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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen spannungsgesteuerten
Mehrphasen-PWM-Frequenzumsetzer, der eine Steuerungseinheit, eine
Graetz-Schaltung, die dazu ausgelegt ist, an eine Mehrphasenversorgungsleitung
angeschlossen zu sein, eine Gleichspannungszwischenschaltung und
eine gesteuerte Wechselrichterbrücke
zum Liefern einer Mehrphasenwechselspannung an einen Mehrphasenverbraucher
aufweist.
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Spannungsgesteuerte
Dreiphasen-PWM-Frequenzumsetzer haben eine Graetz-Schaltung zum Gleichrichten
der Dreiphasen-Wechselspannung einer Versorgungsleitung zum Erzeugen
einer Gleichspannung für
eine Gleichspannungszwischenschaltung, sowie eine Graetz-Schaltung
für die
Wechselrichtung der Gleichspannung der Zwischenschaltung in eine
Drei-Phasen-Wechselspannung
mit variabler Frequenz, während
die Leistung in die Richtung von der Versorgungsleitung zu einem
Verbraucher, wie zum Beispiel einem Käfiginduktionsmotor, fließt. Ein
Käfiginduktionsmotor
wird allgemein in vielen Anwendungen, z.B. Pumpen oder Lüftern, eingesetzt.
Die Wechselrichterbrücke
ist eine Vollwellenbrücke
mit impulsdauermodulationsgesteuerten Halbleiterschaltern und mit
Dioden, die invers parallel mit diesen geschaltet sind. Die Graetz-Schaltung
kann eine ungesteuerte Vollwellenbrücke, wobei in diesem Fall nur
die Dioden in ihr gebraucht werden, oder eine gesteuerte Vollwellenbrücke sein,
wobei sie in diesem Fall mit gesteuerten Halbleiterschaltern sowie mit
Dioden ausgestattet ist, die invers parallel mit diesen geschaltet
sind. In dem Fall einer gesteuerten Graetz-Schaltung kann die Leistung,
z.B. in Situationen, bei denen ein Motor gebremst wird, auch in
der Richtung vom Verbraucher zur Versorgungsleitung fließen. Eine
bekannte Möglichkeit
zum Implementieren einer gesteuerten Graetz-Schaltung ist eine Dreiphasenschaltung,
wie sie aus der US-Patentschrift
Nr. 4,447,868 hervorgeht, die einen Leistungsfluss entweder von
der Wechselstromschaltung in die Gleichstromschaltung oder umgekehrt erlaubt.
Gemäß dem oben
erwähnten
Patent wird die Leitung durch die Transistoren der Gleichrichterbrücke so gesteuert,
dass der Transistor im oberen Arm der Phase mit dem höchsten momentanen
Wert der Versorgungsspannung und der Transistor im unteren Arm der
Phase mit dem höchsten
momentanen Wert der Versorgungsspannung leitend sind.
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Die
Lösungen
des Standes der Technik haben zum Ziel, durch die Verwendung eines
Gleichstromkondensators mit hoher Kapazität als Energiezwischenspeicher
in der Gleichspannungszwischenschaltung eine konstante Spannung
zu erhalten. Die Lösungen
des Standes der Technik verwenden auch allgemein eine Dreiphasen-Wechselspannungs-Induktoreinheit
oder eine Einzelphasen-Gleichspannungs-Induktoreinheit zusammen
mit der Graetz-Schaltung, um Versorgungsleitungsstromspitzen zu
begrenzen.
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Das
US-Patent Nr. 6,014,323 bezieht sich auf einen Frequenzumsetzer
mit einer Zwischenschaltung, die mit einem Mehrphasentransformator
ausgestattet ist. 14 stellt einen
Schaltersatz dar, der mit einer Sekundärwicklung eines Transformators
gekoppelt ist, und es kann eine gewünschte Anzahl von Schaltersätzen gekoppelt
werden, um eine entsprechend hohe Ausgangsspannung zu erreichen. 14 stellt eine Implementierung dar, bei
der jeder Schaltersatz einen Stromfluss nur in einer Richtung erlaubt
und bei dem der zwischengeschaltete Kondensator weggelassen wurde.
