CH715005B1 - Vorrichtung zur Umsetzung einer in weiten Grenzen variierenden Gleichspannung in eine Mehrphasenwechselspannung mit variabler Frequenz und Amplitude. - Google Patents

Vorrichtung zur Umsetzung einer in weiten Grenzen variierenden Gleichspannung in eine Mehrphasenwechselspannung mit variabler Frequenz und Amplitude. Download PDF

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Abstract

Ein erfindungsgemässer Konverter zur Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem Gleichspannungs-(DC-)system und einem Wechselspannungs-(AC-)system weist gleichspannungsseitig eine positive DC-Eingangsspannungsschiene (1) und eine negative DC-Eingangsspannungsschiene (2) und wechselspannungsseitig mindestens zwei Ausgangsphasenanschlüsse (a, b, c) auf. Dabei liegt für jeden der Ausgangsphasenanschlüsse (a, b, c) ein Phasenkonverter vor, welcher an einer ersten Seite an die positive DC-Eingangsspannungsschiene (1) und die negative DC-Eingangsspannungsschiene (2) und an einer zweiten Seite an diesen Ausgangsphasenanschluss (a; b; c) angeschlossen ist und als Hochsetz-Tiefsetzsteller mit einem Spannungszwischenkreis ausgebildet ist. Der Konverter weist eine Regelung auf, welche dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters jeden der Phasenkonverter in Abhängigkeit eines Verhältnisses einer DC-Eingangsspannung zu Momentanwerten von an den Ausgangsphasenanschlüssen (a, b, c) zu erzeugenden Ausgangsphasenspannungen, zeitweise entweder als reinen Tiefsetzsteller oder als reinen Hochsetzsteller zu betreiben.

Description

[0001] In der Antriebstechnik besteht vielfach die Aufgabe ausgehend von einer Gleichspannungsquelle (Batteriespeicher oder Brennstoffzelle) eine Drehstrommaschine zu speisen, wobei die an die Maschine zu legende Dreiphasenspannung eine, durch eine übergeordnete Drehzahl- oder Positionsregelung, vorgegebene Amplitude und Frequenz aufzuweisen hat. Typisch zeigen dabei für stationären Betrieb sowohl Amplitude als auch Frequenz eine näherungsweise proportionale Abhängigkeit von der Maschinendrehzahl, d.h. sind in weiten Grenzen variabel. Weiters kann die speisende Gleichspannung abhängig vom Ladezustand der Batterie oder aufgrund eines Spannungsabfalls am inneren Widerstand der Batterie oder der Brennstoffzelle einen relativ weiten Variationsbereich aufweisen.
[0002] Gemäss demStand der Technikwird daher der Gleichspannungsquelle ein DC/DC-Hochsetzsteller nachgeordnet, welcher eine konstante DC-Ausgangsspannung (Zwischenkreisspannung) erzeugt, aus der eine nachfolgende Dreiphasenpulswechselrichterstufe gespeist wird, welche pulsbreitenmodulierte Ausgangsspannungen erzeugt, welche gegebenenfalls durch ein nachfolgendes LC-Tiefpassfilter zu einem sinusförmigen Ausgangsspannungsverlauf geglättet werden (sieheFig.1). Das Niveau der Zwischenkreisspannung wird dabei prinzipbedingt in jedem Fall über dem Niveau der speisenden Gleichspannung liegend und darüber hinaus so gross gewählt, dass die Dreiphasenausgangsspannung mit der geforderten Amplitude erzeugt werden kann.
[0003] Ein Nachteil dieser Lösung besteht darin, dass sowohl der DC/DC-Hochsetzsteller als auch der Dreiphasenpulswechselrichter die gesamte Leistung umformen, d.h. zwischen Gleichspannungsquelle und Maschine eine zweistufige Leistungskonversion vorliegt, womit entsprechend hohe Leit- und Schaltverluste auftreten bzw. eine relativ geringe Effizienz der Energieumformung resultiert.
[0004] Es ist darauf hinzuweisen, dass die beschriebene Konverterstruktur auch beiUmkehrung derEnergierichtung, also für Anwendungen, bei welchen ausgehend von einer Dreiphasennetzspannung eine in weiten Grenzen schwankende Gleichspannung erzeugt werden muss, wie dies z.B. bei der Batterieladung von Elektrofahrzeugen der Fall ist, Einsatz finden kann. Der DC/DC-Hochsetzsteller arbeitet dann aufgrund der umgekehrten Energierichtung von der Zwischenkreisspannung aus gesehen als DC/DC-Tiefsetzsteller und regelt den Leistungs- bzw. Stromfluss aus dem Zwischenkreis in die Batterie. Der Dreiphasen-AC/DC-Konverter wirkt in diesem Fall als aktiver Gleichrichter und stellt einen sinusförmigen Verlauf der aus dem Netz aufgenommenen Ströme und einen konstanten Wert der Zwischenkreisspannung sicher.
[0005] Aufgabe der Erfindungist es daher eine Vorrichtung mit einem zugehöriges Modulations- und Regelverfahren zu schaffen, welche bei überlappendem Eingangs- und Ausgangsspannungsbereich die seitens einer Gleichspannungsquelle angebotene Leistung in eine Dreiphasenwechselspannung mit vorgebbarer Frequenz und Amplitude umformt, jedoch mit geringeren Leit- und Schaltverlusten bzw. mit erhöhter Effizienz der Energieumformung.
[0006] Diese Aufgabe löst ein Konverter zur Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem DC und einem AC-System gemäss den Patentansprüchen. Darin geschieht eine hochfrequente Taktung zur Umformung nur in einer Stufe.
[0007] Der Konverter zur leistungselektronische Energieumformung istphasenmodularzu konzipieren und jedes Phasenmodul zweistufig, d.h. mit einem eingangsseitigen DC/DC-Hochsetzsteller (Phasenhochsetzsteller) und einem ausgangsseitigen DC/DC-Tiefsetzsteller (Phasentiefsetzsteller) auszuführen. Durch den Phasenhochsetzsteller wird dann ausgehend von der Eingangsgleichspannung eine, durch einen Phasenzwischenkreiskondensator, dessen negative Klemme mit der negativen Eingangsspannungsklemme verbunden ist, gestützte Phasenzwischenkreisspannung erzeugt. Aus dieser Phasenzwischenkreisspannung wird durch den Phasentiefsetzsteller eine, wieder auf die negative Eingangsgleichspannungsschiene bezogene, an die zugehörige Phasenklemme der Drehstrommaschine gelegte Phasenklemmenspannung erzeugt. Da aufgrund des typischerweise isolierten bzw. freien Sternpunktes der gespeisten Drehstrommaschine nur die Differenzen der Phasenklemmenspannungen bzw. nur die nullgrössen- bzw. gleichtaktfreien Anteile, d.h. nur die Gegentaktanteile der Phasenklemmenspannungen (Maschinenphasenspannungen) den Maschinenphasenstromverlauf bestimmen, kann so trotz Unipolarität bzw. Gleichspannungsnatur der Phasenklemmenspannungen ein sinusförmiger Verlauf der Maschinenphasenströme eingeprägt werden. Alternativ kann auch die positive Eingangsspannungsschiene als Bezugspotential für die Phasenzwischenkreisspannung und die Phasenklemmenspannung herangezogen werden, wobei dann die positive Klemme des Phasenzwischenkreiskondensators mit der positiven Eingangsspannungsschiene verbunden ist.
