CH715005A2 - Vorrichtung zur Umsetzung einer in weiten Grenzen variierenden Gleichspannung in eine Mehrphasenwechselspannung mit variabler Frequenz und Amplitude. - Google Patents

Vorrichtung zur Umsetzung einer in weiten Grenzen variierenden Gleichspannung in eine Mehrphasenwechselspannung mit variabler Frequenz und Amplitude. Download PDF

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Abstract

Ein erfindungsgemässer Konverter zur Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem Gleichspannungs-(DC)-System und einem Wechselspannungs-(AC)-System weist gleichspannungsseitig eine positive DC-Eingangsspannungsschiene (1) und eine negative DC-Eingangsspannungsschiene (2) und wechselspannungsseitig mindestens zwei Ausgangsphasenanschlüsse (a, b, c) auf. Dabei liegt für jeden der Ausgangsphasenanschlüsse (a, b, c) ein Phasenkonverter vor, welcher an einer ersten Seite an die positive DC-Eingangsspannungsschiene (1) und die negative DC-Eingangsspannungsschiene (2) und an einer zweiten Seite an diesen Ausgangsphasenanschluss (a; b; c) angeschlossen ist und als Hochsetz-Tiefsetzsteller mit einem Spannungszwischenkreis ausgebildet ist. Der Konverter weist eine Regelung auf, welche dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters jeden der Phasenkonverter in Abhängigkeit eines Verhältnisses einer DC-Eingangsspannung zu Momentanwerten von an den Ausgangsphasenanschlüssen (a, b, c) zu erzeugenden Ausgangsphasenspannungen, zeitweise entweder als reinen Tiefsetzsteller oder als reinen Hochsetzsteller, zu betreiben.

Description

Beschreibung [0001] In der Antriebstechnik besteht vielfach die Aufgabe ausgehend von einer Gleichspannungsquelle (Batteriespeicher oder Brennstoffzelle) eine Drehstrommaschine zu speisen, wobei die an die Maschine zu legende Dreiphasenspannung eine, durch eine übergeordnete Drehzahl- oder Positionsregelung, vorgegebene Amplitude und Frequenz aufzuweisen hat. Typisch zeigen dabei für stationären Betrieb sowohl Amplitude als auch Frequenz eine näherungsweise proportionale Abhängigkeit von der Maschinendrehzahl, d.h. sind in weiten Grenzen variabel. Weiters kann die speisende Gleichspannung abhängig vom Ladezustand der Batterie oder aufgrund eines Spannungsabfalls am inneren Widerstand der Batterie oder der Brennstoffzelle einen relativ weiten Variationsbereich aufweisen.
[0002] Gemäss dem Stand der Technik wird daher der Gleichspannungsquelle ein DC/DC-Hochsetzsteller nachgeordnet, welcher eine konstante DC-Ausgangsspannung (Zwischenkreisspannung) erzeugt, aus der eine nachfolgende Dreiphasenpulswechsel-richterstufe gespeist wird, welche pulsbreitenmodulierte Ausgangsspannungen erzeugt, welche gegebenenfalls durch ein nachfolgendes LC-Tiefpassfilter zu einem sinusförmigen Ausgangsspannungsverlauf geglättet werden {siehe Fig. 1). Das Niveau der Zwischenkreisspannung wird dabei prinzipbedingt in jedem Fall über dem Niveau der speisenden Gleichspannung liegend und darüber hinaus so gross gewählt, dass die Dreiphasenausgangsspannung mit der geforderten Amplitude erzeugt werden kann.
[0003] Ein Nachteil dieser Lösung besteht darin, dass sowohl der DC/DC-Hochsetzsteller als auch der Dreiphasenpulswechselrichter die gesamte Leistung umformen, d.h. zwischen Gleichspannungsquelle und Maschine eine zweistufige Leistungskonversion vorliegt, womit entsprechend hohe Leit- und Schaltverluste auftreten bzw. eine relativ geringe Effizienz der Energieumformung resultiert.
[0004] Es ist darauf hinzuweisen, dass die beschriebene Konverterstruktur auch bei Umkehrung der Energierichtung, also für Anwendungen, bei welchen ausgehend von einer Dreiphasennetzspannung eine in weiten Grenzen schwankende Gleichspannung erzeugt werden muss, wie dies z.B. bei der Batterieladung von Elektrofahrzeugen der Fall ist, Einsatz finden kann. Der DC/DC-Hochsetzsteller arbeitet dann aufgrund der umgekehrten Energierichtung von der Zwischenkreisspannung aus gesehen als DC/DC-Tiefsetzsteller und regelt den Leistungs- bzw. Stromfluss aus dem Zwischenkreis in die Batterie. Der Dreiphasen-AC/DC-Konverter wirkt in diesem Fall als aktiver Gleichrichter und stellt einen sinusförmigen Verlauf der aus dem Netz aufgenommenen Ströme und einen konstanten Wert der Zwischenkreisspannung sicher.