Die Schaltersätze
wurden mit Verfahren implementiert, die bei Frequenzumsetzern üblich sind,
und die Schaltersätze
erzeugen eine Einzelphasen-Ausgangsspannung aus einer Einzel- oder
Dreiphasen-Transformator-Sekundärspannung.
Die Amplitude und Frequenz der Ausgangssignale der Schaltersätze können eingestellt
werden. 1a aus dem US-Patent Nr. 6,014,323
stellt einen herkömmlichen
Einzelquadranten-Frequenzumsetzer
dar, bei dem der Kondensator in der Zwischen-Gleichstromschaltung als ein herkömmlicher
Energiespeicher eingesetzt wird.
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Das
US-Patent Nr. 4,774,650 bezieht sich auf eine Graetz-Schaltung mit
einer Brückenkopplung,
die einen Leistungsfluss in beide Richtungen erlaubt. Ein wesentliches
Merkmal besteht darin, dass die Leitzeiten der Transistoren gekürzt sind.
Dies ist nur mit einem herkömmlichen
Gleichstromkondensator möglich,
der als ein Energiespeicher eingesetzt wird.
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Die
Belastbarkeit der Kondensatoreinheit wird allgemein durch die Fähigkeit
der Kondensatoren, dem elektrischen Strom zu widerstehen, sowie
die Spannungslast, die an sie angelegt wird, und die erforderliche Lebensdauer
in extremen Bedingungen bestimmt. Zum Bestimmen der elektrischen
Belastung werden die durch die Gleichrichter- und Wechselrichterschaltungen
erzeugten Komponenten allgemein zuerst getrennt berechnet und dann
quadratisch summiert. Auf diese Weise wird vorgegangen, wenn die
Kondensatoreinheit eine beträchtliche
Kapazität
hat, wobei in diesem Fall die Schaltungen als getrennte Schaltungen
betrachtet werden können
und ihre momentanen Werte keine Auswirkungen aufeinander haben.
Ausgehend hiervon folgt, dass die Kapazität der Kondensatoreinheit ziemlich
groß wird,
weil der bevorzugte Kondensatortyp, der Elektrolytkondensator, eine
relativ niedrige Stromtoleranz hat. Auf der anderen Seite ist ein
großer
Kapazitätswert
hinsichtlich verschiedener Regelungsfunktionen (z.B. Stabilität der Motorspannung,
Betrieb in Bremssituationen, Betrieb im Fall eines Stromausfalls)
vorteilhaft.
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Aufgrund
der großen
Kondensatoreinheit ist die Gleichspannung fast konstant. Wie aus
der Richtung der Versorgungsleitung zu ersehen, hat dies zur Folge,
dass zum Begrenzen der Versorgungsleitungstromspitzenwerte eine
beträchtliche
Induktivität
an einem bestimmten Punkt entlang des Strompfads benötigt wird.
Momentan wird diese Induktivität üblicherweise
vor der Graetz-Schaltung
angeordnet, so dass sie gleichzeitig auch die Graetz-Schaltung gegen
Versorgungsleitungs-Spannungsspitzen schützt. Die Belastungsfähigkeit des
Strombegrenzungsinduktors ist üblicherweise
zum Beispiel so, dass bei nominalem Strom die am Induktor anliegende
Spannung ungefähr
3 bis 5% der Versorgungsspannung beträgt.
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Filterkomponenten
des Standes der Technik sind groß und teuer. Daher sind sie
ein großer
Faktor, der sich auf die Größe und die
Kosten eines Frequenzumsetzers auswirkt.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, die Nachteile der Lösungen des
Standes der Technik zu beheben und eine Steuerungsanordnung zu schaffen,
welche sowohl den Kondensator, der in der Gleichspannungszwischenschaltung
als ein Energiespeicher dient, als auch den Induktor, der zum Begrenzen
von Versorgungsleitungsstromspitzen verwendet wird, überflüssig macht.