[0008] Zwar weist die vorgehend beschriebene Schaltung in jeder Phase zwei Konversionsstufen, d.h. eine Hochsetz-Tiefsetzsteller-Struktur, auf, allerdings kann im Unterscheid zum konventionellen System durch dieAuftrennung in Phasenmodulejede Phasenzwischenkreisspannung jeweils unabhängig von den anderen Phasenzwischenkreisspannungen und abhängig von der zu erzeugenden Phasenklemmenspannung gewählt werden, d.h. das Zwischenkreisspannungsniveau ist nicht für alle Phasen gleich und auch nicht durch die Phase mit höchstem Spannungsbedarf bestimmt. Vorteilhaft wird nun die jeweilige Phasenzwischenkreisspannung derart geführt, dass stets nur eine der beiden Stufen, d.h. entweder nur der Phasenhochsetzsteller oder nur der Phasentiefsetzsteller, getaktet wird und die jeweils andere Stufe währenddessen durchgeschaltet bleibt, d.h. es treten also nur für eine der beiden Schaltstufen eines Phasenmoduls Schaltverluste auf bzw. liegt in diesem Sinn eineeinstufige hochfrequenteSpannungsumsetzungvor. Die Schaltverluste der Phasenmodule weisen damit vorteilhaft einen im Idealfall minimalen, d.h. einen tieferen Wert als für eine Realisierung gemäss dem Stand der Technik auf.
[0009] Der Konverter weist also eineRegelungauf, welche dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters jeden der Phasenkonverter, in Abhängigkeit eines Verhältnisses einer DC-Eingangsspannung zu Momentanwerten von an den Ausgangsphasenanschlüssen zu erzeugenden Ausgangsphasenspannungen, zeitweise entweder als reinen Tiefsetzsteller oder als reinen Hochsetzsteller zu betreiben. Es sind also die Phasenkonverter als mehrschleifig geregelte Hochtiefsetz-DC/DC-Konverter ausgeführt, wobei die Vorgabe der Sollwerte der Phasenkonverterausgangsspannungen derart erfolgt, dass einerseits ein minimaler Maximalwert der Ausgangsspannungen erforderlich ist und andererseits eine minimale Schwankung der Ströme in den Induktivitäten der Phasenkonverter resultiert. Damit können bei gegebener Schaltfrequenz kleine Induktivitätswerte für die Realisierung des Konverters und bei gegebenen Induktivitätswerten kleine Schaltfrequenzen gewählt werden, bzw. geringe Schaltverluste auftreten.
[0010] InAusführungsformenist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters in jedem der Phasenkonverter eine Taktung von Schaltern des Phasenkonverters zeitweise auf einen eingangsseitigen Hochsetzstellerteil oder Brückenzweig oder auf einen ausgangsseitigen Tiefsetzstellerteil oder Brückenzweig des Phasenkonverters zu beschränken.
[0011] InAusführungsformenist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters die Taktung aller Phasenkonverter derart vorzunehmen, dass für alle Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz vorliegt und eine Synchronisation der Taktung der Konverter einen in den Ausgangsphasenspannungen enthaltenen Gegentaktspannungsanteil minimiert.
[0012] InAusführungsformenist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters die Taktung aller Phasenkonverter derart vorzunehmen, dass für alle Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz vorliegt und eine Synchronisation der Taktung der Konverter einen in den Ausgangsphasenspannungen enthaltenen Gleichtaktspannungsanteil minimiert.
[0013] InAusführungsformenist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters einen Offset zur Bildung von Ausgangsphasenspannungssollwerten aus Lastphasenspannungssollwerten vorzugeben, derart, dass jeweils in einem Zeitabschnitt für denjenigen Phasenkonverter, dessen zugeordneter Lastphasenspannungssollwert den höchsten negativen Wert aufweist, ein Ausgangsphasenspannungssollwert gleich Null resultiert, womit dieser Phasenkonverter nicht getaktet werden muss und sein Ausgangsphasenanschluss an eine Referenzspannungsschiene geklemmt verbleiben kann, und der Verlauf der Ausgangsphasenspannungssollwerte von nicht geklemmten Phasenkonvertern durch gegenüber dem geklemmten Ausgangsphasenanschluss zu erzeugende und durch Subtraktion von jeweils zwei Lastphasenspannungssollwerten in diesem Zeitabschnitt gebildete Sollwerte von Lastaussenleiterspannungen definiert ist, sodass insgesamt wieder ein sinusförmiger Verlauf aller Lastaussenleiterspannungen vorliegt.
[0014] InAusführungsformensind die Phasenkonverter jeweils als kaskadierte Auf-Abwärtswandler (Boost-Buck-Converter) ausgebildet.
[0015] InAusführungsformenist die Regelung dazu ausgebildet, in einer Betriebsart des Konverters, welche für relativ kleine Amplituden der Ausgangsphasenspannungen geeignet ist, einen konstanten Offset der Ausgangsphasenspannungen so gross zu wählen, dass einerseits eine, durch zu erzeugende Lastphasenspannungen bedingte Schwankung der Ausgangsphasenspannungen symmetrisch um ein Niveau der DC-Eingangsspannung zu liegen kommt, und andererseits eine zweifache maximale Amplitude von Lastphasenspannungen nicht überschritten wird, wobei dies durch Absenken des Offsets bei hohen Amplituden der Lastphasenspannungen erreicht wird.
[0016] InAusführungsformensind eines oder mehrere der folgenden Merkmale realisiert: Die Regelung ist dazu ausgebildet, ein Offsetsignal zu addieren, welches einen Wert hat, der mit dreifacher Ausgangsfrequenz variiert, d.h. einen Offset mit einer 3. Harmonischen, mit einer Amplitude und Phasenlage derart, dass eine grössere Ausgangsspannungsamplitude erreicht werden kann. Es ist kein Ausgangsfilter vorgesehen, d.h. der Schaltungspunkt/die Schaltungspunkte sind direkt mit den Motorklemmen verbunden. Ein dritter Brückenzweig ist am Phasenzwischenkreiskondensator angeordnet und somit ist eine doppelte Ausgangsspannungsamplitude ohne Erhöhung der Zwischenkreisspannung und Sperrspannungsfähigkeit der Halbleiter ermöglicht. Ein dritter und vierter Brückenzweig sind am Phasenausgangskondensator angeordnet und somit ist eine doppelte Ausgangsspannungsamplitude ohne Erhöhung der Zwischenkreisspannung und Sperrspannungsfähigkeit der Halbleiter ermöglicht, und zusätzlich wird eine betragssinusförmige Gleichtaktspannung am Ausgang erzeugt, welche ein besseres EMV-Verhalten aufweist.
