CH711454A2 - Steuerverfahren zur Minimierung der EM-Störaussendung und Verluste mehrphasiger AC/DC-Konverter mit TCM-Betrieb der Brückenzweige. - Google Patents

Abstract

Das erfindungsgemässe Verfahren dient zur Regelung eines Wechselrichters zum Austausch elektrischer Energie mit einem AC-System, wobei der Wechselrichter mehrere Brückenzweige aufweist und jeder Brückenzweig einen Mittelpunkt (AR) aufweist, der über einen oberen Schalter (S+R) mit einer positiven Gleichspannungsschiene (p) und über einen unteren Schalter (S–R) mit einer negativen Gleichspannungsschiene (n) verbunden werden kann, und im Betrieb des Wechselrichters jeweils vom Mittelpunkt (AR) eines Brückenzweigs ein Brückenzweigstrom (iLR, iLS, iLT) durch eine Filterinduktivität (LR, LS, LT) eines Ausgangsfilters zum AC-System fliesst. Dabei wird im Betrieb des Wechselrichters zur Beeinflussung von Schaltfrequenzen der Brückenzweige mindestens eines variiert von: Amplituden der Brückenzweigströme (iLR, iLS, iLT) bezüglich eines jeweils vorgegebenen Mittelwertes; und Nullspannung des vom Wechselrichter gespeisten AC-Systems.

Description

[0001] Die Erfindung betrifft das Gebiet der elektronischen Leistungsumrichter.

Stand der Technik

[0002] Zur Drehzahlregelung von Dreiphasenmotoren (im Weiteren einfach als Motoren bezeichnet) werden heute Dreiphasen-Pulswechselrichter (nachfolgend einfach als Wechselrichter bezeichnet) eingesetzt, weiche eine speisende DC-Spannung in ein symmetrisches dreiphasiges Spannungssystem mit vorgebbarer Frequenz und Amplitude umformen und im einfachsten Fall durch drei, zwischen der positiven und negativen Gleichspannungsschiene liegende Brückenzweige gebildet werden. Jeder Brückenzweig besteht bei Zweipunktausführung aus einer Serienschaltung von zwei Transistoren mit antiparallelen Freilaufdioden wobei die an die Eingangsklemmen des Motors gelegten Ausgänge zwischen den Transistoren der Brückenzweige abgegriffen werden und ein Ausgang durch Durchschalten jeweils eines der beiden Transistoren mit der positiven oder negativen Gleichspannungsschiene verbunden werden kann.

[0003] Um eine hohe Isolationsbeanspruchung der Motorwicklungen oder das Auftreten von Lagerströmen, welche die Laufbahnen der Lager schädigen zu vermeiden, wird vorteilhaft zwischen Wechselrichter und Motor ein LC-Tiefpassfilter eingefügt. Die Motorspannung weist dann nicht einen pulsfrequent diskontinuierlichen, sondern einen kontinuierlichen Verlauf mit einer nur kleinen schaltfrequenten Schwankung auf. Für die Realisierung des Tiefpassfilters werden von den Ausgängen der Brückenzweige abzweigend Filterinduktivitäten angeordnet, und deren zweite Enden an die zugeordneten Motorklemmen gelegt. Weiter werden am Motoreingang Filterkondensatoren in Stern- oder Dreieckschaltung angeordnet. Soll auch die Gleichtaktkomponente der Phasenausgangsspannungen der Brückenzweige – welche z.B. zum Auftreten von Lagerströmen führt – gefiltert werden, werden die Filterkondensatoren ausgehend von den Motorklemmen gegen die positive oder negative DC-Spannungsschiene geschaltet. Im Sinne einer möglichst niederinduktiven Rückführung schaltfrequenter Stromanteile ist eine symmetrische Anordnung der Filterkondensatoren vorteilhaft, wobei von jeder Motorklemme je ein Kondensator gleicher Kapazität gegen die positive als auch gegen die negative DC-Spannungsschiene gelegt wird. Die Verbindung der Filterkondensatoren mit den DC-Spannungsschienen bringt weiter den Vorteil einer Entkopplung der Strombildung in den Filterinduktivitäten der Phasen (die Stromsumme ist nicht mehr zu Null gezwungen), weiter kann ein relativ kleiner Induktivitätswert der Filterinduktivitäten bzw. ein hoher Stromrippel gewählt werden, da die nachfolgenden Filterkondensatoren jedenfalls für einen kleinen Rippel der Motorklemmenspannung sorgen.

[0004] Um Schaltverluste der Brückenzweige weitgehend zu vermeiden ist es nun vorteilhaft, die Amplitude des Rippeis der Ströme in den Filterinduktivitäten etwas höher als den zu bildenden niederfrequenten Stromanteil, d.h. den lokalen Mittelwert über eine Pulsperiode zu wählen und somit, sowohl beim Ausschalten, wie auch beim Einschalten eines Leistungstransistors des zugeordneten Brückenzweiges ein spannungsloses Schalten (Zero Voltage Switching) sicherzustellen. Diese Betriebsweise wird in der Literatur als Triangulär Current Mode (TCM)-Betrieb bezeichnet (z.B. in «Ultrafiat Interleaved Triangulär Current Mode (TCM) Single-Phase PFC Rectifier, C. Margut et al., IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 29, No. 2, pp. 873–882, 2014) und ist z.B. auch in der US 4 947 309 (1990) beschrieben.