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Die
Steuerungsanordnung macht es möglich,
die Graetz-Schaltung direkt mit der Wechselrichterbrücke zu verbinden,
ohne dass eine Gleichspannungskondensatoreinheit als ein zwischengeschalteter
Energiespeicher dienen muss, so dass der durch die Wechselrichterbrücke erzeugte
Gleichstrom ohne Strombegrenzung durch eine Induktoreinheit direkt
in die Versorgungsleitung fließt.
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Ein
Mehrphasen-PWM-Frequenzumsetzer gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung verwendet eine Graetz-Schaltung, die
vollständig
steuerbare Halbleiterschalter hat, und parallel zu diesen, invers
parallel geschaltete Dioden, wobei eine Steuerungseinheit das Leiten
der vollständig
steuerbaren Halbleiterschalter in der Graetz-Schaltung steuert,
so dass der vollständig
steuerbare Halbleiterschalter im oberen Arm der Phase mit dem am
positivsten momentanen Wert der Versorgungsspannung und der vollständig steuerbare
Halbleiterschalter im unteren Arm der Phase mit dem negativsten
momentanen Wert der Versorgungsspannung immer leitend sind. Auf
diese Weise kann unabhängig
von seiner Richtung der Strom der Zwischenschaltung frei in die
Versorgungsleitung fließen.
Diese Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass der
Frequenzumsetzer keine Kondensatoreinheit mit großer Kapazität, die als
ein Energiespeicher zum Glätten
der Zwischenschaltungsspannung dient, keine Induktoreinheit mit
großer
Induktivität
zum Begrenzen der Spitzenwerte der Versorgungsleitungsphasenströme und keine
Messung der Versorgungsleitungsphasenströme oder des Gleichstroms wie
bei Lösungen
des Standes der Technik benötigt.
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Ein
spannungsgesteuerter Mehrphasen-PWM-Frequenzumsetzer gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, der in seiner Graetz-Schaltung Dioden
aufweist, ist dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungseinheit
das Ausgangsspannungsimpulsmuster über die steuerbaren Halbleiterschalter
der Wechselrichterbrücke
durch ein vorbestimmtes Verfahren unabhängig von der Frequenz und der
Last derart erzeugt, dass der Ausgangsleistungsfaktor über einem
voreingestellten Minimalwert bleibt, was dazu führt, dass nur positive Stromwerte
im Zwischenschaltungsstrom erscheinen. Daher braucht der Frequenzumsetzer weder
eine Kondensatoreinheit mit großer
Kapazität,
die als ein Energiespeicher zum Glätten der Zwischenschaltungsspannung
dient, noch eine Induktoreinheit mit einer hohen Induktivität zum Begrenzen
der Spitzenwerte der Versorgungsleitungsphasenströme aufzuweisen.
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Die
Einzelheiten der Merkmale, die für
den Frequenzumsetzer der vorliegenden Erfindung kennzeichnend sind,
sind in den beiliegenden Ansprüchen
dargestellt.
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Auch
wenn der PWM-Frequenzumsetzer der vorliegenden Erfindung keinen
Kondensator zum Glätten der
Zwischenschaltungs-Gleichspannung und keinen Induktor zum Begrenzen
der Spitzenwerte des Netzstroms benötigt, kann trotzdem ein Kondensator
mit einem niedrigen Kapazitätswert
eingesetzt werden, um die Spannungsspitzen zu begrenzen, die durch
die in Streukapazitäten
der Gleichspannungsschaltung in Schaltungssituationen latente Energie
erzeugt werden. In ähnlicher
Weise kann auch eine Filtereinheit, die aus Induktoren mit einem
niedrigen Induktivitätswert
und Kondensatoren mit einem niedrigen Kapazitätswert bestehen, auf der Versorgungsleitungsseite
verwendet werden, um hochfrequente Harmonische aus dem Versorgungsstrom
herauszufiltern. Diese Komponenten haben jedoch hinsichtlich der
vorliegenden Erfindung keine wesentliche Bedeutung.
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Es
folgt eine Beschreibung der vorliegenden Erfindung im Einzelnen
anhand einiger Beispiele unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen.