[0017] Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch: Fig.1: Ein Konvertersystem gemäss dem Stand der Technik, welches eingangsseitig eine DC/DC-Hochsetzstellerstufe aufweist und damit eine auf die negative Eingangsspannungsschiene bezogene, durch einen Zwischenkreiskondensator gestützte Zwischenkreisspannung bildet, aus der eine nachfolgende Dreiphasenpulswechselrichterstufe gespeist wird, wobei weiters ein Ausgangstiefpassfilter zur Glättung der pulsbreitenmodulierten Ausgangsspannungen der Pulswechselrichterstufe vorgesehen ist, womit die Maschinenklemmenspannungen einen näherungsweise sinusförmigen Verlauf zeigen. Fig.2: Schaltungsstruktur eines phasenmodularen DC/AC-Konverters mit Hoch-Tiefsetzstellerfunktion. Die an den Phasenausgängen erzeugten tiefpassgefilterten Spannungen sind auf die negative Eingangsspannungsschiene 2 bezogen. Die Anordnung setzt einen isolierten Maschinensternpunkt voraus. Fig.3: Zeitverlauf der bei Speisung einer Drehstrommaschine zu erzeugenden Phasenkonverterausgangsspannungen für(Fig.3.1)zeitlich konstante Offsetverschiebung uoffdes eigentlich zu erzeugenden Lastphasenspannungssystems in Höhe der Amplitude der Lastphasenspannung;(Fig.3.2)bei konstanter Offsetverschiebung und zusätzlicher Überlagerung eines Wechselanteils des Offsetsignals mit dreifacher Ausgangsfrequenz und einer Phasenlage derart, dass der Maximalwert der Phasenkonverterausgangsspannungen minimiert wird;(Fig.3.3)bei Offsetverschiebung des zu erzeugenden Lastphasenspannungssystems derart, dass für einen Phasenkonverterausgang über ein Drittel der Ausgangsperiode ein Sollwert gleich Null vorliegt, und dieser Konverter daher im Klemmzustand verbleiben kann, also nicht getaktet wird. Fig.4: Zeitverlauf der Sollwerte der Phasenkonverterausgangsspannungen uan, ubnund ucnfür die Konverterschaltungen nachFig.2, welche bei gegenüber der DC-Eingangsspannung Uinkleiner Amplitude UMpkder Sollwerte der Lastphasenspannungen Einsatz finden kann, um eine Minimierung der schaltfrequenten Schwankung des Stromes in den Phasenkonverterinduktivitäten LAund LBzu erreichen. Fig.5: Vorrichtung zur Regelung der Ausgangsspannungen der Phasenkonverter um einen vorgegebenen Verlauf uam* der Lastphasenspannungen uameinzustellen, wie dies für USV Systeme oder bei der Speisung drehzahlvariabler Drehstrommaschinen benötigt wird. Die Regelung weist für jede Phase gleiche Struktur und ist aus Gründen der Übersichtlichkeit nur für eine Phase dargestellt. Fig.6: Modifikation eines Teiles der Regelvorrichtungen nachFig. 5, d. h. die Vorrichtung zur Regelung der Ausgangsspannungen wird um einen Zwischenkreisspannungs- und Eingangsstromregler erweitert um eine höhere Regeldynamik zu erreichen und allfällige Schwingungen im System aktiv zu dämpfen. Fig. 7: Alternative Ausführungen des Leistungsteiles bei Einsatz einer Drehstrommaschine mit offener Wicklung, d.h. bei Zugänglichkeit der Anfänge und Enden jeder Maschinenphasenwicklung, wobei die Schaltung eines Phasenmoduls nachFig.2um einendritten BrückenzweigBCmit Schaltungspunkt C, parallel zu den beiden Brückenzweigen BAund BB, erweitert wird. Fig.8: (a)Zeitverlauf der Phasenkonverterausgangsspannungen uaC, ubCund ucCfür die Konverterschaltungen nachFig.7,(b)der Spannung am Schaltungspunkt C des Brückenzweigs BCsowie der Phasenzwischenkreiskondensatorspannung UCA,(c)der beiden Tastverhältnisse dAund dBsowie(d)die Schaltzustände der einzelnen Brückenzweige über eine Ausgangsperiode, wobei die schraffierte Fläche das hochfrequente Schalten des entsprechenden Brückenzweiges darstellt. Fig.9: Alternative Ausführungen des Leistungsteiles bei Einsatz einer Drehstrommaschine mit offener Wicklung, d.h. bei Zugänglichkeit der Anfänge und Enden jeder Maschinenphasenwicklung, wobei die Schaltung eines Phasenmoduls nachFig.2um einendritten und vierten BrückenzweigBDund BEmit den Schaltungspunkten D und E erweitert wird. Fig.10: (a)Zeitverlauf der Phasenkonverterausgangsspannungen UaE, ubEund ucEfür die Konverterschaltungen nachFig.9,(b)der Spannung an den Schaltungspunkten D und E sowie der Phasenzwischenkreiskondensatorspannung uCA,(c)der beiden Tastverhältnisse dAund dBsowie(d)die Schaltzustände der einzelnen Brückenzweige über eine Ausgangsperiode, wobei die schraffierte Fläche das hochfrequente Schalten des entsprechenden Brückenzweiges darstellt.
[0018] NachFig.2weistjeder Phasenkonverter des Systemseingangsseitig eine erste Induktivität LAauf, deren erster Anschluss mit der positiven DC-Eingangsspannungsschiene 1 verbunden ist und deren zweiter Anschluss auf den Schaltungspunkt A eines ersten Brückenzweiges BA, d.h. auf den gemeinsamen Verbindungspunkt des unteren Emitter- oder Sourceanschlusses eines oberen Schalters T1und des oberen Kollektor- oder Drainanschlusses eines unteren Schalters T2, geführt wird. Des Weiteren sind die äusseren Anschlüsse des ersten Brückenzweiges BAmit einem Phasenzwischenkreiskondensator CAverbunden, d.h. der Kollektor- oder Drainanschluss des oberen Schalters T1wird auf die positive Klemme des Phasenzwischenkreiskondensators CAund der Emitter- oder Sourceanschluss des unteren Schalters T2auf die negative Klemme des Phasenzwischenkreiskondensators geführt, welche wiederum mit der negativen DC-Eingangsspannungsschiene 2 verbunden ist. Der Phasenzwischenkreiskondensator CAstützt somit die erzeugte Phasenzwischenkreisspannung uCAgegen die negative Eingangsspannungsschiene 2 ab. Ein Brückenzweig wird allgemein mit Leistungstransistoren realisiert, wobei zu beiden Transistoren eine Freilaufdiode antiparallel geschaltet ist. Ebenfalls ist ein zweiter Brückenzweig BBmit einem oberen Schalter T3und einem unteren Schalter T4, parallel zum ersten Brückenzweig BA, zwischen die positive und negative Klemme des Phasenzwischenkreiskondensators CAgeschaltet, dessen Schaltungspunkt B mit einem ersten Anschluss einer zweiten Induktivität LBverbunden ist und deren zweiter Anschluss auf die positive Klemme eines zur Glättung der Ausgangsspannung uCBnotwendigen Phasenausgangskondensators CBgeführt wird, an dem auch die zugeordnete Ausgangsphasenklemme a, b oder c abzweigt. Die negative Klemme eines Phasenausgangskondensators CBist mit der negativen Eingangsspannungsschiene 2, d.h. der Referenzspannungsschiene n, verbunden und stützt somit die erzeugte Phasenklemmenspannung uan, ubnoder ucnab. Jeder Phasenkonverter weist also gegenüber der gemeinsamen Referenzspannungsschiene n die Struktur eines Hochtiefsetzsteller-DC/DC-Konverters auf dessen Phasenzwischenkreisspannung uCAin Abhängigkeit des Verhältnisses von Eingangsspannung Uinund zugeordneter Phasenausgangsspannung uan, ubnoder ucn, aber unabhängig von den anderen Phasen, geführt werden kann.
[0019] EineDreiphasenlastwird mit ihren Phasenklemmen an die Ausgangsphasenklemmen a, b und c der drei Phasenkonverter geschaltet und weist einen freien Sternpunkt m auf, sodass nur die verketteten Phasenkonverterausgangsspannungen (Lastaussenleiterspannungen), definiert als Differenz von jeweils zwei Phasenkonverterausgangsspannungen bzw. die von einer Lastphasenklemme gegen einen Laststernpunkt gemessenen Lastphasenspannung uam, ubmund ucmdie Bildung der Lastphasenströme bestimmen.