[0005] Für die weiteren Ausführungen wird bezüglich einer Schaltungstopologie auf die Fig.  1 verwiesen und bezüglich eines zeitlichen Verlaufs eines Brückenzweigstromes iL (Stromverlauf in der Filterinduktivität einer Phase) auf die Fig.  2 . Es sei angenommen, dass über einen Schaltzyklus ein positiver lokaler Mittelwert des Stromes in einer Filterinduktivität L zu bilden ist. Hiefür wird durch Einschalten eines oberen Transistors S+ eines zugehörigen Brückenzweiges mit Mittelpunkt oder Anschlusspunkt AR ein Strom iL in Richtung des Filterausgangs fliessend aufgebaut, wobei die Differenz einer DC-Spannung uDC und einer gegen die negative DC-Spannungsschiene n gemessenen Spannung uC einer zugehörigen, gegen n geschalteten Filterkapazität C– (wie oben erwähnt ist i.A. auch ein Filterkondensator gegen die positive DC-Spannungsschiene p geschaltet, über welchem die Differenz von uDC und uC auftritt) als stromerhöhend wirkt. (Anzumerken ist, dass die Spannung uC i.A. aus einem Gleichanteil in Höhe der halben DC-Spannung, VI uDC, und einen, diesem Gleichanteil überlagerten Wechselanteil uM zusammengesetzt ist, womit z.B. die Bildung einer symmetrischen Wechselspannung mit gleichen positiven und negativen Spitzenwerten mit einer maximalen Höhe gleich der halben DC-Spannung, d.h. eine symmetrische Aussteuerbarkeit gegeben ist.) Bei Abschalten von S+ in einem Zeitpunkt tS+off bzw. bei einem Stromwert iLS+off, auch Ausschaltstrom genannt, übernimmt die parasitäre Ausgangskapazität CS+ von S+ den Strom und wirkt damit im Sinne eines spannungslosen Schaltens als Entlastungskapazität. Neben der Aufladung von CS+ durch iL wird die parasitäre Ausgangskapazität CS– des, im Brückenzweig gegenüberliegenden Transistors S– entladen (iL teilt sich zwischen CS+ und CS– auf, letztlich erfolgt die Umladung also in Form einer Schwingung zwischen L und der Parallelschaltung von CS+ und CS–) bis schliesslich die Spannung an CS– im Zeitpunkt tD–on bzw. bei einem Stromwert iLD–on den Wert Null und an CS+ den Wert uDC erreicht, womit die antiparallele Freilaufdiode D– von S– zu leiten beginnt und der Strom iL gegen die Spannung uC– des Filterkondensators C– abgebaut wird. S– kann damit spannungslos eingeschaltet werden. Befindet sich nun S– im Einschaltzustand, kann iL nach vollständigem Abbau auf Null im Zeitpunkt tiL0– seine Richtung kehren, d.h. sich in negativer Richtung bzw. über S– aufbauen. Wird dann S–, ausgehend vom, durch einen Stromnulldetektor ZC erfassten Auftreten des Nulldurchganges von iL hin zu negativen Werten, für ein Zeitintervall DT– im Einschaltzustand belassen, und im Zeitpunkt tS–off bzw. bei einem Stromwert iLS–off abgeschaltet, wird CS– durch den negativen Strom iLS–off aufgeladen und CS+ entsprechend entladen, d.h. die Spannung u am Ausgang A des Brückenzweiges in Form einer Schwingung zwischen L und der Parallelschaltung von CS+ und CS– gegen die positive DC-Spannungsschiene DC+ geführt. Die Spannung über S+ erreicht dann in tD+on den Wert Null und die zu S+ antiparallel liegende Diode D+ beginnt zu leiten. Aufgrund des Leitens von D+ kann nun S+ spannungslos eingeschaltet werden, womit, wenn in Zeitpunkt tiL0+ der Strom in L von negativen Werten her kommend auf Null abgebaut ist (was durch den Stromnulldetektor ZC erfasst wird) ein Aufbau in positiver Richtung erfolgen kann, bis wieder, wie oben beschrieben, nach Ablauf einer vom Stromnulldurchgang in tiL0+ ausgehend gezählten Zeit DT+, im Zeitpunkt tS+off der Stromwert iLS+off erreicht ist und S+ abgeschaltet wird. Damit ist ein Schaltzyklus der Länge Ts des Brückenzweiges abgeschlossen.

[0006] Anzumerken ist, dass der vorstehend erwähnte resonante Übergang von u zwischen DC– und DC+ einen hinreichend hohen Wert des Stromes iLS–off voraussetzt. Wie z.B. in The Design of High Performance Mechatronics, R.M. Schmidt et al., Delft University Press, 2011, ISNB 978-1-60750-826-7 beschrieben (siehe Seite 440), wird iLS-off im Sinne einer einfachen Realisierung unabhängig von dem innerhalb von Ts zu bildenden lokalen Mittelwert iL(1) von iL auf einen konstanten, für das Umschwingen hinreichend hohen Wert festgelegt.