[0005] Aufgabe der Erfindung ist es daher eine Vorrichtung mit einem zugehöriges Modulations-und Regelverfahren zu schaffen, welche bei überlappendem Eingangs- und Ausgangsspannungsbereich die seitens einer Gleichspannungsquelle angebotene Leistung in eine Dreiphasenwechselspannung mit vorgebbarer Frequenz und Amplitude umformt, jedoch mit geringeren Leit- und Schaltverlusten bzw. mit erhöhter Effizienz der Energieumformung.
[0006] Diese Aufgabe löst ein Konverter zur Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem DC und einem ACSystem gemäss den Patentansprüchen. Darin geschieht eine hochfrequente Taktung zur Umformung nur in einer Stufe.
[0007] Der Konverter zur leistungselektronische Energieumformung ist phasenmodular zu konzipieren und jedes Phasenmodul zweistufig, d.h. mit einem eingangsseitigen DC/DC-Hochsetzsteller (Phasenhochsetzsteller) und einem ausgangsseitigen DC/DC-Tiefsetzsteller (Phasentiefsetzsteller) auszuführen. Durch den Phasenhochsetzsteller wird dann ausgehend von der Eingangsgleichspannung eine, durch einen Phasenzwischenkreiskondensator, dessen negative Klemme mit der negativen Eingangsspannungsklemme verbunden ist, gestützte Phasenzwischenkreisspannung erzeugt. Aus dieser Phasenzwischenkreisspannung wird durch den Phasentiefsetzsteller eine, wieder auf die negative Eingangsgleichspannungsschiene bezogene, an die zugehörige Phasenklemme der Drehstrommaschine gelegte Phasenklemmenspannung erzeugt. Da aufgrund des typischerweise isolierten bzw. freien Sternpunktes der gespeisten Drehstrommaschine nur die Differenzen der Phasenklemmenspannungen bzw. nur die nullgrössen- bzw. gleichtaktfreien Anteile, d.h. nur die Gegentaktanteile der Phasenklemmenspannungen (Maschinenphasenspannungen) den Maschinenphasenstromverlauf bestimmen, kann so trotz Unipolarität bzw. Gleichspannungsnatur der Phasenklemmenspannungen ein sinusförmiger Verlauf der Maschinenphasenströme eingeprägt werden. Alternativ kann auch die positive Eingangsspannungsschiene als Bezugspotential für die Phasenzwischenkreisspannung und die Phasenklemmenspannung herangezogen werden, wobei dann die positive Klemme des Phasenzwischenkreiskondensators mit der positiven Eingangsspannungsschiene verbunden ist.
[0008] Zwar weist die vorgehend beschriebene Schaltung in jeder Phase zwei Konversionsstufen, d.h. eine Hochsetz-Tiefsetzsteller-Struktur, auf, allerdings kann im Unterscheid zum konventionellen System durch die Auftrennung in Phasenmodule jede Phasenzwischenkreisspannung jeweils unabhängig von den anderen Phasenzwischenkreisspannungen und abhängig von der zu erzeugenden Phasenklemmenspannung gewählt werden, d.h. das Zwischenkreisspannungsniveau ist nicht für alle Phasen gleich und auch nicht durch die Phase mit höchstem Spannungsbedarf bestimmt. Vorteilhaft wird nun die jeweilige Phasenzwischenkreisspannung derart geführt, dass stets nur eine der beiden Stufen, d.h. entweder nur der Phasenhochsetzsteller oder nur der Phasentiefsetzsteller, getaktet wird und die jeweils andere Stufe währenddessen durchgeschaltet bleibt, d.h. es treten also nur für eine der beiden Schaltstufen eines Phasenmoduls Schaltverluste auf bzw. liegt in diesem Sinn eine einstufige hochfrequente Spannungsumsetzung vor. Die Schaltverluste der Phasenmodule weisen damit vorteilhaft einen im Idealfall minimalen, d.h. einen tieferen Wert als für eine Realisierung gemäss dem Stand der Technik auf.