[0020] DiePhasenkonverterausgangsspannungenuan, ubnund ucnwerden beispielsweise derart erzeugt, dass die Sollwerte der typischerweise mit Ausgangsfrequenz sinusförmig verlaufenden und ein symmetrisches Dreiphasensystem bildenden Lastphasenspannungen uam, ubmund ucmmittels eines im einfachsten Fall zeitlichkonstanten Offsetsuoffderart zu positiven Werten verschoben werden, dass jede Phasenausgangsspannung einen unipolaren Verlauf, d.h. nur positive Werte bzw. minimal den Wert Null zeigt (sieheFig.3.1). Wie oben erwähnt, wird dieser Offset in den Lastaussenleiterspannungen nicht wirksam und bleibt damit ohne Einfluss auf die Strombildung der Last. In Ausführungsformen kann zu diesem konstanten Offset ein weitererOffset mit dreifacher Ausgangsfrequenzund einer Amplitude und Phase derart addiert werden, dass die Unipolarität der Ausgangsphasenspannungen mit einem Minimalwert des konstanten Offsets sichergestellt ist, womit die Spannungsbelastung der Transistoren beider Brückenzweige BAund BBder Phasenkonverter bei definierter zu erzeugender Lastphasenspannungsamplitude minimiert werden kann (sieheFig.3.2).
[0021] Bezüglich derTaktungder ein- und ausgangsseitigen Brückenzweige BAund BBder Phasenkonverter ist anzumerken, dass in Bereichen, in welchen eineüber der DC-Eingangsspannungliegende Phasenkonverterausgangsspannung erzeugt werden muss, der obere Schalter respektive Leistungstransistor T3des ausgangsseitigen Brückenzweiges BBeines Phasenkonverters durchgeschaltet verbleiben kann, und nur der eingangsseitige Brückenzweig BAgetaktet wird. Die Spannungsübersetzung des Konverters entspricht dann für Leistungsfluss von der DC-Eingangsspannung zur Phasenkonverterausgangsspannung jener eines Hochsetzstellers, wobei die eingangsseitige Phasenkonverterinduktivität LAals Hochsetzstellerinduktivität, der untere Leistungstransistor T2des eingangsseitigen Brückenzweiges BAals Hochsetzstellertransistor und die antiparallele Diode des oberen Leistungstransistors T1als Hochsetzstellerfreilaufdiode wirkt, wobei in Ausführungsformen stets auch der obere Leistungstransistor T1durchgeschaltet wird, d.h. die Leistungstransistoren des eingangsseitigen Brückenzweiges BAim Gegentakt betrieben werden. Da zu allen Leistungstransistoren antiparallele Dioden angeordnet sind, kann dann auch ein Leistungsfluss von der Phasenkonverterausgangsspannung in die DC-Eingangsspannung erfolgen, wobei die Funktion des Phasenkonverters in diesem Fall der eines zwischen Phasenkonverterausgangsspannung und DC-Eingangsspannung liegenden Tiefsetzstellers entspricht.
[0022] In Bereichen, in welchen eineunterhalb der DC-Eingangsspannungliegende Phasenkonverterausgangsspannung erzeugt werden muss, verbleibt in Ausführungsformen der obere Leistungstransistor T1des eingangsseitigen Brückenzweiges BAdes Phasenkonverters durchgeschaltet, und die Taktung wird auf den ausgangsseitigen Brückenzweig BBbeschränkt. Die Spannungsübersetzung des Konverters entspricht dann für Leistungsfluss von der DC-Eingangsspannung zur Phasenkonverterausgangsspannung jener eines Tiefsetzstellers, wobei die ausgangsseitige Phasenkonverterinduktivität LBals Tiefsetzstellerinduktivität, der obere Leistungstransistor T3des ausgangsseitigen Brückenzweiges BBals Tiefsetzstellertransistor und die zum unteren Leistungstransistor T4antiparallel liegende Diode als Tiefsetzstellerfreilaufdiode wirkt, wobei in Ausführungsformen stets auch der untere Leistungstransistor T4durchgeschaltet, d.h. die Leistungstransistoren des ausgangsseitigen Brückenzweiges BBim Gegentakt betrieben werden. Da zu allen Leistungstransistoren antiparallele Dioden angeordnet sind, kann dann auch ein Leistungsfluss von der Phasenkonverterausgangsspannung in die DC-Eingangsspannung erfolgen, wobei die Funktion des Phasenkonverters in diesem Fall der eines zwischen Phasenkonverterausgangsspannung und DC-Eingangsspannung liegenden Hochsetzstellers entspricht.
[0023] Hinsichtlich derTaktung aller Phasenkonvertersei darauf hingewiesen, dass in Ausführungsformen für alle Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz gewählt werden und eine Synchronisation der Taktung der Konverter derart erfolgen kann, dass der in den Phasenkonverterausgangsspannungen enthalteneGegentaktspannungsanteil, welcher zu schaltfrequenten Strömen und damit ggf. zu Hochfrequenzverlusten in der angeschlossenen Dreiphasenlast führt, minimiert wird, d.h. schaltfrequente Änderungen der Phasenkonverterausgangsspannungen vor allem als Gleichtaktkomponenten gebildet werden, welche für alle Phasenausgänge eine gleichartige Spannungsverschiebung gegenüber der Referenzspannungsschiene bewirken.
[0024] Für Verbraucher, welche insbesondere gegenüber hochfrequenten Gleichtaktverschiebungen sensitiv sind, kann andererseits eine Synchronisierung der auch in diesem Fall mit gleicher Taktfrequenz arbeitenden Phasenkonverter derart vorgenommen werden, dass die schaltfrequentenGleichtaktspannungsanteileminimiert werden, wobei dann allerdings eine höhere Gegentaktkomponente der Phasenkonverterausgangspannungen in Kauf zu nehmen ist.
[0025] Ein zuFig.3.1undFig.3.2 alternativer Verlauf des Offsetsist derart definiert, dass für denjenigen Phasenkonverter, dessen zugeordnete Lastphasenspannung den höchsten negativen Wert aufweist, ein Ausgangsphasenspannungssollwert gleich Null resultiert (sieheFig.3.3), womit dieser Phasenkonverter nicht getaktet werden muss, bzw. die zugehörige Ausgangsphasenklemme an die Referenzspannungsschiene geklemmt verbleiben kann, was für die oben beschriebene Phasenkonvertertopologie (sieheFig.2) einfach durch Durchschalten des unteren Leistungstransistors T4des ausgangsseitigen Brückenzweiges BBerreicht werden kann. Der Verlauf der Ausgangsspannungssollwerte der beiden anderen Phasenkonverter wird dann direkt durch die gegenüber der geklemmten Phase zu erzeugenden und durch Subtraktion von jeweils zwei Lastphasenspannungssollwerten zu bildenden Ausschnitte der Sollwerte der Lastaussenleiterspannungen definiert, sodass insgesamt wieder ein sinusförmiger Verlauf aller drei Lastaussenleiterspannungen erreicht wird. Da die Klemmung zyklisch zwischen in einer Phase nach der anderen stattfindet, bleibt jede Phase bei Erzeugung eines sinusförmigen symmetrischen Lastphasenspannungssystems für ein Drittel der Lastphasenspannungsperiode geklemmt und somit ohne Schaltverluste, womit eine Erhöhung der Effizienz der Energieübertragung erreicht wird.
[0026] Für Einsatz des Systems zur Speisung einer an den Ausgangsphasenklemmen liegenden Drehstrommaschine (Last) sind abhängig von der Drehzahl der Maschine verschiedene Amplituden der Lastphasenspannung bzw. verschiedene Amplituden der zugeordneten Phasenkonverterausgangsspannungen zu erzeugen, wobei typischerweise bei höchster Drehzahl die höchsten Amplitudenwerte auftreten, für welche die Leistungshalbleiter beider Brückenzweige auszulegen sind.