[0007] Insgesamt weist somit iL näherungsweise Dreieckform auf, wobei iL(1) durch entsprechende Wahl der Schaltzeitpunkte tS+off und tS–off bzw. der Länge der Zeitintervalle DT+ und DT– so definiert werden kann, dass der zu liefernden Motorphasenstrom iM und der Anteil des Stromes in den Filterkondensatoren C– und C– (in Parallelschaltung wirkend) mit Ausgangsfrequenz (es ist ja eine, von der einzustellenden Motordrehzahl abhängige Frequenz der Ausgangsspannung u einzustellen) gedeckt werden. Der (hohe) schaltfrequente Rippel von iL schliesst sich über die Filterkondensatoren C+ und C–, und verursacht einen entsprechenden schaltfrequenten Rippel von uC, der jedoch durch entsprechende Dimensionierung der Filterkondensatoren klein gehalten werden kann. Nachteilig ist allerdings, dass die Dauer eines Schaltzyklus Ts ausser von dem zu bildenden Strom iL(1) und auch vom Verhältnis der Filterkondensatorspannung uC und der DC Spannung uDC, d.h. von Aussteuergrad des Wechselrichters abhängt, da der Stromaufbau durch die Differenz (uDC-uC) und der Stromabbau durch -uC bestimmt wird. Innerhalb des Betriebsbereiches des Inverters sind entsprechend der einzustellenden Drehzahl geringe oder hohe Werte der Motorklemmenspannung uM zu bilden, bzw. treten abhängig vom zu bildenden Drehmoment hohe oder tiefe Motorströme iM bzw. lokale Mittelwerte iL(1) der Ströme in den Filterinduktivitäten auf, bzw. liegen aufgrund der Sinusform der Motorströme in der Umgebung der Nulldurchgänge jedenfalls kleine Stromwerte vor. Der für die Dreieckform von iL gegebene Vorteil spannungslosen Schaltens der Brückenzweige wird also durch eine weite Variation der Schaltfrequenz fs=1/Ts erkauft, welche die Unterdrückung leitungsgebundener Störaussendungen durch eine weitere, zwischen LC-Tiefpassfilter und Motor eingefügte EMV-Filterstufe erschwert, bzw. an die Signalverarbeitung und die Ansteuerung der Transistoren S+ und S– hinsichtlich der zulässigen Verzögerungszeiten besondere Anforderungen stellt.

[0008] Um die Schaltfrequenzvariation einzugrenzen wird daher in der US–2004/0 151 010 A1, 2004, die Ersetzung des Brückenzweiges S+ und S– und der Filterinduktivität L durch mehrere parallele Brückenzweige mit eigenen Filterinduktivitäten beschrieben. Bei kleinen Motorstromamplituden ist dann nur ein Brückenzweig in Betrieb, bei höheren Strömen wird ein weiterer Brückenzweig aktiviert, sodass sich eine höhere Stromamplitude auf zwei parallele (und vorteilhaft phasenversetzt getaktete) Zweige aufteilt, also nicht ein Brückenzweig die gesamte Variation des Stromwertes handhaben muss. Insbesondere bei mehr als zwei parallel arbeitenden Brückenzweigen wird dadurch die Komplexität des Systems allerdings wesentlich erhöht. Anzumerken ist, dass die Entscheidung ob ein Brückenzweig oder beide Brückenzweige in Betrieb sind, abhängig von der Stromamplitude und nicht vom jeweiligen Strommomentanwert getroffen wird.

[0009] Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Steuerverfahren zu schaffen, welches den Vorteil des spannungslosen Schaltens der Brückenzweige beibehält, und auch bei Anordnung nur eines Brückenzweiges und Tiefpassfilters je Motorphase unabhängig von der Amplitude der an den Motor gelegten Spannung, sowie der Motorstromamplitude und der Phasenverschiebung von Motorspannung und Motorstrom bei TCM-Betrieb eine weite Variation der Schaltfrequenz über die Ausgangsperiode (Motorspannungsperiode) vermeidet und andererseits möglichst geringe Schaltverluste garantiert.

[0010] Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäss den Patentansprüchen gelöst.

[0011] Das Verfahren dient zur Regelung eines Wechselrichters zum Austausch elektrischer Energie mit einem AC-System, wobei der Wechselrichter mehrere Brückenzweige aufweist und jeder Brückenzweig einen Mittelpunkt aufweist, der über einen oberen Schalter mit einer positiven Gleichspannungsschiene und über einen unteren Schalter mit einer negativen Gleichspannungsschiene verbunden werden kann, und im Betrieb des Wechselrichters jeweils vom Mittelpunkt eines Brückenzweigs ein Brückenzweigstrom durch eine Filterinduktivität eines Ausgangsfilters zum AC-System fliesst. Dabei wird im Betrieb des Wechselrichters zur Beeinflussung von Schaltfrequenzen der Brückenzweige mindestens eines variiert von: Amplituden der Brückenzweigströme bezüglich eines jeweils vorgegebenen Mittelwertes; und Nullspannung des vom Wechselrichter gespeisten AC-Systems.

[0012] Jeder der Brückenzweigströme pendelt also, in an sich bekannter Weise, entsprechend der Schaltfrequenz um den jeweiligen Mittelwert. Dieser ist durch eine übergeordnete Reglung vorgegeben. Der Mittelwert folgt im Wesentlichen einer Schwingung mit einer Netzfrequenz oder Grundfrequenz entsprechend dem AC-System, mit Abweichungen entsprechend einer momentanen Belastung des AC-Systems. Dabei beträgt die Schaltfrequenz ein Mehrfaches der Grundfrequenz des AC-Systems. Durch ein Ausgangsfilter werden die Brückenzweigströme geglättet und erscheinen die geglätteten Brückenzweigströme an einer Schnittstelle zum AC-System. Indem die Abweichungen der Brückenzweigströme um den Mittelwert variiert werden, wird die Häufigkeit der Schaltvorgänge im Brückenzweig geändert und damit die Schaltfrequenz der Brückenzweige. Die Amplitude der Brückenzweigströme stellt also einen Freiheitsgrad zur Beeinflussung der Schaltfrequenz dar.