CH 715 005 A2 [0009] Der Konverter weist also eine Regelung auf, welche dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters jeden der Phasenkonverter, in Abhängigkeit eines Verhältnisses einer DC-Eingangsspannung zu Momentanwerten von an den Ausgangsphasenanschlüssen zu erzeugenden Ausgangsphasenspannungen, zeitweise entweder als reinen Tiefsetzsteller oder als reinen Hochsetzsteller zu betreiben. Es sind also die Phasenkonverter als mehrschleifig geregelte Hochtiefsetz-DC/DC-Konverter ausgeführt, wobei die Vorgabe der Sollwerte der Phasenkonverterausgangsspannungen derart erfolgt, dass einerseits ein minimaler Maximalwert der Ausgangsspannungen erforderlich ist und andererseits eine minimale Schwankung der Ströme in den Induktivitäten der Phasenkonverter resultiert. Damit können bei gegebener Schaltfrequenz kleine Induktivitätswerte für die Realisierung des Konverters und bei gegebenen Induktivitätswerten kleine Schaltfrequenzen gewählt werden, bzw. geringe Schaltverluste auftreten.
[0010] In Ausführungsformen ist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters in jedem der Phasenkonverter eine Taktung von Schaltern des Phasenkonverters zeitweise auf einen eingangsseitigen Hochsetzstellerteil oder Brückenzweig oder auf einen ausgangsseitigen Tiefsetzstellerteil oder Brückenzweig des Phasenkonverters zu beschränken.
[0011] In Ausführungsformen ist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters die Taktung aller Phasenkonverter derart vorzunehmen, dass für alle Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz vorliegt und eine Synchronisation der Taktung der Konverter einen in den Ausgangsphasenspannungen enthaltenen Gegentaktspannungsanteil minimiert.
[0012] In Ausführungsformen ist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters die Taktung aller Phasenkonverter derart vorzunehmen, dass für alle Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz vorliegt und eine Synchronisation der Taktung der Konverter einen in den Ausgangsphasenspannungen enthaltenen Gleichtaktspannungsanteil minimiert.
[0013] In Ausführungsformen ist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters einen Offset zur Bildung von Ausgangsphasenspannungssollwerten aus Lastphasenspannungssollwerten vorzugeben, derart, dass jeweils in einem Zeitabschnitt für denjenigen Phasenkonverter, dessen zugeordneter Lastphasenspannungssollwert den höchsten negativen Wert aufweist, ein Ausgangsphasenspannungssollwert gleich Null resultiert, womit dieser Phasenkonverter nicht getaktet werden muss und sein Ausgangsphasenanschluss an eine Referenzspannungsschiene geklemmt verbleiben kann, und der Verlauf der Ausgangsphasenspannungssollwerte von nicht geklemmten Phasenkonvertern durch gegenüber dem geklemmten Ausgangsphasenanschluss zu erzeugende und durch Subtraktion von jeweils zwei Lastphasenspannungssollwerten in diesem Zeitabschnitt gebildete Sollwerte von Lastaussenleiterspannungen definiert ist, sodass insgesamt wieder ein sinusförmiger Verlauf aller Lastaussenleiterspannungen vorliegt.
[0014] In Ausführungsformen sind die Phasenkonverter jeweils als kaskadierte Auf-Abwärtswandler (Boost-Buck-Converter) ausgebildet.
[0015] In Ausführungsformen ist die Regelung dazu ausgebildet, im Betrieb des Konverters bei relativ kleinen Amplituden der Ausgangsphasenspannungen einen konstanten Offset der Ausgangsphasenspannungen so gross zu wählen, dass einerseits eine, durch zu erzeugende Lastphasenspannungen bedingte Schwankung der Ausgangsphasenspannungen symmetrisch um ein Niveau der DC-Eingangsspannung zu liegen kommt, und andererseits eine zweifache maximale Amplitude von Lastphasenspannungen nicht überschritten wird, wobei dies durch Absenken des Offsets bei hohen Amplituden der Lastphasenspannungen erreicht wird.
[0016] In Ausführungsformen sind eines oder mehrere der folgenden Merkmale realisiert:
- Die Regelung ist dazu ausgebildet, ein Offsetsignal zu addieren, welches einen Wert hat, der mit dreifacher Ausgangsfrequenz variiert, d.h. einen Offset mit einer 3. Harmonischen, mit einer Amplitude und Phasenlage derart, dass eine grössere Ausgangsspannungsamplitude erreicht werden kann.