Es zeigt:
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1 einen
spannungsgesteuerten PWM-Frequenzumsetzer,
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2 die
Bildung des Stroms in der Gleichspannungs-Zwischenschaltung,
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3 den
ungefilterten Gleichstrom sowie den Wechselstrom und die Spannung,
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4 den
Gleichstrom bei kleineren Leistungsfaktorwerten,
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5 die
Schaltsequenz der Phasenschaltung in einer Sinuswellen-Dreieckswellen-Modulation,
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6 eine
Ebenen-Dreieckswellen-Modulation,
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7 eine
Zwei-Impuls-Modulation,
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8 den
Motorleistungsfaktor mit konstantem Drehmoment,
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9 den
Motorleistungsfaktor mit quadratischem Drehmoment und einer linearen
und optimierten Spannung,
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10 einen
zweiten spannungsgesteuerten PWM-Frequenzumsetzer gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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11 die
Steuerung der Graetz-Schalter eines Frequenzumsetzers, wie er in 10 dargestellt
ist, sowie seinen Gleichstrom und einen seiner Phasenströme, und
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12 die
Steuerelektronik.
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Beispiel 1: Einzel-Quadranten-Ansteuerungen
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1 stellt
einen spannungsgesteuerten Dreiphasen-PWM-Frequenzumsetzer dar, der eine Graetz-Schaltung 10 für das Gleichrichten
einer Dreiphasen-Wechselspannung umfasst, die von einer Versorgungsleitung
kommt und die Phasenspannungen UU, UV, UW aufweist, um
so eine Gleichspannungszwischenschaltungs-Gleichspannung UDC zu erzeugen, sowie eine Wechselrichterbrücke 11 zum
Wechselrichten der Gleichspannung der Gleichspannungszwischenschaltung,
um so eine Dreiphasen-Wechselspannung
mit variabler Frequenz zu erzeugen, die aus den Phasenspannungen
UR, US und UT besteht. Bei einem derartigen Frequenzumsetzer
kann die Leistung nur in der Richtung von der Versorgungsleitung
zum Verbraucher 12 (einem Dreiphasen-Käfiginduktionsmotor
M) fließen.
Die Wechselrichterbrücke 11 ist
eine Vollwellenbrücke,
in der eine Steuerungseinheit 13 die Phasenschalter der
jeweiligen Phase über
Impulsdauermodulation steuert. "Phasenschalter" bezieht sich auf
einen Schalter, der von den vollständig steuerbaren Halbleiterschaltern
im oberen und im unteren Arm der jeweiligen Phase gebildet wird
(Phase R: V11, V14; Phase S: V12, V15; Phase T: V13, V16; mit invers
parallel verschalteten Dioden D11 bis D16 parallel zu diesen). Die
Graetz-Schaltung 10 ist
eine ungesteuerte Vollwellenbrücke,
die aus einer Diodenbrücke
mit den Dioden D1 bis D6 besteht.
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In
der bisher bekannten Technik ist die Gleichspannungszwischenschaltung
mit einem Kondensator CDC zum Filtern der
Gleichspannung und einer Induktoreinheit LAC am
Eingang der Graetz-Schaltung 10 zum Begrenzen
von Versorgungsstromspitzen ausgerüstet. Wie später gezeigt
wird, sind in der Anordnung gemäß der vorliegenden
Erfindung sowohl CDC als auch LAC überflüssig, und
ist die Graetz-Schaltung 10 ohne eine Gleichspannungskondensatoreinheit,
die als ein Energiezwischenspeicher dient, direkt mit der Wechselrichterbrücke 11 verbunden,
und fließt
der von der Wechselrichterbrücke
erzeugte Gleichstrom IDC ohne eine durch eine
Induktoreinheit bewirkte Strombegrenzung direkt in die Versorgungsleitung.
