结构如图1所示，该拓扑在传统三相两电平全桥型变流器中增加了两个中间支撑电容C1和C2，0点为零电位参考点。在0点与每相桥臂输出端之间增加了两个反串联的带续流二极管的开关管。TNPC变流器的单相拓扑结构如图2所示，以A相为例，其中T_A1、T_A2、T_A3、T_A4为IGBT开关管，D1、D2、D3、D4为反并联续流二极管。

以1表示IGBT器件的开通，0表示关断；这一TNPC三电平双向变流器在稳态工作时有三种开关模式分别为P模式、O模式和N模式，模态与开关状态如下表1所示。

表1TNPC三电平变流器的工作模式

开关模式	TA1	TA3	TA2	TA4	输出电压
						P	1	1	0	0	+Ud/2
O	0	1	0	1	0
						N	0	0	1	1	-Ud/2

根据负载电流方向，可分为六种电流通路工作模式，假设取负载电流以流入负载方向为正，则六种工作模式如图3所示。

在图3(1)和图3(4)中，T_A1和T_A3导通，而T_A2和T_A4关断，负载电流分别流经T_A1和D₁，输出电压都被箝位在+U_d/2，此时桥臂处在“P”状态；在图3(2)和图3(5)中，T_A3和T_A4导通，而T_A1和T_A2关断，负载电流分别流经D₄、T_A3和D₃、T_A4，输出电压都被箱位在0，此时桥臂处在“O”状态；在图3(3)和图3(6)中，T_A2和T_A4导通，而T_A1和T_A3关断，负载电流分别流经D₂和T_A2,输出电压被箱位在-U_d/2时，此时桥臂处在“N”状态。

为了保证每次输出状态变化时动作的开关器件最少，损耗最小，严禁在P状态和N状态之间直接切换，而是通过O状态过渡。A相电位变化时，开关管器件的工作状态如表2所示。无论采取何种方式生成PWM波形，其硬件及软件设计都应遵循表2的规律。

表2TNPC三电平变流器桥臂电位与开关状态的关系

实际控制中，对于单相桥臂而言，为了防止桥臂出现贯穿短路，开关器件T_A1和T_A2不能同时导通；T_A1和T_A4，T_A2和T_A3，驱动信号互补，其它桥臂类似。对于驱动信号互补的开关器件，在切换过程中必须加入死区时间。但是，死区时间会引发交越失真，使输出电压和负荷电流的谐波含量增高，降低波形质量。

对参考电位从O→N→O的换相过程期间，器件死区时的电路模态进行分析，如图2所示。在O→N，且i_A＜0的模态1时，此时若TA₂管关断，则由D₃管续流，电路沿线路1工作，U点电位为O,产生电压正向畸变脉冲U_d/2；在N→O，且i_A＞0时的模态2时，此时若TA₃管关断，则由D₂管续流，电路沿线路4工作，U点被箝位于-U_d/2,产生电压负向畸变脉冲-U_d/2。死区情况下，A相输出电压与偏差电压的时序图参见图4所示，偏差电压的宽度都为死区的设置时间t_d。在不同的负载电流条件下，桥臂电位、电路开关模态与偏差电压方向的关系见下表3。

表3桥臂电位、电路开关模态与偏差电压方向的关系

表3中，偏差电压为：

ΔV＝Δd×U_d/₂ (3)

这里，Δd＝t_d/T_s，T_s是IGBT器件的开关周期。并且在考虑功率因数角的情况下，将图4中等效的死区效应的偏差电压U_ef进行傅立叶级数分解，可得U_ef的基波分量幅值为：

式(3)中，f_s是器件的开关频率。死区效应对于变流器输出基波电压的影响与死区时间、载波频率和负载功率因数有关。由于死区使PWM波形不再对称于中心，因此死区不仅影响输出电压幅值，还影响其相位。死区时间的增加，将引起变流器输出电流波形的交越失真，对损耗和稳定性带来较大的印象，所以应该对死区进行补偿。

TNPC三电平双向变流器的空间电压矢量及扇区图参见图5所示。

通常采用的死区补偿方案常用的电压补偿法和时间补偿法。前者通过计算补偿矢量，以抵消死区效应；后者是通过改变基本电压矢量的作用时间进行死区补偿。

电压补偿法中，将各相在死区设置后的输出PWM进行检测；与给定的PWM波进行比较，得到实际的偏差电压ΔV_i，并得出补偿矢量V_i ^c，则V_i ^c＝-ΔV_i；然后将补偿电压矢量同给定的PWM矢量U_i叠加，得到新的给定。补偿后的三相电压分量为：