- Es ist kein Ausgangsfilter vorgesehen, d.h. der Schaltpunkt/die Schaltpunkte sind direkt mit den Motorklemmen verbunden.
- Ein dritter Brückenzweig ist am Phasenzwischenkreiskondensator angeordnet und somit ist eine doppelte Ausgangsspannungsamplitude ohne Erhöhung der Zwischenkreisspannung und Sperrspannungsfähigkeit der Halbleiter ermöglicht.
- Ein dritter und vierter Brückenzweig sind am Phasenausgangskondensator angeordnet und somit ist eine doppelte Ausgangsspannungsamplitude ohne Erhöhung der Zwischenkreisspannung und Sperrspannungsfähigkeit der Halbleiter ermöglicht, und zusätzlich wird eine betragssinusförmige Gleichtaktspannung am Ausgang erzeugt, welche ein besseres EMV-Verhalten aufweist.
[0017] Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch:
[0018] Fig. 1: Ein Konvertersystem gemäss dem Stand der Technik, welches eingangsseitig eine DC/DC-Hochsetzstellerstufe aufweist und damit eine auf die negative Eingangsspannungsschiene bezogene, durch einen Zwischenkreiskondensator gestützte Zwischenkreisspannung bildet, aus der eine nachfolgende Dreiphasenpulswechselrichterstufe gespeist wird, wobei weiters ein Ausgangstiefpassfilter zur Glättung der pulsbreitenmodulierten Ausgangsspannungen der Pulswechselrichterstufe vorgesehen ist, womit die Maschinenklemmenspannungen einen näherungsweise sinusförmigen Verlauf zeigen.
CH 715 005 A2 [0019] Fig. 2: Schaltungsstruktur eines phasenmodularen DC/AC-Konverters mit Hoch-Tiefsetzstellerfunktion. Die an den Phasenausgängen erzeugten tiefpassgefilterten Spannungen sind auf die negative Eingangsspannungsschiene 2 bezogen. Die Anordnung setzt einen isolierten Maschinensternpunkt voraus.
[0020] Fig. 3: Zeitverlauf der bei Speisung einer Drehstrommaschine zu erzeugenden Phasenkonverterausgangsspannungen für (Fig. 3.1) zeitlich konstante Offsetverschiebung uOff des eigentlich zu erzeugenden Lastphasenspannungssystems in Höhe der Amplitude der Lastphasenspannung; (Fig. 3.2) bei konstanter Offsetverschiebung und zusätzlicher Überlagerung eines Wechselanteils des Offsetsignals mit dreifacher Ausgangsfrequenz und einer Phasenlage derart, dass der Maximalwert der Phasenkonverterausgangsspannungen minimiert wird; (Fig. 3.3) bei Offsetverschiebung des zu erzeugenden Lastphasenspannungssystems derart, dass für einen Phasenkonverterausgang über ein Drittel der Ausgangsperiode ein Sollwert gleich Null vorliegt, und dieser Konverter daher im Klemmzustand verbleiben kann, also nicht getaktet wird.
[0021] Fig. 4: Zeitverlauf der Sollwerte der Phasenkonverterausgangsspannungen uan, ubn und ucn für die Konverterschaltungen nach Fig. 2, welche bei gegenüber der DC-Eingangsspannung Uin kleiner Amplitude UMpk der Sollwerte der Lastphasenspannungen Einsatz finden kann, um eine Minimierung der schaltfrequenten Schwankung des Stromes in den Phasenkonverterinduktivitäten LAund LB zu erreichen.
[0022] Fig. 5: Vorrichtung zur Regelung der Ausgangsspannungen der Phasenkonverter um einen vorgegebenen Verlauf Uam* der Lastphasenspannungen uam einzustellen, wie dies für USV Systeme oder bei der Speisung drehzahlvariabler Drehstrommaschinen benötigt wird. Die Regelung weist für jede Phase gleiche Struktur und ist aus Gründen der Übersichtlichkeit nur für eine Phase dargestellt.
[0023] Fig. 6: Modifikation eines Teiles der Regelvorrichtungen nach Fig. 5, d. h. die Vorrichtung zur Regelung der Ausgangsspannungen wird um einen Zwischenkreisspannungs- und Eingangsstromregler erweitert um eine höhere Regeldynamik zu erreichen und allfällige Schwingungen im System aktiv zu dämpfen.