[0013] Unabhängig oder in Kombination mit der Variation dieser Amplituden kann die Nullspannung des gespeisten Systems variiert werden. Gemäss den Stand der Technik ist sie gleich null. Sie kann aber ungleich null sein, wenn beispielsweise ein Sternpunkt des AC-Systems nicht geerdet oder nicht mit einem Mittelpunkt der Gleichspannungsseite verbunden ist. Wenn die Nullspannung variiert wird, sind damit die Differenzspannungen beeinflussbar, welche über den Filterinduktivitäten anliegen, und damit wiederum die Steilheit der Stromänderung der Brückenzweigströme. Werden die Spannungen nach den Filterinduktivitäten möglichst in der Nähe der Spannung der positiven respektive negativen Gleichspannungsschiene (je nach Phasenlage) gehalten, so sind die Differenzspannungen relativ gesehen kleiner als bei einem rein sinusförmigen Verlauf der Spannungen. Bei kleinerer Differenzspannung wird die Steilheit der Stromänderung kleiner und damit die Schaltfrequenz im entsprechenden Brückenzweig. Die Variation der Nullspannung stellt also einen weiteren Freiheitsgrad zur Beeinflussung der Schaltfrequenz dar.

[0014] In einer Variante des Verfahrens wird zur Reduktion der Schaltfrequenz eines Brückenzweiges die Amplitude des entsprechenden Brückenzweigstroms erhöht.

[0015] In einer Variante des Verfahrens wird zur Reduktion der Schaltfrequenz eines Brückenzweiges die Nullspannung und damit eine Spannung am Ausgang der Filterinduktivität des Brückenzweiges in Richtung der Spannung der positiven Gleichspannungsschiene oder der negativen Gleichspannungsschiene verschoben.

[0016] In einer Variante des Verfahrens liegen jeweils mehrere parallel geschaltete Brückenzweige für eine Phase des AC-Systems vor, und werden in jeder Phase nach Massgabe eines Strommomentanwertes dieser Phase und einer Sollspannung am Ausgang der Filterinduktivität dieser Phase einer oder mehrere der parallel geschalteten Brückenzweige dieser Phase betrieben.

[0017] In einer Variante des Verfahrens wird zur Bestimmung von Schaltzeitpunkten der Schalter und/oder zur Bestimmung eines Sollwertes für die Nullspannung ein Optimierungsverfahren durchgeführt, welches als Zielfunktion eine gewichtete Summe eines Masses für eine Variationsbreite der Schaltfrequenzen der Brückenzweige mit einem Mass für Verluste, insbesondere Schaltverluste des Wechselrichters aufweist, und als Randbedingungen von einer übergeordneten Regelung vorgegebene Sollwerte für Spannungen und Ströme an einer Schnittstelle zum AC-System aufweist.

[0018] In einer Variante des Verfahrens wird das Optimierungsverfahren offline durchgeführt und damit eine online im Betrieb des Wechselrichters verwendete mehrdimensionale Tabelle oder eine mathematisch äquivalente Funktion erzeugt, wobei diese Tabelle respektive Funktion als Eingangsgrössen Sollwerte für Mittelwerte der Brückenzweigströme sowie Sollwerte von Spannungen an der Schnittstelle zum AC-System aufweist, und als Ausgangswerte Zeitintervalle, welche für die Schalter der Brückenzweige jeweils eine Verzögerung des Ausschaltens nach einem entsprechenden Nulldurchgang vorgeben, und/oder als Ausgangswert einen Sollwert für die Nullspannung aufweist.

[0019] Anstelle der Sollwerte für Mittelwerte der Brückenzweigströme sowie Sollwerte von Spannungen an der Schnittstelle zum AC-System können, falls das AC-System ein symmetrisches Mehrphasensystem ist, auch Werte einer äquivalenten Beschreibung vorgegeben werden, beispielsweise eine allen Phasen gemeinsame Stromamplitude und Spannungsamplitude und eine Phasenverschiebung.

[0020] In einer Variante des Verfahrens geschieht zur Bestimmung von Betriebswerten in Form von Schaltzeitpunkten der Schalter und/oder eines Sollwertes für die Nullspannung eine Skalierung von über eine Periode vorgegebenen Werten für diese Betriebswerten, in Abhängigkeit einer Amplitude der Ströme und einer Amplitude der Spannungen an einer Schnittstelle zum AC-System und einer Phasenverschiebung zwischen diesen Spannungen und Strömen.

[0021] Beispielsweise folgt dazu ein Verlauf von vorgegebenen Werten des Sollwertes für die Nullspannung im Wesentlichen einer 3. Harmonischen der Spannungen an einer Schnittstelle zum AC-System (auch Ausgangsspannungen genannt), und ist der Verlauf von Ausschaltströmen iLS–offR, iLS–offS, iLS–offT annähernd dreieckförmig in Umgebung der Nulldurchgänge der Sollwerte für Mittelwerte der Brückenzweigströme (siehe Fig. 3 ).

[0022] In einer Variante des Verfahrens wird eine Optimierung on-Line durchgeführt, insbesondere nach dem Konzept «Perturb & Observe», mit Bestimmung von erfassten Werten durch Messung der auftretenden Schaltfrequenz anhand von Stromnulldurchgängen, Messung von auftretenden Verlusten durch Subtraktion von gemessener Ein- und Ausgangsleistung oder Berechnung mittels eines Modells, und durch Anpassung von Betriebswerten in Form von Schaltzeitpunkten der Schalter und/oder eines Sollwertes für die Nullspannung nach Massgabe der derart erfassten Werte.