[0027] Vorteilhaft kann nun bei tiefen Drehzahlen bzw. relativ kleinen Amplituden der Phasenkonverterausgangsspannungen, derkonstante Offsetso gross gewählt werden, dass einerseits die, durch die zu erzeugenden Lastphasenspannungen bedingte Schwankung der Phasenkonverterausgangsspannungen symmetrischum das Niveau der DC-Eingangsspannungzu liegen kommt und andererseits die der maximalen Drehzahl zugeordnete zweifache maximale Amplitude der Lastphasenspannung nicht überschritten wird, wobei dies durch entsprechendes Absenken des Offsets bei hohen Amplituden der Lastphasenspannungen erreicht wird. Wie inFig.4gezeigt, weisen die Sollwerte der Phasenkonverterausgangspannungen dann typischerweise Minimalwerte deutlich grösser als Null auf und die Ströme in den Phasenkonverterinduktivitäten zeigen einen relativ geringen Rippel, da dann der ein- und der ausgangsseitige Brückenzweig abwechselnd mitTastverhältnissen nahe Eins arbeiten(d.h. die jeweils oberen Leistungstransistoren nahezu beständig durchgeschaltet sind) was bekanntermassen in einer geringen schaltfrequenten Schwankung des Stromes in den Phasenkonverterinduktivitäten resultiert, was wiederum in niedrigen Hochfrequenzverlusten Ausdruck findet. Auch unter Berücksichtigung der dann aufgrund der höheren geschalteten Phasenkonverterausgangsspannung höheren Schaltverluste in beiden Brückenzweigen, kann die Effizienz der Energieübertragung verbessert werden.
[0028] Hinsichtlich derRealisierung der Phasenkonverterist anzumerken, dass neben der vorstehend beschriebenen Ausführung eine Reihevorteilhafter Modifikationenbestehen: • So kann in Ausführungsformen der ein- und/oder ausgangsseitige Brückenzweig vorteilhaft in Multilevelstruktur, also z.B. als Flying Capacitor Multilevelbrückenzweig ausgeführt werden, womit für die Einstellung der Spannungsübersetzung zwischen DC-Eingangsspannung und Phasenkonverterausgangsspannung eine höhere Zahl von Spannungsniveaus zur Verfügung steht, womit ein geringerer schaltfrequenter Rippel der Ströme in den Phaseninduktivitäten auftritt. • Weiters können in Ausführungsformen die Phasenkonverter durch mehrere parallele, phasenversetzt getaktete Systeme realisiert werden, womit der in die Ausgangskapazität gespeiste und der aus der DC-Eingangsspannung bezogene Strom verglichen mit einem Einzelsystem vorteilhaft eine höhere effektive Frequenz und eine kleinere Schwankung aufweist. • Analog zum System nach dem Stand der Technik, kann im einfachsten Fall das LC-Ausgangsfilter des Phasenkonverters, bestehend aus der ausgangsseitigen Phasenkonverterinduktivität LBund dem Phasenausgangskondensator CB, entfallen, d.h. der Schaltungspunkt B des zweiten Brückenzweiges BBbildet direkt den Phasenausgang a, b oder c und somit wird das dreiphasig pulsbreitenmodulierte Spannungssystem direkt an die Motorklemmen gelegt.
[0029] Eine mögliche Ausführungsform einerkaskadierten Regelungdes phasenmodularen Konvertersystems ist inFig.5gezeigt. Die Regelschaltung ist für jede Phase gleichartig und im der Sinne der Übersichtlichkeit nur für eine Phase gezeigt. Spannungen werden, wie eingetragen, gegenüber der Referenzspannungsschiene n bzw. der negativen DC-Eingangsspannungsschiene 2 gemessen.
[0030] Der Sollwert einer Phasenkonverterausgangsspannung uan* wird durch Addition des typischerweise sinusförmig verlaufenden Sollwertes uam* der zugehörigen Lastphasenspannung uameiner gespeisten Dreiphasenlast (z.B. einer elektrischen Maschine M) und des für alle Phasen gleichen Sollwert uoff* des Offsets uoffgebildet, welcher typischerweise durch Addition eines über die Ausgangsperiode konstanten Anteils uoff,DC* und eines mit dreifacher Ausgangsfrequenz schwankenden Anteils uoff,AC* erzeugt wird. Vorteilhaft wird der Zeitverlauf von uoff* derart gewählt, dass uan* für ein vorgegebenes zu erzeugendes Lastphasenspannungssystems uam* auf möglichst tiefe Werte beschränkt bleibt, wodurch auch die Sperrspannungsbeanspruchung und die Schaltverluste in beiden Brückenzweigen der Phasenkonverter minimiert werden. Dies schliesst eine Vorgabe von uoff* derart ein, dass jeweils ein Phasenkonverter über ein Drittel der Ausgangsperiode im geklemmten Zustand vorbleibt, d.h. uan* entsprechend breite Intervalle mit uan*=0 aufweist. Der Phasenkonverterausgangsspannungssollwert uan* wird mit dem gemessenen Istwert uander Phasenkonverterausgangsspannung verglichen und die Regelabweichung Δuan* einem Phasenkonverterausgangsspannungsregler Ruanzugeführt, an dessen Ausgangs der zur Korrektur von Δuan* erforderliche Ausgangskondensatorsstromsollwert iCB* gebildet wird, welcher durch eine Vorsteuerung des gemessenen zugehörigen Lastphasenstromes ia, den Referenzstrom iLB* in der ausgangsseitigen Phasenkonverterinduktivität LBbestimmt. Durch Vergleich von iLB* mit dem gemessenen Istwert iLBwird anschliessend die Regelabweichung ΔiLBdes Stromes in LBgebildet und einem Phaseninduktivitätsstromregler RiLBzugeführt, welcher an seinem Ausgang die zur Korrektur der Regelabweichung ΔiLBerforderliche Sollwert uLB* der an LBzu legenden Spannung bildet. Durch Addition des Phasenkonverterausgangsspannungssollwerts uan* zum Reglerausgangssollwert uLB* ergibt sich die über eine Schaltperiode im Mittel am Schaltungspunkt B anzulegende Spannung uB*. Liegt dieser Spannungssollwert uB*unterhalb der EingangsspannungUin, so wird im Sinne einer Tiefsetzstellerfunktion das Tastverhältnis dB, d.h. die relative Einschaltdauer des oberen Transistors T3von BB, mittels Division des Spannungssollwerts uB* durch den Istwert der DC-Eingangsspannung Uinberechnet, d.h. dB<1 und somit wird der ausgangsseitige Brückenzweig BBentsprechend der Pulsbreitenmodulation hochfrequent getaktet. Das Tastverhältnis dA, d.h. die relative Einschaltdauer des oberen Transistors T1von BA, wird gerade umgekehrt mittels Division des Istwerts der DC-Eingangsspannung Uindurch den Spannungssollwert uB* berechnet, wobei zuvor jedoch der Spannungssollwert uB*. auf einen minimalen Wert gleich dem Istwert der DC-Eingangsspannung Uinbegrenzt wird und in diesem Fall mit uB*< Uinzu einem Tastverhältnis dA= 1 führt, d.h. einem konstanten Durchschalten des oberen Transistors T1des eingangsseitigen Brückenzweiges BAentspricht, wodurch die Phasenzwischenkreisspannung uCAauf die Eingangsspannung Uingeklemmt wird.
[0031] Liegt dieser Spannungssollwert uB*oberhalb der EingangsspannungUin, so wird im Sinne einer Hochsetzstellerfunktion das Tastverhältnis dA<1, d.h. der eingangsseitige Brückenzweig BAwird hochfrequent getaktet. Das Tastverhältnis dBwird jedoch aufgrund der Begrenzung des Spannungssollwerts uB* auf einen maximalen Wert gleich dem Istwert der DC-Eingangsspannung Uinin diesem Fall gleich Eins, d.h. der obere Transistor T3des ausgangsseitigen Brückenzweiges BAist konstant durchgeschaltet und die Phasenzwischenkreisspannung uCAwird entsprechend dem Spannungssollwert uB* geführt, der abgesehen vom Induktivitätsspannungsabfall uLBder Phasenkonverterausgangsspannung uan* entspricht. Die Begrenzung des Spannungssollwerts uB* oberhalb Uinfür die Berechnung von dAund unterhalb Uinfür die Berechnung von dB, d.h. die Begrenzung der Tastverhältnisse dAund dBauf Werte zwischen Null und Eins, schliesst somit ein zeitgleiches hochfrequentes Schalten beider Brückenzweige aus, was sich im Vergleich zum Stand der Technik in einer höheren Effizienz kennzeichnet.