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Die
Richtung des Gleichspannungszwischenschaltungs-Stroms IDC,
der von der Wechselrichterbrücke 11 erzeugt
wird, hat bezüglich
der Notwendigkeit zum Filtern in Einzel-Quadranten-Ansteuerungen
eine entscheidende Bedeutung. Für
den Zwischenschaltungsstrom, der von der Wechselrichterbrücke erzeugt
wird, gelten die folgenden Grundregeln, wenn die positive Richtung
der Ströme
zum Motor 12 gerichtet ist:
- 1. Wenn
alle Phasenschalter in derselben Position sind, dann ist IDC = 0.
- 2. Wenn einer der Schalter in der hohen Position und zwei andere
in der niedrigen Position sind, dann ist IDC =
der Strom der Phase mit dem Phasenschalter in der hohen Position
als ein positiver Strom.
- 3. Wenn einer der Schalter in der niedrigen Position und die
beiden anderen in der hohen Position sind, dann ist IDC =
der Strom der Phase mit dem Phasenschalter in der niedrigen Position
als ein negativer Strom.
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2 stellt
ein Beispiel dafür
dar, wie der Strom IDC erzeugt wird, wenn
davon ausgegangen wird, dass die Vorrichtung mit einer vollen Spannung
(einer Ausgangsspannung, die einen Impuls pro Halbzyklus enthält) betrieben
wird, dass der Strom eine Sinuswelle und der Leistungsfaktor cosφ = 0,87
ist.
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In
dieser Situation ist der Strom IDC immer
positiv. Wenn nun die Gleichspannungszwischenschaltung überhaupt
keinen Filterkondensator aufweist, dann besteht der Versorgungsstrom,
z.B. IU wie im Beispiel von 3,
direkt aus dem Gleichstrom. Da es keinen Energiezwischenspeicher
gibt, ist der Versorgungsstromspitzenwert auf die Stärke des
Gleichstroms begrenzt, auch wenn keine Induktivitäten zum
Begrenzen des Stroms mit der Graetz-Schaltung verbunden sind.
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Wie
den 2 und 3 zu entnehmen ist, ist der
Gleichstrom IDC ständig positiv, solange die Motorschaltung
cosφ ≥ 0,5 (d.h. φ ≤ 60°) ist. Wenn
cosφ kleiner
als dieser Wert ist, was in der Situation bei kleinen Lasten (4)
der Fall ist, dann ist der Gleichstrom über einen Teil der Zeit negativ.
Um die Gleichspannung UDC daran zu hindern,
zu stark anzusteigen, ist es notwendig, zu der Schaltung einen Spannungsbegrenzer hinzuzufügen, der
zum Beispiel aus einer Reihenschaltung einer Diode und eines Kondensators
besteht. Eine Begrenzungsschaltung mit einer kleinen Kapazität kann sogar
während
Situationen eines vollständig
positiven Stroms notwendig sein, weil beim Auftreten abrupter Veränderungen
im Gleichstrom die in den Versorgungsleitungsinduktivitäten gespeicherte
Energie irgendwo entladen werden muss. Die Spannung des Begrenzungskondensators
kann zum Beispiel dadurch entladen werden, dass sie zur Ansteuerung
der Steuerungseinheits-Leistungsversorgung
verwendet wird.
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Im
Fall von Teilspannungen ist, wenn die Ausgangsspannung mehrere Impulse
pro Halbzyklus enthält, die
Situation hinsichtlich einer Berücksichtigung
des Stroms der Gleichspannungszwischenschaltung etwas komplizierter
als im Bereich einer beim vorhergehenden Beispiel beschriebenen
vollen Spannung. Die oben genannten Grundregeln 1 bis 3 gelten jedoch
in allen Situationen, so dass das Modulationsverfahren eine entscheidende
Auswirkung auf die letztendliche Form des Zwischenschaltungsstroms
hat. Hinsichtlich der Verringerung der Begrenzungsschaltung, die
zum Begrenzen der Gleichspannungsschaltungsspannungsspitzen verwendet
wird, ist es vorteilhaft, wenn negative Gleichstromimpulse erst
dann erscheinen, wenn der cosφ-Wert
so klein wie möglich
ist. In den folgenden Abschnitten wird der Gleichstrom IDC unter Bezugnahme auf ein paar unterschiedliche
Modulationsverfahren betrachtet.