[0023] Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch: <tb>Fig. 1<SEP>eine Schaltungsanordnung mit einer Regelstruktur gemäss einer Ausführungsform der Erfindung; <tb>Fig. 2<SEP>einen zeitlichen Verlauf eines Stromverlaufs in der Filterinduktivität einer Phase; <tb>Fig. 3<SEP>zeitliche Verläufe verschiedener Signale aus der Schaltung der Fig. 1 ; und <tb>Fig. 4<SEP>einen Vergleich von Schaltfrequenzen mit und ohne eine erfindungsgemässe Regelung.

[0024] Eine Ausführungsform der Erfindung die nachfolgend gestützt auf die Abbildungen Fig. 1 –Fig. 4 erläutert wird, ist die Regelschaltung eines TCM-Wechselrichters für drehzahlvariablen Betrieb eines Motors derart zu erweitern (siehe strichpunktiert umrandeter Schaltungsteil in Fig. 1 ), dass ein, aufgrund einer fehlenden Verbindung des Sternpunktes N der Motorwicklungen mit der speisenden DC Spannung uDC gegebene Freiheitsgrad einer Addition einer Nullspannung mit Sollwert u0* («*» kennzeichnet Sollwerte) zu den eigentlich zu bildenden Motorphasenspannungen uCR*, uCS*, uCT* zur Begrenzung der Schaltfrequenzvariation genutzt wird. Die Nullspannung entspricht der Spannung eines Nullpunktes N eines vom Wechselrichter gespeisten Dreiphasensystems. Der Einfluss einer Nullspannung u0 auf die Länge eines Schaltzyklus Ts (für einen vorgegebenen zu bildenden lokalen Strommittelwert iL(1)) wird durch die oben beschriebene Abhängigkeit der Änderungsgeschwindigkeit der Stromes in L von (uDC–uC) bei Stromaufbau und von (–uC) bei Stromabbau verständlich. Nimmt uC Werte nahe uDC an, steigt der Strom nur sehr langsam, und die Dauer des Schaltzyklus Ts nimmt sehr hohe, bzw. die Schaltfrequenz fs=1/Ts sehr tiefe Werte an. Liegt anstelle der Filterkondensatorspannung uC die Spannung uC ́=(uC)+u0 mit u0<0 vor, erfolgt der Stromaufbau rascher und Ts wird (trotz der dann geringeren Geschwindigkeit der durch –((uC)+u0) bestimmten Stromabnahme) entsprechend verkürzt. Da die Nullspannung u0 zu allen eigentlich zu bildenden Motorphasenspannungen uM addiert wird, ist bei der Wahl des Spannungswertes u0 einerseits darauf Rücksicht zu nehmen, dass in keiner Phase die durch die Nullgrösse erweiterte Spannung uCR ́*, uCS ́*, uCT ́* den Wert uDC übersteigt oder den Wert Null unterschreitet, d.h. Übermodulation vermieden wird. Andererseits hat u0 einerseits die Absenkung der Frequenz einer Phase zur Folge, wirkt andererseits jedoch u.U. in einer anderen Phase frequenzerhöhend. Daher werden für die Festlegung von u0* alle Phasen betrachtet und weiter wird berücksichtigt, welcher lokale Strommittelwert in einer Phase zu bilden ist. In diesem Zusammenhang oder auch unabhängig davon wird der negative Strom iLS–off und damit die Variation der Amplitude des Stroms um seinen vorgegebenen Mittelwert als weiterer oder als einziger Freiheitsgrad des TCM-Betriebes in die Überlegungen einbezogen. Ein, in einer Phase, z.B. R, geforderter lokaler Strommittelwert iLR(1) kann ja auch bei relativ hohen negativen Stromwerten iLS-offR gebildet werden, wenn ein entsprechend hoher positiver Stromwert iLS+offR eingestellt wird, der die Wirkung von iLS–offR kompensiert. Damit wird unmittelbar deutlich, dass iLS–offR zur Erhöhung von Ts bzw. Verringerung von fs Einsatz finden kann. Allerdings werden dadurch auch die Leitverluste in den Transistoren S+ und S– erhöht. Die Wahl von u0* und der Stromwerte iLS–offR, iLS–offS, iLS–offT hat also einerseits mit Blick auf die eigentlich zu bildenden Phasenspannungen uCR*, uCS*, uCT* zu erfolgen, welche mit uDC–max(uCR*, uCS*, uCT*) einen oberen, und mit –min(uCR*, uCS*, uCT*) einen unteren Maximalwert von u0* definieren; andererseits sind die einzustellenden lokalen Strommittelwerte iLR(1)*, iLS1)*, iLT(1)* zu berücksichtigen. Da ein Eingriff nur über Addition von u0* i.A. nicht ausreicht, in jedem Fall aber alle Phasen beeinflusst und darüber hinaus die lokalen Schaltfrequenzen der Brückenzweige fsR, fsS, fsT duch die eingestellten Werte JLS–offR, iLS–offS, iLS–offT beeinflusst werden, kann das komplexe Zusammenwirken durch eine Off-Line oder On-Line Optimierung gelöst werden, deren Gütekriterium einerseits das Ziel hat, die Schaltfrequenz aller Brückenzweige innerhalb eines Frequenzbandes (fsmin, fsmax) zu halten und andererseits die dabei auftretende Erhöhung der Leitverluste der Brückenzweige zu begrenzen. Liegen je Phase zwei Brückenzweige vor, kann auch dieser Freiheitsgrad in die Optimierung einfliessen. Um das Auftreten sehr hoher Schaltfrequenzen bei kleinen Strömen (bei kleinen Motorstromamplituden, aber auch in der Umgebung der Stromnulldurchgänge) zu vermeiden, wird dann nur ein Brückenzweig getaktet und kann bei höheren Strommomentanwerten zu einer Taktung beider Brückenzweige gewechselt werden, womit das Auftreten tiefer Schaltfrequenzen unterbunden werden kann. Insbesondere findet dieser Wechsel zwischen dem Betrieb eines oder beider Brückenzweige dann auch innerhalb einer Periode des Motorstromes, also abhängig vom Strommomentanwert in der jeweiligen Relation von uC* und uDC, statt.