[0024] Fig. 7: Alternative Ausführungen des Leistungsteiles bei Einsatz einer Drehstrommaschine mit offener Wicklung, d.h. bei Zugänglichkeit der Anfänge und Enden jeder Maschinenphasenwicklung, wobei die Schaltung eines Phasenmoduls nach Fig. 2 um einen dritten Brückenzweig Bc mit Schaltpunkt C, parallel zu den beiden Brückenzweigen BA und Bb, erweitert wird.
[0025] Fig. 8: (a) Zeitverlauf der Phasenkonverterausgangsspannungen uaC, ubc und ucC für die Konverterschaltungen nach Fig.7, (b) der Spannung am Schaltpunkt C des Brückenzweigs Bc sowie der Phasenzwischenkreiskondensatorspannung uCA, (c) der beiden Tastverhältnisse dA und de, sowie (d) die Schaltzustände der einzelnen Brückenzweige über eine Ausgangsperiode, wobei die schraffierte Fläche das hochfrequente Schalten des entsprechenden Brückenzweiges darstellt.
[0026] Fig. 9: Alternative Ausführungen des Leistungsteiles bei Einsatz einer Drehstrommaschine mit offener Wicklung, d.h. bei Zugänglichkeit der Anfänge und Enden jeder Maschinenphasenwicklung, wobei die Schaltung eines Phasenmoduls nach Fig. 2 um einen dritten und vierten Brückenzweig BD und BE mit den Schaltpunkten D und E erweitert wird.
[0027] Fig. 10: (a) Zeitverlauf der Phasenkonverterausgangsspannungen uaE, ubE und uce für die Konverterschaltungen nach Fig.9, (b) der Spannung an den Schaltpunkten D und E sowie der Phasenzwischenkreiskondensatorspannung uCA, (c) der beiden Tastverhältnisse dA und dB sowie (d) die Schaltzustände der einzelnen Brückenzweige über eine Ausgangsperiode, wobei die schraffierte Fläche das hochfrequente Schalten des entsprechenden Brückenzweiges darstellt.
[0028] Nach Fig. 2 weist jeder Phasenkonverter des Systems eingangsseitig eine erste Induktivität LA auf, deren erster Anschluss mit der positiven DC-Eingangsspannungsschiene 1 verbunden ist und deren zweiter Anschluss auf den Schaltpunkt A eines ersten Brückenzweiges BA, d.h. auf den gemeinsamen Verbindungspunkt des unteren Emitter- oder Sourceanschlusses eines oberen Schalters ΤΊ und des oberen Kollektor- oder Drainanschlusses eines unteren Schalters T2, geführt wird. Des Weiteren sind die äusseren Anschlüsse des ersten Brückenzweiges Sa mit einem Phasenzwischenkreiskondensator CA verbunden, d.h. der Kollektor- oder Drainanschluss des oberen Schalters ΤΊ wird auf die positive Klemme des Phasenzwischenkreiskondensators CA und der Emitter- oder Sourceanschluss des unteren Schalters T2 auf die negative Klemme des Phasenzwischenkreiskondensators geführt, welche wiederum mit der negativen DC-Eingangsspannungsschiene 2 verbunden ist. Der Phasenzwischenkreiskondensator CA stützt somit die erzeugte Phasenzwischenkreis-spannung uCA gegen die negative Eingangsspannungsschiene 2 ab. Ein Brückenzweig wird allgemein mit Leistungstransistoren realisiert, wobei zu beiden Transistoren eine Freilaufdiode antiparallel geschaltet ist. Ebenfalls ist ein zweiter Brückenzweig Bb mit einem oberen Schalter T3 und einem unteren Schalter T4, parallel zum ersten Brückenzweig BA, zwischen die positive und negative Klemme des Phasenzwischenkreiskondensators CA geschaltet, dessen Schaltpunkt B mit einem ersten Anschluss einer zweiten Induktivität LB verbunden ist und deren zweiter Anschluss auf die positive Klemme eines zur Glättung der Ausgangsspannung uCb notwendigen Phasenausgangskondensators CB geführt wird, an dem auch die zugeordnete Ausgangsphasenklemme a, b oder c abzweigt. Die negative Klemme eines Phasenausgangskondensators CB ist mit der negativen Eingangsspannungsschiene 2, d.h. der Referenzspannungsschiene n, verbunden und stützt somit die erzeugte Phasenklemmenspannung uan, ubn oder ucn ab. Jeder Phasenkonverter weist also gegenüber der gemeinsamen Referenzspannungsschiene n die Struktur eines Hochtiefsetzsteller-DC/DC-Konverters auf des
CH 715 005 A2 sen Phasenzwischenkreisspannung Uca in Abhängigkeit des Verhältnisses von Eingangsspannung U-m und zugeordneter Phasenausgangsspannung uan, ubn oder ucn, aber unabhängig von den anderen Phasen, geführt werden kann.