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Bei
der Sinuswellen-Dreieckswellen-Modulation, die derzeit üblicherweise
bei Teilspannungen zum Steuern der Phasenschalter verwendet wird,
wird eine Sinuswelle R, S, T (5) für jede Phase
mit einer gewöhnlichen
Dreieckswelle verglichen. Wenn die Sinuswelle einen höheren Wert
als die Dreieckswelle hat, ist der betreffende Phasenschalter in
der hohen Position und umgekehrt. Auf der Grundlage des in der Figur
gezeigten Beispiels kann ersehen werden, dass die Schaltsequenz
der Phasenschalter, z.B. vom Nullpunkt der Phase R ausgehend, so
ist, wie in Tabelle 1 gezeigt:
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Die
Spalte "Gleichstrom" in der Tabelle gibt
diejenigen Ausgangsphasen an, von deren Strömen in dem Zwischenschaltungsstrom
während
der Modulation Abtastungen erscheinen. Zum Beispiel erscheinen Abtastungen
des R-Phasenstroms im Zwischenschaltungsstrom IDC unmittelbar
nach 30°,
was bedeutet, dass bei cosφ ≤ 0,87 der
Zwischenschaltungsstrom negative Impulse enthält. Daher ist die Sinuswellen-Dreieckswellen-Modulation
kein gutes Modulationsverfahren in dem Fall von Teilspannungen,
weil Käfiginduktionsmotoren
allgemein einen niedrigeren cosφ-Wert
als diesen Wert haben.
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Eine
Ebenen-Dreieckswellen-Modulation ist ein weiteres allgemein bekanntes
Modulationsverfahren für
die Steuerung von Phasenschaltern. Die Modulation funktioniert z.B.
mit dem Hauptspannungsimpuls Nr. 5, wie in 6 gezeigt.
Wie aus der Figur ersichtlich, nimmt der Phasenschalter für die Phase
R erst im Bereich von 60° bis
120° eine
andere Position als die beiden anderen Schalter ein, was bedeutet,
dass lediglich dann negative Impulse in IDC erscheinen,
wenn die Motorschaltung cosφ ≤ 0,5 ist.
Daher wird mit diesem Modulationsverfahren dasselbe Ergebnis erzielt
wie in einem vollen Spannungsbereich. Der Nachteil dieses Modulationsverfahrens
besteht darin, dass es Harmonische im Ausgangsstrom erzeugt, die
sich bei sehr niedrigen Frequenzen durch eine unregelmäßige Rotation
des Motors bemerkbar machen können.
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Es
ist möglich,
den cosφ-Bereich
weiter auszudehnen, wobei dann keine negativen Impulse im Gleichstrom
erscheinen, indem im Fall von Teilspannungen ein wie in 7 gezeigtes
Zwei-Impuls-Modulationsverfahren eingesetzt wird, bei dem die Hauptspannung
zwei Impulse für
jeden Halbzyklus enthält.
Wie aus der Figur hervorgeht, nimmt der Phasenschalter je nach dem
erreichten Modulationsgrad für
die Phase R lediglich nach einem Winkel von 60° + α eine andere Position als die
beiden anderen Phasenschalter ein, d.h. wenn cosφ < 0,5 ist. Daher ist es mit diesem Modulationsverfahren
möglich,
mit einem positiven Gleichstrom mit ziemlich niedrigen Spannungs-
und cosφ-Werten zu arbeiten.
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Das
cosφ von
Motoren bei Nennlast variiert abhängig vom Modell und von der
Motorleistung, wobei typische Werte bei ungefähr 0,7 bis 0,9 liegen. Für Teilleistungen
ist cosφ kleiner.
Die Frequenz hat keine deutliche Auswirkung auf cosφ, während sich
die Last (das Drehmoment) entscheidender auswirkt, wie durch das in 8 gezeigte
Beispiel für
einen Motor im Konstantdrehmoment-Betrieb angegeben ist.
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Im
Fall kleiner Lasten kann die Verkleinerung von cosφ durch Verringern
der Motorspannung gemäß einer
im Voraus berechneten Spannungskurve aufgehalten werden, die von
der Frequenz und der Last abhängt.