[0025] Zusammenfassend ist also unter Kenntnis der Schaltungsparameter, wie z.B. der Induktivität der Tiefpassfilterinduktivitäten, der Zahl der parallel verfügbaren Brückenzweige und der angestrebten Grenzen der Schaltfrequenz, wie auch der Durchlasswiderstände bzw. Stromabhängigkeit der Leitverluste der Leistungstransistoren eine Optimierung durchzuführen, welche weiter den aktuell vorliegenden Schaltungszustand in Form der DC-Spannung uDC und der seitens der Motorregelung geforderten und eigentlich einzustellenden Filterkondensatorspannungen uCR*, uCS*, uCT* wie auch die jeweils zu bildenden lokalen Strommittelwerte iLR(1*, iLS(1)*, iLT(1)* berücksichtigt und letztlich Zeiten DT+R, DT+S, DT+T und DT–R, DT–S, DT–T vorgibt, welche die lokalen Schaltfrequenzen innerhalb vorgegebener Grenzen halten, also fsmin<fsR<fsmax, fsmin<fsS<fsmax, fsmin<fst<fsmax bei nur moderater Erhöhung der Leitverluste sicherstellen. Da die DC-Spannung typisch einen konstanten Wert aufweist, ist somit für jede Wertekombination (uCR*, uCS*, uCT*, iLR(1)*, iLS(1)*, iLT(1)*) ein optimaler Satz von Betriebswerten (DT+R, DT+S, DT+T, DT–R, DT–S, DT–T, u0*), z.B. mittels einer mehrdimensionalen Tabelle oder funktional äquivalenter (Interpolations)Funktionen oder einer Kombination von Tabellen und Funktionen, zu berechnen; bei Vorliegen von mehren parallelen Brückenzweigen je Phase erhöht sich die Dimension der Tabelle entsprechend, da dann je Phase z.B. zwei Werte DT+ und DT– auszugeben sind oder ein Brückenzweig bleibend gesperrt werden muss. Der Wertebereich von uCR*, uCS*, uCT* wird dabei von uDC und der Wertebereich von iLR(1)*, iLS(1)*, iLT(1)* durch den maximal zulässigen Spitzenwert des Motorstromes unter Rücksicht auf die bei maximaler Ausgangsfrequenz erforderlichen niederfrequenten Anteil des Filterkondensatorstromes iCR*, iCS*, iCT* unter Berücksichtigung eines Sicherheitsfaktor definiert und entsprechend diskretisiert. Die Betriebswerte (DT+ R, DT+S, DT+T, DT–R, DT–S, DT–T, u0*) für Zwischenwerte sind dann durch bekannte Approximationsverfahren zu berechnen.

[0026] In suboptimaler Form kann das TCM-Betriebsverhalten auch dadurch verbessert, d.h. die Schaltfrequenzvariation beschränkt werden, indem zu den eigentlich zu bildenden Motorphasenspannungen uM* eine Nullgrösse u0* in Form einer 3. Harmonischen mit 1/6 der Amplitude der an den Motorklemmen eigentlich zu bildenden Spannungsgrundschwingungen uMR*, uMS*, uMT* addiert wird und die Stromwerte iLS–off der Phasen in der Umgebung der Nulldurchgänge der zugeordneten Phasenströme gegen den Nulldurchgang hin zunehmend angehoben werden. Diese Anhebung kann dann in normierter Form vorliegen und entsprechend dem jeweiligen Betriebszustand skaliert werden. Insgesamt ist damit eine wesentliche Verringerung der Komplexität gegeben. Durch die Addition von u0* wird dann eine Absenkung der Momentanwerte von uMR*, uMS*, uMT* in der Umgebung der Amplituden und eine Anhebung im Bereich der Flanken erreicht, womit über einen weiteren Bereich eine relativ konstanter Spannungsabstand von uCR ́*, uCS ́*, uCT ́* von uDC und Null und damit eine näherungsweise konstante Schaltfrequenz gegeben ist. Vorteilhaft wird dadurch auch die Spannungsaussteuerbarkeit des Wechselrichters maximiert. Alternativ kann die zu überlagernde Nullgrösse u0* auch durch K (max(uCR*, uCS*, uCT*)-mm(uCR*, uCS*, uCT*)) berechnet werden («max» bezeichnet die Bildung des Maximalwertes, «min» die Bildung des Minimalwertes) und weist dann stationär näherungsweise einen dreieckförmigen Verlauf mit dreifacher Wechselrichterausgangsfrequenz auf. Vorteilhaft wird dann seitens der Motorregelung direkt die Spannung u0* in normierter Form gebildet und erfindungsgemäss nur mehr optimal skaliert.

[0027] Wichtig ist anzumerken, dass das vorstehend für den dreiphasigen Fall beschriebene Steuerverfahren sinngemäss gleich auch für andere, d.h. tiefere oder höhere Phasenzahlen, also z.B. für zwei Phasen oder sechs Phasen Anwendung finden kann. Weiter könnte der Wechselrichter ausser für die Speisung eines Motors auch für andere Anwendungen, beispielsweise als Ausgangsstufe einer unterbrechungsfreien Stromversorgung eingesetzt werden.