[0032] Anzumerken ist, dass bei der genannten Ausführungsform der Regelung die Spannung am Phasenzwischenkreiskondensator und der Strom in der eingangsseitigen Induktivität nicht geregelt werden und somit sich die Regelstruktur durch deren Einfachheit und geringen Zahl an Messgrössen auszeichnet. In Anwendungen mit hohen Anforderungen an die Regeldynamik sowie die Möglichkeit allfällig auftretende Schwingungen im eingangsseitigen Induktivitätsstrom oder der Phasenzwischenkreisspannung aktiv zu dämpfen, kann die genannte Regelstruktur durch einen Phasenzwischenkreisspannungsregler und einen eingangsseitigen Induktivitätsstromregler erweitert werden, wobei nur die beiden zusätzlichen Regler nur während des Hochsetzstellerbetriebs zur Berechnung des Tastverhältnisses dAverwendet werden, die die Berechnung des Tastverhältnisses dBdahingegen aber unverändert bleibt (siehe Fig. 6). Der Spannungssollwert uB*, der im Hochsetzstellerbetrieb dem Phasenzwischenkreisspannungssollwert uCA* entspricht, wird mit dem Messwert der Phasenzwischenkreisspannung uCAverglichen und die Regelabweichung ΔuCAeinem Phasenkonverterzwischenkreisspannungsregler RuCAzugeführt. An dessen Ausgangs wird anschliessend der zur Korrektur von ΔuCAerforderliche Phasenzwischenkreiskondensatorstromsollwert iCA* gebildet, zu welchem durch Vorsteuerung noch der mit dem Tastverhältnis dBauf den Zwischenkreis umgerechnete Referenzstrom iLB* der ausgangsseitigen Phasenkonverterinduktivität LBaddiert wird und somit den benötigten mittleren Strom durch den oberen Schalter T1des ersten Brückenzweiges BAergibt. Dieser Stromwert multipliziert mit der Referenzzwischenkreisspannung uCA* entspricht der vom Hochsetzsteller zu liefernden Leistung, welche mittels Division durch den Eingangsspannungswert Uinden Referenzstrom iLA* in der eingangsseitigen Phasenkonverterinduktivität LAbestimmt. Durch Vergleich von iLA* mit dem gemessenen Istwert iLAwird anschliessend die Regelabweichung ΔiLAdes Stromes in LAgebildet und einem Phaseninduktivitätsstromregler RiLAzugeführt, welcher an seinem Ausgang die zur Korrektur der Regelabweichung ΔiLAerforderliche Sollwert uLA* der an LAzu legenden Spannung bildet. Durch Addition des Eingangsspannungwerts Uinzum Reglerausgangssollwert uLA* ergibt sich die über eine Schaltperiode im Mittel am Schaltungspunkt A anzulegende Spannung uA*. Das Tastverhältnis dAwird nun mittels Division der Spannung uA* durch den Phasenzwischenkreisspannungssollwert uCA* ermittelt.
[0033] In Anwendungen mit elektrochemischen Speichern, Brennstoffzellen (Antriebstechnik oder USV) oder Solarzellen (Photovoltaik) weist das Eingangsgleichspannungsniveau zufolge dem Ladezustand oder der Temperaturabhängigkeit der Kennlinie eine stark schwankende Klemmenspannung auf, die typischerweise mit höhere Leistungsabgabe kontinuierlich absinkt. Im Gegensatz dazu steigt in vielen Antriebsanwendungen typischerweise die Drehzahl und somit die Motorspannung mit grösser werdender Ausgangsleistung an. Folglich muss aufgrund dieser Gegenläufigkeit der sinkenden Eingangsspannung und steigenden Ausgangsspannung der Konverter immer länger im Hochsetzstellerbetrieb, d.h. bei höheren Sperrspannungen und somit auch höheren Schaltverlusten, betrieben werden. Um den benötigten, bei hohen Übersetzungsverhältnissen eher ungünstigen und somit verlustbehafteteten, Hochsetzstellerbetrieb auf eine kürzere Dauer einzuschränken, wird die Schaltung nachFig.2um einendritten BrückenzweigBCmit Schaltungspunkt C, parallel zu den beiden Brückenzweigen BAund BB, erweitert (sieheFig.7). Unter Voraussetzung einer Drehstrommaschine mit offener Wicklung, d.h. Zugänglichkeit der Anfänge und Enden jeder Maschinenphasenwicklung, wird weiterhin jeweils der Anfang jeder Maschinenphasenwicklung an die zugehörige Phasenausgangsklemme a, b oder c geführt und aber das Ende der entsprechenden Maschinenphasenwicklung mit dem Schaltungspunkt C des jeweiligen Phasenmoduls verbunden. Vorteilhaft kann nun - im Vergleich zur den Phasenausgangsspannungen uan, ubnund ucngegenüber dem Referenzpotenzial n - zwischen Phasenausgangsklemmen a, b und c und dem Schaltungspunkt C eine sinusförmige Ausgangsspannung mitdoppelter Spannungsamplitudeerzeugt werden, d.h. bezüglich dem Schaltungspunkt C könnenpositive und negativePhasenausgangsspannungen uaC,ubCund ucCerzeugt werden, ohne die Spannungsbelastung und somit die Schaltverluste der Brückenzweige zu erhöhen, d.h. es kann eine Maschine mit doppelter Motorspannung verwendet werden ohne den benötigten Modulationsgrad des Hoch- und Tiefsetzsteller zu verändern.
[0034] Bei der Schaltung nachFig.2müsste im Gegensatz dazu bei Verwendung des gleichen Motors, die Phasenzwischenkreisspannung um den doppelten Wert erhöht werden, was Leistungstransistoren mit doppelter Sperrspannungsfähigkeit, d.h. Schaltertechnolologie mit schlechteren Eigenschaften, und somit höhere Schalt- und Leitverluste zur Folge hätte. In der Literatur ist zwar die Verwendung einer Vollbrückenschaltung in Kombination einer Maschine mit offenen Wicklungen bekannt, jedoch kann im Gegensatz zum Stand der Technik aufgrund der Phasenmodularität weithin die Phasenzwischenkreisspannung jedes Phasenkonverters unabhängig von den anderen Phasenkonvertern geführt werden, d.h. es wird im Hochsetz- sowie Tiefsetzbetrieb jeweils nur eine von den drei Brückenzweigen hochfrequent getaktet, wobei die anderen Brückenzweige jeweils abhängig von den Spannungsverhältnissen konstant durchgeschaltet werden.
[0035] Bezüglich derTaktungdes Brückenzweiges BCnach ist anzumerken, dass in Bereichen, in welchen einepositive Lastphasenspannungenuam* erzeugt werden muss, der untere Schalter T6des Brückenzweiges Bc durchgeschaltet wird und in Bereichen, in welchen einenegative Lastphasenspannungenuam* erzeugt werden muss, der obere Schalter T5des Brückenzweiges Bc durchgeschaltet wird, d.h. der Brückenzweig Bc wird nur mit der Ausgangsfrequenz, also grundfrequent, in Abhängigkeit der Polarität der Lastphasenspannung umgeschaltet (sieheFig.8). Um einen sinusförmigen Verlauf der Lastphasenspannung uam* zu erreichen, muss die mittlere Spannung am Schaltungspunkt B des Brückenzweiges BBgegenüber der Spannung am Schaltungspunkt C des Brückenzweiges BCebenfalls sinusförmig sein.