Durch dieses Verfahren ist es möglich,
cosφ beständig z.B. über dem
Grenzwert von 0,5 zu halten, der hinsichtlich einer Ebenen-Dreieckswellen-Modulation
kritisch ist. 9 zeigt ein Beispiel, in dem
das Verhalten von cosφ im
Fall eines quadratischen Lastdrehmoments T (Pumpen- und Lüfterantriebe)
und einer linearen (Ulin) und optimierten (Uopt) Spannung veranschaulicht
ist.
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Unter
den besten Prozessen, die mit einem einzelnen Quadranten funktionieren,
bei dem ein Frequenzumsetzer gemäß der zweiten
Ausführungsform
der Erfindung ohne einen Energie speichernden Kondensator in der
Gleichspannungszwischenschaltung und ohne einen Strom begrenzenden
Induktor in der Versorgung anwendbar ist, sind Pumpen- und Lüfterantriebe,
weil bei diesen die Richtung des Leistungsflusses immer zum Motor
hin ist, die Last immer quadratisch ist und der Betriebspunkt immer
bei hohen Frequenzen liegt, so dass z.B. die Fluktuation der Rotationsgeschwindigkeit
des Rotors, die durch Ebenen-Dreieckswellen-Modulation bei niedrigen Frequenzen
erzeugt wird, kein Problem ist.
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Beispiel 2: Vier-Quadranten-Ansteuerungen
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10 zeigt
einen spannungsgesteuerten Dreiphasen-PWM-Frequenzumsetzer gemäß der zweiten Ausführungsform
der Erfindung, der eine Graetz-Schaltung 20 zum Gleichrichten
einer Dreiphasen-Wechselspannung,
die aus den Phasenspannungen UU, UV, UW besteht, um
eine Gleichspannungs-Zwischenschaltungs-Gleichspannung UDC zu erzeugen, sowie eine Wechselrichterbrücke 21 zum
Wechselrichten des Gleichstroms der Zwischenschaltung zum Erzeugen
einer Dreiphasen-Wechselspannung mit variabler Frequenz aufweist,
die aus den Phasenspannungen UR, US, UT besteht. Der
Frequenzumsetzer speist einen Dreiphasen-Induktionsmotor (M) 22.
Die Wechselrichterbrücke 21 ist
eine Vollwellenbrücke,
bei der eine Steuerungseinheit 23 über Impulsdauermodulation die
vollständig
steuerbaren Halbleiterschalter V11 bis V16 einer jeden Phase (Phase
R: V11, V14; Phase S: V12, V15; und Phase T: V13, V16) steuert,
wobei jeder Schalter mit einer Diode D11 bis D16 invers parallel
verschaltet ist.
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Auch
bei dieser Ausführungsform
ist die Graetz-Schaltung 20 direkt ohne eine Gleichspannungs-Kondensatoreinheit,
die als ein Energiezwischenspeicher fungiert, mit der Wechselrichterbrücke 21 verbunden, und
wird der von der Wechselrichterbrücke erzeugte Gleichstrom IDC ohne eine durch eine Induktoreinheit bewirkte
Strombegrenzung direkt an die Wechselspannungs-Versorgungsleitung
geliefert.
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Um
einen Verzicht auf Filterung in der Gleichspannungsschaltung ohne
Begrenzung hinsichtlich der Richtung des Zwischenschaltungsstroms
zu ermöglichen,
ist es notwendig, eine Graetz-Schaltung zu verwenden, die den Fluss
des negativen Zwischenschaltungsstroms in der Richtung zur Versorgungsleitung
erlaubt.
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Eine
derartige Schaltung für
die Graetz-Schaltung 20 wird durch Verbinden einer vollständig steuerbaren
Halbleiterkomponente, z.B. eines IGBT, V1 bis V6, parallel mit jeder
Gleichrichter-Brücken-Diode
D1 bis D6 erreicht. Wie in 11 gezeigt
ist, sind die Regeln für
ihre Steuerung die folgenden:
- – Der IGBT
im oberen Arm der Phase, die den höchsten momentanen Spannungswert
hat, leitet, und
- – der
IGBT im unteren Arm der Phase, die den niedrigsten momentanen Spannungswert
hat, leitet.