[0028] Fig. 1 : Schematisches Blockschaltbild der Regelschaltung eines Wechselrichters im TCM-Betrieb für drehzahlvariablen Betrieb eines Motors auf Basis einer feldorientierten Regelung mit strichpunktiert umrandeter Erweiterung gemäss einer Ausführungsform der Erfindung, mittels der die Schaltfrequenzvariation der Wechselrichterbrückenzweige durch Addition einer Nullgrösse u0* zu den eigentlich für die Erzeugung der Motorspannungen uMR*, uMS*, uMT* zu bildenden Kondensatorspannungen uCR*, uCS*, uCT* und durch Variation der Schaltzeiten DT+R, DT+S, DT+T und DT–R, DT–S, DT–T unter Rücksicht auf die Bildung der erforderlichen lokalen Strommittelwerte iLR(1)*, iLS(1)*, iLT1)* auf den Frequenzbereich (fsmin,fsmax) eingeschränkt wird. Die dabei auftretende Erhöhung der Leitverluste der Brückenzweige wird im Rahmen einer Off-Line-Optimierung, welche die Abbildung von (uCR*, uCS*, uCT*, iLR(1)*, iLS(1)*, iLT(1)*) auf (DT+R, DT+S, DT+T, DT–R, DT–S, DT–T, u0*) in Form einer mehrdimensionalen Tabelle mit optimierten Einträgen festlegt, auf moderate Werte beschränkt. Durch die der Optimierung zugrundeliegende Gütefunktion wird einerseits das Verbleiben von fsR,fsS,fsT in (fmin,fmax) angestrebt und andererseits die Erhöhung der Schaltverluste bewertet; der Einfluss der beiden Ziele kann in an sich bekannter Weise durch Gewichtsfaktoren relativ zueinander verändert werden. Die Zeiten DT+R, DT+S, DT+T, DT–R, DT–S, DT–T werden durch Ansteuerstufen synchronisiert auf die, durch Stromnulldetektoren ZCR,ZCS,ZCT erfassten Zeitpunkte t0–R, t0–S, t0–T, t0+R, t0+S, t0+T der Nulldurchgänge des jeweils zugeordneten Phasenstromes für die Ansteuerung der Transistoren S+R, S+S, S+T, S–R, S–S, S–T herangezogen.

[0029] Fig. 2 : Für TCM-Betrieb charakteristische näherungsweise Dreieckform des, innerhalb einer Pulsperiode Ts auftretenden Stromverlaufs in der Filterinduktivität einer Phase (im Sinne der Übersichtlichkeit ist der Index der Phasenbezeichnung weggelassen) mit Bezeichnung der Ausschaltzeitpunkte von S+ und S– (tS+off und tS–off), der Zeitpunkte in welchen D– und D+ den Leitzustand erreichen (tD–on, tD+on) und der Nulldurchgänge des Stromes iL (tiL0+ und tiL0–) und den jeweils vorliegenden Stromwerten. Um möglichst geringe Leitverluste sicherzustellen, werden S+ und S– vorteilhaft jeweils unmittelbar nach Leitendwerden der antiparallelen Freilaufdiode D+ (in tD+on) und D- (in tD–on), spätestens jedoch kurz vor tiL0+ bzw. tiL0– durchgeschaltet. Die bei Einschalten von S+ und S– unmittelbar in tiL0+ bzw. tiL0– vorliegenden Einschaltzeiten sind durch DT+ und DT– gekennzeichnet. Weiter ist der innerhalb der Schaltperiode gebildete lokale Mittelwert iL(1) eingetragen, welcher einerseits die ausgangsfrequente Umladung der (parallel wirkenden) Filterkondensatoren C+ und C– und andererseits den Motorphasenstrom iM deckt. Weiter ist der Verlauf des Ausgangs des zugehörigen Detektors ZC für die Nulldurchgänge des Stromes iL gezeigt.

[0030] Fig. 3 : von oben nach unten ist gezeigt: Zeitverlauf der bei Einsatz der erfindungsgemässen Steuerung mit Rücksicht auf DT+R, DT+S, DT+T, DT–R, DT–S, DT–T auftretenden Ströme iLR, iLS, iLT innerhalb einer Ausgangsperiode. Absolutwert der jeweils erreichten Stromwerte beim Ausschalten (Ausschaltströme) iLS–offR, iLS–offS, iLS–offT für positive Strommittelwert iLR(1), iLS(1), iLT(1), bzw. Absolutwert der jeweils erreichten Stromwerte beim Ausschalten (Ausschaltströme) iLS+offR, iLS+offS, iLS+offT für negative Strommittelwert iLR(1), iLS(1), iLT(1). Der auftretende Verlauf der drei Filterkondensatorspannungen uCR ́, uCS ́, uCT ́und der zugrundeliegende Verlauf von uCR*, uCS*, uCT*. Der Verlauf u0* der den eigentlich zu bildenden Motorspannungen überlagerten optimalen Nullgrösse.

[0031] Fig. 4 : Zeitverlauf der Motorphasenströme iMR, iMS, iMT und der lokalen Schaltfrequenzen fsR=1/TsR, fsS=1/TsS, fsT=1/TsT, der zugeordneten Brückenzweige über eine Periode der Ausgangsspannung bei Implementierung der Steuerung des Wechselrichters im TCM-Betrieb gemäss dem Stand der Technik (a) und bei erfindungsgemässer Ausführung (b), für welche die Variation von fsR, fsS, fsT auf den Frequenzbereich (fsmin, fsmax) eingeschränkt, und somit insbesondere das Auftreten sehr hoher Schaltfrequenzen in der Umgebung der Nulldurchgänge der Motorphasenströme vermieden wird.