[0036] In Bereichen, in welchen einepositive Lastphasenspannungenuam* erzeugt wird und die zu erzeugende Phasenkonverterausgangsspannungunter der DC-Eingangsspannungliegt, wird der obere Schalter des eingangsseitigen Brückenzweiges BAdurchgeschaltet und nur der ausgangsseitige Brückenzweig BBhochfrequent getaktet und in Bereichen, in welchen ebenfalls einepositive Lastphasenspannungenuam* erzeugt wird und aber die zu erzeugende Phasenkonverterausgangsspannungüber der DC-Eingangsspannungliegt, wird dahingegen der obere Schalter des ausgangsseitigen Brückenzweiges BBdurchgeschaltet und nur der eingangsseitige Brückenzweig BAhochfrequent getaktet und somit in diesem Fall die Phasenkonverterzwischenkreisspannung uCAvariiert. In beiden Fällen wird jedoch der hochfrequent taktende Brückenzweig derart pulsbreitenmoduliert, sodass die Phasenkonverterausgangsspannung gegenüber dem auf das Referenzpotential n geklemmten Schaltungspunkt C einen sinusförmigen Verlauf aufweist.
[0037] In Bereichen, in welchen einenegative Lastphasenspannungenuam* erzeugt werden muss, wird der Schaltungspunkt C auf die Phasenkonverterzwischenkreisspannung uCAgeklemmt. Liegt die zu erzeugende Phasenkonverterausgangsspannungüber der negativen DC-Eingangsspannung, so wird der obere Schalter des eingangsseitigen Brückenzweiges BAdurchgeschaltet und nur der ausgangsseitige Brückenzweig BBhochfrequent getaktet und derart pulsbreitenmoduliert, sodass die Phasenkonverterausgangsspannung gegenüber dem auf die Phasenkonverterzwischenkreisspannung UCA geklemmten Schaltungspunkt C einen sinusförmigen Verlauf aufweist. Liegt jedoch die zu erzeugende Phasenkonverterausgangsspannungunter der negativen DC-Eingangsspannung, so wird dahingegen deruntereSchalter des ausgangsseitigen Brückenzweiges BBdurchgeschaltet und nur der eingangsseitige Brückenzweig BAhochfrequent getaktet, d.h. die Phasenkonverterzwischenkreisspannung uCAvariiert. In beiden Fällen wird jedoch der hochfrequent taktende Brückenzweig derart pulsbreitenmoduliert, sodass die Phasenkonverterausgangsspannung gegenüber dem auf die Phasenkonverterzwischenkreisspannung uCAgeklemmten Schaltungspunkt C einen sinusförmigen Verlauf aufweist.
[0038] Anzumerken ist, dass beimNulldurchgangder Lastphasenspannung uam*, d.h. dem Wechsel von einer positiven zu einer negativen oder umgekehrt einer positiven zu einer negativen Lastphasenspannung, auch der Schaltungspunkt C vom Referenzpotential n auf Phasenkonverterzwischenkreisspannung uCAoder umgekehrt von der Phasenkonverterzwischenkreisspannung uCAauf das Referenzpotential n umgeschaltet wird und somit entsprechend, um einen sinusförmigen Verlauf der Lastphasenspannung uamzu erreichen, auch die Phasenkonverterausgangsspannung mit dem Schaltungspunkt C vom Referenzpotential n auf Phasenkonverterzwischenkreisspannung UCA oder umgekehrt von der Phasenkonverterzwischenkreisspannung uCAauf das Referenzpotential n umgeschaltet werden muss, d.h. der Phasenausgangskondensator CBrasch umgeladen werden muss. Neben möglichen Verzerrungen im Verlauf der Lastphasenspannung, resultiert diese Umschaltung beider Brückenzweige am Ausgang in einer Gleichtaktauslenkung und somit zu Gleichtaktstörungen an der Maschine oder Last. Hinsichtlich derRealisierung derPhasenkonverterist deshalb anzumerken, dass neben der vorstehend beschriebenen Ausführung in Ausführungsformen • beide Brückenzweigausgänge, d.h. der Schaltungspunkt B des Brückenzweiges BBund der Schaltungspunkt C des Brückenzweiges Bc, gefiltert werden oder im einfachsten Fall garkein Ausgang gefiltertwird, d.h. die Last direkt zwischen die Schaltungspunkte B und C gehängt wird. • Des Weiteren, besteht die Möglichkeit, den grundfrequent taktenden Brückenzweig Bc um den Nulldurchgang der Lastphasenspannung uam, ebenfalls hochfrequent zu takten und anstelle einer direkten Umschaltung zwischen Referenzpotential n und Phasenkonverterzwischenkreisspannung uCAdie über eine Schaltperiode gemittelte Spannung am Schaltungspunkt Ckontinuierlich zu ändern. Der Verlauf der über eine Schaltperiode gemittelten Spannung am Schaltungspunkt B muss dabei derart verändert werden, dass weiterhin ein sinusförmiger Verlauf der Lastphasenspannung uamerreicht wird.
[0039] Anstelle der Erweiterung mit einem dritten Brückenzweig BC, kann die Schaltung nachFig.2auch mit zwei Brückenzweigen BDund BEerweitert werden, die beide als Vollbrücke zwischen den positiven und negativen Anschluss des Phasenausgangskondensators CBgeschaltet werden (sieheFig.9). Wiederum ausgehend von einer Drehstrommaschine mit offener Wicklung, werden nun - sofern kein weiteres Ausgangsfilter vorgesehen ist - die Anfänge und Enden jeder Maschinenphasenwicklung mit den Schaltungspunkten D und E der beiden zusätzlichen Brückenzweige BDund BEverbunden, d.h. der Schaltungspunkt D wird unter Voraussetzung eines fehlenden Ausgangsfilters auf die zugehörige Phasenausgangsklemme a, b oder c geführt und mit dem jeweiligen Anfang der Maschinenphasenwicklung verbunden und das Ende der entsprechenden Maschinenphasenwicklung mit dem Schaltungspunkt E des jeweiligen Phasenmoduls verbunden. Vorteilhaft kann nun wieder eine sinusförmige Ausgangsspannung mitdoppelterSpannungsamplitudeerzeugt werden, d.h. bezüglich dem Schaltungspunkt E könnenpositive und negativePhasenausgangsspannungen uaE, ubEund ucEerzeugt werden, ohne die Spannungsbelastung und somit die Schaltverluste der Brückenzweige zu erhöhen, d.h. es kann eine Maschine mit doppelter Motorspannung verwendet werden ohne den benötigten Modulationsgrad des Hoch- und Tiefsetzsteller zu verändern. Des Weiteren weist die Schaltung mit zwei zusätzlichen Brückenzweigen BDund BE(siehe Fig. 9)gegenüber der Schaltung mit einem zusätzlichen Brückenzweig BC(siehe Fig. 7) den Vorteil eines betragssinusförmigen Gleichtaktspannungsverlaufes auf, der einerseits di Umschaltung der Brückenzweige BDund BEund den Verlauf der Phasenausgangskondensatorspannung uCBvereinfacht und somit andererseits die Gleichtaktstöraussendung reduziert.