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Mit
anderen Worten, wenn die parallel mit dem IGBT geschaltete Diode
leitet, wenn die Leistung zum Motor hin fließt, wird der IGBT ebenfalls
leitend gehalten. Wegen der IGBTs kann Leistung genauso leicht in die
andere Richtung fließen.
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Durch
das fernere Schalten z.B. eines LC-Filters, das aus Induktoren und
Kondensatoren besteht, zwischen die Versorgungsleiter und die Graetz- Schaltung können hochfrequente
Harmonische des Netzstroms herausgefiltert werden, wie in 11 gezeigt
ist.
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12 zeigt
ein Beispiel dafür,
wie die oben beschriebene Graetz-Schaltungs-Steuerungslogik
unter der Verwendung von Optokopplern implementiert werden kann.
In diesem Kontext wird nur die Schaltung auf der Seite der Leuchtdioden
der Optokoppler beschrieben. Die Impulsverstärkerschaltung auf der Seite
der Lichtdetektoren, welche die tatsächlichen Spannungs- und Stromimpulse
erzeugt, die zum Steuern der Leistungshalbleiter gemäß dem Signal,
das vom Optokoppler erhalten wird, benötigt werden, kann auf viele
bekannte Weisen implementiert werden und wird hier nicht weiter
beschrieben.
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Die
in 12 gezeigte Schaltung ist an dieselben Versorgungsspannungsklemmen
UU, UV, UW angeschlossen, die in 10 gezeigt
sind, an die auch die Graetz-Schaltung 20 angeschlossen
ist. Die Schaltung umfasst eine Diodenbrücke D21 bis D26, Optokoppler-Emitterdioden
V1c bis V6c, die mit den Dioden in Reihe geschaltet sind, sowie
einen Widerstand R1, der mit den Gleichstromklemmen der Diodenbrücke verbunden ist.
In der Schaltung fließt
ein vom Widerstand R1 bestimmter Strom durch diejenigen Emitterdioden,
die gemäß der in 11 dargestellten
Steuerungslogik einen Steuerungsbefehl an diejenigen Halbleiterschalter
V1 bis V6 abgeben sollen, die ihnen entsprechen. Zum Beispiel fließt nur dann
ein Strom durch die Emitterdiode V1c, wenn die Phasenspannung UU positiver als die anderen Phasenspannungen
ist. Auf diese Weise leitet der Halbleiterschalter V1, der dieser
Diode entspricht, genau zum richtigen Zeitpunkt.
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Diese
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung unterliegt keinen Einschränkungen
hinsichtlich den Anwendungen des Frequenzumsetzers.
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Es
wird darauf hingewiesen, dass die Implementierung der Graetz-Schaltungs-Steuerungslogik
keine Messung des Netzstroms oder des Gleichstroms benötigt, wie
das bei gemäß dem Stand
der Technik implementierten Schaltungen der Fall ist.
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Die
Erfindung kann auch in Anwendungen eingesetzt werden, bei denen
mehrere Drei-Phasen-Systeme eine gemeinsame Gleichspannungszwischenschaltung
speisen (z.B. 12-Impuls- und 18-Impuls-Brücken), oder
bei denen mehrere Wechselrichterbrücken mit derselben Gleichspannungszwischenschaltung
verbunden sind, um mehrere getrennte Verbraucher zu speisen.
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Dem
Fachmann auf diesem Gebiet ist offensichtlich, dass die Ausführungsformen
der Erfindung nicht auf die oben gegebenen Beispiele eingeschränkt ist,
sondern dass diese im Umfang der folgenden Ansprüche variiert werden können. Die
verwendeten vollständig
steuerbaren Halbleiterschalter können
neben IGBTs auch aus anderen vollständig netzgesteuerten Halbleiterschaltern,
d.h. Schaltern, die ein- und ausgeschaltet werden können, wie
zum Beispiel Transistoren, bestehen.