Claims (8)

1. Verfahren zur Regelung eines Wechselrichters zum Austausch elektrischer Energie mit einem AC-System, wobei der Wechselrichter mehrere Brückenzweige aufweist und jeder Brückenzweig einen Mittelpunkt (AR, ...) aufweist, der über einen oberen Schalter (S+R, ...) mit einer positiven Gleichspannungsschiene (p) und über einen unteren Schalter (S–R, ...) mit einer negativen Gleichspannungsschiene (n) verbunden werden kann, und im Betrieb des Wechselrichters jeweils vom Mittelpunkt (AR, ...) eines Brückenzweigs ein Brückenzweigstrom (iLR, iLS, iLT) durch eine Filterinduktivität (LR; LS; LT) eines Ausgangsfilters (LR, C+R, C–R; LS,...) zum AC-System fliesst, dadurch gekennzeichnet, dass im Betrieb des Wechselrichters zur Beeinflussung von Schaltfrequenzen der Brückenzweige mindestens eines variiert wird von: – Amplituden der Brückenzweigströme (iLR, iLS, iLT) bezüglich eines jeweils vorgegebenen Mittelwertes; und – Nullspannung des vom Wechselrichter gespeisten AC-Systems.

2. Verfahren gemäss Anspruch 1, wobei zur Reduktion der Schaltfrequenz eines Brückenzweiges die Amplitude des entsprechenden Brückenzweigstroms (iLR, iLS, iLT) erhöht wird.

3. Verfahren gemäss Anspruch 1 oder 2, wobei zur Reduktion der Schaltfrequenz eines Brückenzweiges die Nullspannung und damit eine Spannung (UCR, UCS, UCT) am Ausgang der Filterinduktivität (LR; LS; LT) des Brückenzweiges in Richtung der Spannung der positiven Gleichspannungsschiene (p) oder der negativen Gleichspannungsschiene (n) verschoben wird.

4. Verfahren gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei jeweils mehrere parallel geschaltete Brückenzweige für eine Phase des AC-Systems vorliegen, und wobei in jeder Phase nach Massgabe eines Strommomentanwertes dieser Phase und einer Sollspannung am Ausgang der Filterinduktivität (LR; LS; LT) dieser Phase einer oder mehrere der parallel geschalteten Brückenzweige dieser Phase betrieben werden.

5. Verfahren gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei zur Bestimmung von Schaltzeitpunkten (tS+off, tS–off,...) der Schalter (S+R, S–R, ...) und/oder zur Bestimmung eines Sollwertes (u0*) für die Nullspannung (u0) ein Optimierungsverfahren durchgeführt wird, welches – als Zielfunktion eine gewichtete Summe eines Masses für eine Variationsbreite der Schaltfrequenzen der Brückenzweige mit einem Mass für Verluste, insbesondere Schaltverluste des Wechselrichters aufweist, und – als Randbedingungen von einer übergeordneten Regelung vorgegebene Sollwerte für Spannungen und Ströme an einer Schnittstelle zum AC-System aufweist.

6. Verfahren gemäss Anspruch 5, wobei das Optimierungsverfahren offline durchgeführt wird und damit eine online im Betrieb des Wechselrichters verwendete mehrdimensionale Tabelle oder eine mathematisch äquivalente Funktion erzeugt wird, wobei diese Tabelle respektive Funktion – als Eingangsgrössen Sollwerte für Mittelwerte (iLR(1)*, iLS(1)*, iLT(1)*) der Brückenzweigströme (iLR, iLS, iLT) sowie Sollwerte von Spannungen (uCR*, uCS*, uCT*) an der Schnittstelle zum AC-System aufweist, – und als Ausgangswerte Zeitintervalle (DT+R, DT+S, DT+T, DT–R, DT–S, DT–T), welche für die Schalter der Brückenzweige jeweils eine Verzögerung des Ausschaltens nach einem entsprechenden Nulldurchgang vorgeben, und/oder als Ausgangswert einen Sollwert (u0*) für die Nullspannung (u0) aufweist.

7. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei zur Bestimmung von Betriebswerten in Form von Schaltzeitpunkten (tS+off, tS–off, ...) der Schalter (S+R, S–R, ...) und/oder eines Sollwertes (u0*) für die Nullspannung (u0) eine Skalierung von über eine Periode vorgegebenen Werten für diese Betriebswerten geschieht, in Abhängigkeit einer Amplitude der Ströme und einer Amplitude der Spannungen an einer Schnittstelle zum AC-System und einer Phasenverschiebung zwischen diesen Spannungen und Strömen.

8. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei eine Optimierung on-Line durchgeführt wird, insbesondere nach dem Konzept «Perturb & Observe», mit – Bestimmung von erfassten Werten durch Messung der auftretenden Schaltfrequenz anhand von Stromnulldurchgängen, Messung von auftretenden Verlusten durch Subtraktion von gemessener Ein- und Ausgangsleistung oder Berechnung mittels eines Modells, und – durch Anpassung von Betriebswerten in Form von Schaltzeitpunkten (tS+off, tS–off, ...) der Schalter (S+R, S–R, ...) und/oder eines Sollwertes (u0*) für die Nullspannung (u0) nach Massgabe der derart erfassten Werte.