这种方法具有补偿的滞后性。每次比较结果必须在下一个开关周期才能得到校正，同时存在输出PWM的高精度检测问题，实现起来比较复杂。

常用的时间补偿法，针对设置的死区时间t_d，需要把即将产生负向脉冲偏差的指令电压部分加宽t_d，而把即将产生正向脉冲偏差的指令电压部分缩短t_d。由于2个管子触发信号的互补性，因此实际执行时是根据电流方向，在i_U＞0时，将开关时刻的计算值加上t_d/2，当i_U＜0时，将开关时刻的计算值减去t_d/2。无论电流为正为负，死区补偿以后实际波形都比指令波形滞后t_d/2，整体效果相当于系统实际输出与指令输入之间串联了一个t_d/2的纯滞后环节。这一传统方法从触发信号着手，通过时间补偿使开关管实际开通时间等于理想给定时间，SPWM和SVPWM调制法都可使用。

SVPWM方法还可以综合a-b-c三相的电流方向，采用矢量合成的方法。补偿时，通过零矢量的分配，统一延长或缩短基本电压矢量的作用时间，算法较为简便且有同样的补偿效果。

然而，以上所介绍的常用的时间补偿法首先使PWM波形不再对称于开关周期的中心；其次，局限于对电流过零点的检测来进行补偿，对电流噪声、电流滤波所引起的滞后以及电流幅值、频率都有较大的敏感性；同时在实际应用中，在电流接近零时，会出现过补偿和零电流箝位现象。而电压反馈型补偿方案明显存在着补偿滞后的问题，并增加了系统的复杂性。

发明内容

为了克服现有的死区补偿技术在系统中所产生的补偿滞后、精度不理想等不足，本发明提供了一种应用于交直流混合微电网的三电平TNPC双向变流器的死区预补偿方法，实现精确的电压矢量补偿，并自适应调整补偿深度，便于计算和编程实现，达到消除交越失真，提高波形质量，抑制交直流混合微电网的输入电流谐波的目的。

交直流混合微电网的TNPC双向变流器的死区预补偿方法，包括以下步骤：

步骤1，在三相坐标系下，判断三相电流i_A、i_B、i_C的方向；

步骤2，通过式(1)获取死区预补偿的修正空间电压矢量V_ref2：

当i_A＞0，i_B＞0，i_C＜0时，

当i_A＞0，i_B＜0，i_C＞0时，

当i_A＞0，i_B＜0，i_C＜0时，

当i_A＜0，i_B＞0，i_C＞0时，

当i_A＜0，i_B＞0，i_C＜0时，

当i_A＜0，i_B＜0，i_C＞0时，

其中，三相坐标系分别为A相、B相和C相；i_A为A相电流，i_B为B相电流，i_C为C相电流；

V_ref2α为V_ref2分解到α-β坐标系中α轴的分量，V_ref2β为V_ref2分解到α-β坐标系中β轴的分量；

V_ref为指令参考空间电压矢量，则V_refα为V_ref分解到α-β坐标系中α轴的分量，V_refβ为V_ref分解到α-β坐标系中β轴的分量，|V_ref|为1～380V，V_ref的角度为0～360°；

ΔV为三相偏差电压。

进一步地，通过式(2)计算三相偏差电压ΔV：

ΔV＝k×Δd×U_d/2 式(2)

其中，k为死区补偿因子，k∈(0，1]；

Δd＝t_d/T_s，T_s是变流器中IGBT器件的开关周期，t_d为死区时间，t_d∈(1,10)us；

U_d为变流器输入电压。

与现有技术相比，本发明具有以下技术效果：

(1)本发明在不提高电流采样频率的前提下，三相电流的方向判断准确，且有效避免了电流过零点时的过补偿；

(2)本发明在指令参考空间电压矢量旋转的步长内，根据指令参考空间电压矢量的位置和幅值，计算出新的修正指令电压矢量，不仅实现了死区的预补偿，而且补偿的精度高；

(3)本发明实现死区补偿深度的自适应调整，不仅防止了过补偿，而且补偿了死区时间、功率器件的开通和关断延迟，还考虑了管压降带来的死区效应；

(4)本发明主要规则通过查表完成，方法便捷，易于用编程软件实现，提高了系统低频运行的性能；

(5)本发明采用本死区补偿方法的三电平TNPC双向变流器，接入交直流混合微电网后，抗负荷扰动的能力强，可以显著改善逆变的波形质量。

附图说明

图1为TNPC双向变流器的电路拓扑结构；

图2(a)为参考点位O→N时NPC双向变流器的单相拓扑图；图2(b)为参考点位N→O时NPC双向变流器的单相拓扑图；

图3为TNPC变流器的六种工作模式；

图4(a)为死区情况下，在桥臂的O→N→O输出状态切换下A相输出电压与偏差电压的时序图；图4(b)为死区情况下，在桥臂的O→P→O输出状态切换下A相输出电压与偏差电压的时序图；