[0040] Hinsichtlich derTaktungder Brückenzweige BDund BEist anzumerken, dass in Bereichen, in welchen einepositive Lastphasenspannunguam* erzeugt werden muss, der obere Schalter T7des Brückenzweiges BDund der untere Schalter T10des Brückenzweiges BEdurchgeschaltet werden und in Bereichen, in welchen einenegative Lastphasenspannunguam* erzeugt werden muss, der untere Schalter T8des Brückenzweiges BDund der obere Schalter T9des Brückenzweiges BEdurchgeschaltet werden, d.h. die Brückenzweige BDund BEwiederum nur mit der Ausgangsfrequenz, also grundfrequent, in Abhängigkeit der Polarität der Lastphasenspannung umgeschaltet werden (sieheFig.10). Um einen sinusförmigen Verlauf der Lastphasenspannung uam* zu erreichen, wird Verlauf der Phasenausgangskondensatorspannung uCBbetragssinusförmig zur Lastphasenspannung uam*, uCB= |uam* |, geführt. Analog zur Taktung der Schaltung nachFig.2wird in Bereichen, in welchen die zu erzeugende Phasenausgangskondensatorspannung uCBunter der DC-Eingangsspannungliegt, der obere Schalter des eingangsseitigen Brückenzweiges BAdurchgeschaltet und nur der ausgangsseitige Brückenzweig BBhochfrequent getaktet und in Bereichen, die zu erzeugende Phasenausgangskondensatorspannung uCBüber der DC-Eingangsspannungliegt, der obere Schalter des ausgangsseitigen Brückenzweiges BBdurchgeschaltet und nur der eingangsseitige Brückenzweig BAhochfrequent getaktet. In jedem Zeitpunkt muss also aufgrund der Phasenmodularität nur ein Brückenzweig hochfrequent getaktet werden, was im Vergleich zum Stand der Technik zu reduzierten Schaltverlusten und somit höhere Effizienz führt.
[0041] Hinsichtlich derRealisierung der Phasenkonverterist zudem anzumerken, dass neben der vorstehend beschriebenen Ausführung in Ausführungsformen • beide Brückenzweigausgänge, d.h. der Schaltungspunkt D des Brückenzweiges BDund der Schaltungspunkt E des Brückenzweiges BE, auch gefiltert werden können. • Des Weiteren, besteht auch die Möglichkeit, die grundfrequent taktenden Brückenzweige BDund BEum den Nulldurchgang der Lastphasenspannung uam, ebenfalls hochfrequent zu takten, sodass der Verlauf der Phasenausgangskondensatorspannung uCBvom betragssinusförmigen Lastphasenspannungsverlauf abweichen kann und somit eine einfachere Regelung der Phasenausgangskondensatorspannung uCBerreicht werden kann. Insgesamt bleibt aber der Verlauf der Lastphasenspannung uamweiterhin sinusförmig.
[0042] Allgemein ist zu bemerken, dass alle Schaltungsvarianten auch als Dreiphasengleichrichter, d.h. mit umgekehrtem Leistungsfluss, verwendet werden können.

Claims (10)

1. Konverter zur Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem Gleichspannungsrespektive DC-System und einem Wechselspannungs- respektive AC-System, aufweisend gleichspannungsseitig eine positive DC-Eingangsspannungsschiene (1) und eine negative DC-Eingangsspannungsschiene (2) und wechselspannungsseitig mindestens zwei Ausgangsphasenanschlüsse (a, b, c), wobei der Konverter für jeden der Ausgangsphasenanschlüsse (a, b, c) jeweils einen Phasenkonverter aufweist, welcher an einer ersten Seite an die positive DC-Eingangsspannungsschiene (1) und die negative DC-Eingangsspannungsschiene (2) und an einer zweiten Seite an diesen Ausgangsphasenanschluss (a; b; c) angeschlossen ist und als Hochsetz-Tiefsetzsteller mit einem Spannungszwischenkreis ausgebildet ist, wobei der Konverter eine Regelung aufweist, welche dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters jeden der Phasenkonverter, in Abhängigkeit eines Verhältnisses einer DC-Eingangsspannung zu Momentanwerten von an den Ausgangsphasenanschlüssen (a, b, c) zu erzeugenden Ausgangsphasenspannungen, zeitweise entweder als reinen Tiefsetzsteller oder als reinen Hochsetzsteller zu betreiben.
2. Konverter gemäss Anspruch 1, wobei die Regelung dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters in jedem der Phasenkonverter eine Taktung von Schaltern des Phasenkonverters zeitweise auf einen eingangsseitigen Hochsetzstellerteil oder Brückenzweig oder auf einen ausgangsseitigen Tiefsetzstellerteil oder Brückenzweig des Phasenkonverters beschränken.
3. Konverter gemäss Anspruch 1 oder 2, wobei die Regelung dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters die Taktung aller Phasenkonverter derart vorzunehmen, dass für alle getakteten Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz vorliegt und eine Synchronisation der Taktung der Konverter einen in den Ausgangsphasenspannungen enthaltene Gegentaktspannungsanteil minimiert.
4. Konverter gemäss Anspruch 1 oder 2, wobei die Regelung dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters die Taktung aller Phasenkonverter derart vorzunehmen, dass für alle getakteten Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz vorliegt und eine Synchronisation der Taktung der Konverter einen in den Ausgangsphasenspannungen enthaltene Gleichtaktspannungsanteil zu minimiert.
5. Konverter gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Regelung dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters einen Offset zur Bildung von Ausgangsphasenspannungssollwerten aus Lastphasenspannungssollwerten vorzugeben, derart, dass jeweils in einem Zeitabschnitt für denjenigen Phasenkonverter, dessen zugeordneter Lastphasenspannungssollwert den höchsten negativen Wert aufweist, ein Ausgangsphasenspannungssollwert gleich Null resultiert, womit dieser Phasenkonverter nicht getaktet werden muss und sein Ausgangsphasenanschluss (a; b; c) an eine Referenzspannungsschiene (n) geklemmt verbleiben kann, und der Verlauf der Ausgangsphasenspannungssollwerte von nicht geklemmten Phasenkonvertern durch gegenüber dem geklemmten Ausgangsphasenanschluss zu erzeugende und durch Subtraktion von jeweils zwei Lastphasenspannungssollwerten in diesem Zeitabschnitt gebildete Sollwerte von Lastaussenleiterspannungen definiert ist, sodass insgesamt ein sinusförmiger Verlauf aller Lastaussenleiterspannungen vorliegt.
6. Konverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Regelung dazu ausgebildet ist, in einer Betriebsart des Konverters einen konstanten Offset der Ausgangsphasenspannungen so gross zu wählen, dass einerseits eine, durch zu erzeugende Lastphasenspannungen bedingte, Schwankung der Ausgangsphasenspannungen symmetrisch um ein Niveau der DC-Eingangsspannung zu liegen kommt, und andererseits eine zweifache maximale Amplitude von Lastphasenspannungen nicht überschritten wird, wobei dies durch Absenken des Offsets bei hohen Amplituden der Lastphasenspannungen erreicht wird.
7. Konverter gemäss Anspruch 6, wobei die Regelung dazu ausgebildet ist, zusätzlich zum konstanten Offset ein weiteres Offsetsignal, welches eine Amplitude hat, die mit dreifacher Ausgangsfrequenz variiert, zu addieren und damit den Ausgangsphasenspannungen eine dritte Harmonische zu überlagern.
8. Konverter gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Phasenkonverter jeweils als kaskadierte Hochsetz-Tiefsetzsteller ausgebildet sind.
9. Konverter gemäss Anspruch 8, in welchem die Phasenkonverter jeweils zwei, ausgangsseitig am selben Spannungszwischenkreis angeschlossene, Tiefsetzstelleraufweisen.
10. Konverter gemäss Anspruch 8, in welchem die Phasenkonverter jeweils zwei, an einem vom jeweiligen Tiefsetzstellergespeisten, Spannungszwischenkreis angeschlossene Brückenzweige mit separaten Schaltungspunkten (D, E) aufweisen.
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