图5为TNPC双向变流器的空间电压矢量图；

图6为α-β、d-q坐标系和A-B-C三相坐标系的空间关系图；

图7为d-q旋转变换坐标系中电流矢量的位置区域划分；

图8为死区补偿修正后的指令空间电压矢量V_ref2的矢量合成图；

图9为死区期间三相合成偏差电压矢量图；

图10为死区补偿后的三相电压矢量的开关波形和A相桥臂的开关器件动作时序图；

图11为开关频率为2kHz、输出低频5Hz下，经过死区补偿后的TNPC线电压输出波形；

图12为死区补偿因子k＝0时TNPC无死区补偿的输出电流波形；

图13为死区补偿因子k＝0.5时TNPC的输出电流波形；

图14为死区补偿因子k＝1时TNPC的输出电流波形。

具体实施方式

下面通过附图和实施例对本发明作进一步说明。

本发明中，以电流流进负载为正方向，以电流流出负载为负方向。

实施例1

步骤(1)，图6中U、V、W轴代表空间中相差120°的三相绕组，α-β坐标系是固定在定子上的两相静止直角坐标系，可选择U相绕组的轴线作为α轴。d-q坐标系是两相同步旋转直角坐标系，以三相电压的合成矢量U^*的方向作为d轴方向，γ角是空间电压合成矢量的旋转角。I^*是旋转坐标系中的三相电流的合成矢量，与U^*的相位差为δ角。

根据坐标变换，三相坐标系到空间静止α-β坐标系的变换式为：

α-β坐标系到在空间同步速旋转的d-q坐标系的变换式为：

由此可以得到：

步骤(2)，U^*和I^*在α-β坐标系中是以同步速旋转的，但在d-q坐标系中是静止的矢量。因此I^*在d,q两轴的分量i_d,i_q也是恒定的，这样在步骤(1)的基础上，通过式(9)求得指令参考空间电压矢量与电流矢量的夹角δ角。

步骤(3)，通过坐标原点，分别做垂直于A、B、C三相坐标轴的直线aa'、bb'、cc'，参见图7。

对于A相来说，若定子电流矢量I^*在aa'的右侧，与A轴同向，则A相电流为正，反之为负。B、C相与此类似。以图6电流矢量的角度位置为例，三相电流的方向为i_A＞0，i_B＜0，i_C＞0。

θ＝δ-γ (10)

这样，只要判断出电流矢量I^*在三相空间坐标系中的矢量角θ，就可以分别判断出三相的电流i_A、i_B、i_C的方向。

如图7所示，三条辅助直线把360°划分为6个角度区域：Ⅰ，Ⅱ，Ⅲ，Ⅳ，Ⅴ，Ⅵ。可以总结出三相电流i_A、i_B、i_C的方向判断表4。

表4三相电流方向判断表

步骤(4)，在不同的空间区域内，对给定的指令参考空间电压矢量进行分解，确定指令参考矢量与预补偿矢量的换算关系。在图8的三电平TNPC双向变流器空间矢量六边形的第一个六分之一的三角形区域内，对设置死区但无补偿的空间电压矢量V_ref1、指令参考空间电压矢量V_ref和死区预补偿的修正空间电压矢量V_ref2之间的空间关系进行分析，并以ΔV^*为三相合成的偏差电压矢量，V^c为死区补偿矢量，则有：

V^c＝-ΔV^* (11)且：

V_{r e2f}＝V_{r ef}+V^c (12)

当空间电压矢量位于图8所示的区域内时，若此时三相电流的方向为；i_A＞0，i_B＜0，i_C＜0时；同时查表3可知三相偏差电压分别为-ΔV、+ΔV、+ΔV，于是，此位置的三相合成偏差电压矢量ΔV^*参见图9所示：

ΔV^*＝-2ΔV (13)

在α-β正交坐标系中对式(13)进行分解，得出死区预补偿的修正空间电压矢量V_ref2的算式：

步骤(5)，在不同的三相电流方向条件下，在α-β坐标系下，根据分析可得出死区预补偿的修正空间电压矢量V_ref2与指令参考空间电压矢量V_ref的计算关系式，参加表5。

表5死区预补偿的修正空间电压矢量V_ref2的算式表

这样，不同的指令参考空间合成电压矢量位置下，根据三相电流的方向，可以对死区预补偿的修正空间电压矢量的算式进行查表。

步骤(6)，三电平TNPC双向变流器接入交直流混合微电网后，由于功率器件的开通或关断延迟，以及开关频率的变化等带来Δd的波动，以及负荷电流变化引发的管压降改变带来的U_d变化，可能会使实际的补偿大于给定，引发过补偿。所以，将式(3)改写为式(15)，对修正的电压误差ΔV′进行计算：

ΔV′＝k×Δd×U_d/2 (15)

这里，死区补偿因子k决定着死区补偿的深度，k∈(0，1]，若k＝1，则为全补偿。在上一个调制波的周期内，计算U_d和Δd波动的标幺值。若波动增大则下一个调制波的k值向小调，反之k值则向大调。

表5中各算式中的ΔV都由ΔV′取代。

步骤(7)，死区预补偿后的修正空间电压矢量的幅值由下式计算：

以图8所示的指令参考空间电压矢量的位置为例，预补偿的修正空间电压矢量的作用效果表现为：在一个开关周期内，在以7段法发生的三相电压矢量的开关波形和A相桥臂的开关器件动作时序图10中所示，此时POO矢量在第2段的作用时间将增加，而在第6段的作用时间将减小。

步骤(8)，在载波的频率确定后，在指令参考空间电压矢量旋转的步长内，计算γ角。并实时判断三相的电流方向，若方向没变，则以原有的补偿算式发出预补偿修正后的指令空间电压矢量V_ref2，在下一个开关周期内实现死区预补偿；若方向改变，则从步骤(3)开始顺序执行上述步骤，查表5得出新的补偿算式，实现预补偿；若有新的变压指令，则根据指令空间电压矢量的幅值，从步骤(4)开始计算新的指令空间电压矢量V_ref2；若有新的变频调速指令，则打断进程，返回到步骤(1)，确定预补偿修正后的指令空间电压矢量V_ref2，然后循环进行。

图11是在开关频率为2kHz、输出低频5Hz的条件下，经过死区补偿后的TNPC线电压的输出波形。图12是本发明的死区补偿因子k设定为0时，即TNPC无死区补偿的输出电流波形，图13是本发明的死区补偿因子k设定为0.5时的输出电流波形，图14是本发明的死区补偿因子k设定为1，即TNPC在死区全补偿条件下的输出电流波形。从图中可以看出TNPC双向变流器在经过死区预补偿的算法处理后，明显解决了相电流波形在峰点和过零点处交越失真，抑制了交直流混合微电网的输入电流谐波。

实施例2

实施例1中若三相电流方向发生变化后，一种可行的实施步骤为：

步骤1～步骤3同实施例一；

步骤4，若三相电流的方向为i_A＞0、i_B＞0、i_C＜0时，

若三相电流的方向为i_A＞0、i_B＜0、i_C＞0时，

若三相电流的方向为i_A＜0、i_B＞0、i_C＞0时，

若三相电流的方向为i_A＜0、i_B＞0、i_C＜0时，

若三相电流的方向为i_A＜0、i_B＜0、i_C＞0时，

步骤5～步骤7同实施例1。

Claims (2)

1.交直流混合微电网的TNPC双向变流器的死区预补偿方法，其特征在于,包括以下步骤：

步骤1，在三相坐标系下，判断三相电流i_A、i_B、i_C的方向；

步骤2，通过式(1)获取死区预补偿的修正空间电压矢量V_ref2：

当i_A＞0，i_B＞0，i_C＜0时，

当i_A＞0，i_B＜0，i_C＞0时，

当i_A＞0，i_B＜0，i_C＜0时，

当i_A＜0，i_B＞0，i_C＞0时，

当i_A＜0，i_B＞0，i_C＜0时，

当i_A＜0，i_B＜0，i_C＞0时，

其中，三相坐标系分别为A相、B相和C相；i_A为A相电流，i_B为B相电流，i_C为C相电流；

V_ref2α为V_ref2分解到α-β坐标系中α轴的分量，V_ref2β为V_ref2分解到α-β坐标系中β轴的分量；

V_ref为指令参考空间电压矢量，则V_refα为V_ref分解到α-β坐标系中α轴的分量，V_refβ为V_ref分解到α-β坐标系中β轴的分量，|V_ref|为1～380V，V_ref的角度为0～360°；

ΔV为三相偏差电压。

2.如权利要求1所述的TNPC双向变流器的死区预补偿方法，其特征在于，通过式(2)计算三相偏差电压ΔV：

ΔV＝k×Δd×U_d/2 式(2)

其中，k为死区补偿因子，k∈(0，1]；

Δd＝t_d/T_s，T_s是变流器中IGBT器件的开关周期，t_d为死区时间，t_d∈(1,10)us；

U_d为变流器输入电压。