[0029] Eine Dreiphasenlast wird mit ihren Phasenklemmen an die Ausgangsphasenklemmen a, b und c der drei Phasenkonverter geschaltet und weist einen freien Sternpunkt m auf, sodass nur die verketteten Phasenkonverterausgangsspannungen (Lastaussenleiterspannungen), definiert als Differenz von jeweils zwei Phasenkonverterausgangsspannungen bzw. die von einer Lastphasenklemme gegen einen Laststernpunkt gemessenen Lastphasenspannung uam, Ubm und ucm die Bildung der Lastphasenströme bestimmen.
[0030] Die Phasenkonverterausgangsspannungen uan, ubn und ucn werden beispielsweise derart erzeugt, dass die Sollwerte der typischerweise mit Ausgangsfrequenz sinusförmig verlaufenden und ein symmetrisches Dreiphasensystem bildenden Lastphasenspannungen uam, ubm und ucm mittels eines im einfachsten Fall zeitlich konstanten Offsets uoh derart zu positiven Werten verschoben werden, dass jede Phasenausgangsspannung einen unipolaren Verlauf, d.h. nur positive Werte bzw. minimal den Wert Null zeigt (siehe Fig. 3.1). Wie oben erwähnt, wird dieser Offset in den Lastaussenleiterspannungen nicht wirksam und bleibt damit ohne Einfluss auf die Strombildung der Last. In Ausführungsformen kann zu diesem konstanten Offset ein weiterer Offset mit dreifacher Ausgangsfrequenz und einer Amplitude und Phase derart addiert werden, dass die Unipolarität der Ausgangsphasenspannungen mit einem Minimalwert des konstanten Offsets sichergestellt ist, womit die Spannungsbelastung der Transistoren beider Brückenzweige BÄ und Bb der Phasenkonverter bei definierter zu erzeugender Lastphasenspannungsamplitude minimiert werden kann (siehe Fig. 3.2).
[0031] Bezüglich der Taktung der ein- und ausgangsseitigen Brückenzweige BA und Bb, der Phasenkonverter ist anzumerken, dass in Bereichen, in welchen eine über der DC-Eingangsspannung liegende Phasenkonverterausgangsspannung erzeugt werden muss, der obere Schalter respektive Leistungstransistor T3 des ausgangsseitigen Brückenzweiges Bb eines Phasenkonverters durchgeschaltet verbleiben kann, und nur der eingangsseitige Brückenzweig BÄ getaktet wird. Die Spannungsübersetzung des Konverters entspricht dann für Leistungsfluss von der DC-Eingangsspannung zur Phasenkonverterausgangsspannung jener eines Hochsetzstellers, wobei die eingangsseitige Phasenkonverterinduktivität LA als Hochsetzstellerinduktivität, der untere Leistungstransistor T2 des eingangsseitigen Brückenzweiges BA als Hochsetzstellertransistor und die antiparallele Diode des oberen Leistungstransistors T-, als Hochsetzstellerfreilaufdiode wirkt, wobei in Ausführungsformen stets auch der obere Leistungstransistor T-, durchgeschaltet wird, d.h. die Leistungstransistoren des eingangsseitigen Brückenzweiges Sa im Gegentakt betrieben werden. Da zu allen Leistungstransistoren antiparallele Dioden angeordnet sind, kann dann auch ein Leistungsfluss von der Phasenkonverterausgangsspannung in die DC-Eingangsspannung erfolgen, wobei die Funktion des Phasenkonverters in diesem Fall der eines zwischen Phasenkonverterausgangsspannung und DC-Eingangsspannung liegenden Tiefsetzstellers entspricht.
[0032] In Bereichen, in welchen eine unterhalb der DC-Eingangsspannung liegende Phasenkonverterausgangsspannung erzeugt werden muss, verbleibt in Ausführungsformen der obere Leistungstransistor ΤΊ des eingangsseitigen Brückenzweiges Ba des Phasenkonverters durchgeschaltet, und die Taktung wird auf den ausgangsseitigen Brückenzweig Bb beschränkt. Die Spannungsübersetzung des Konverters entspricht dann für Leistungsfluss von der DC-Eingangsspannung zur Phasenkonverterausgangsspannung jener eines Tiefsetzstellers, wobei die ausgangsseitige Phasenkonverterinduktivität U als Tiefsetzstellerinduktivität, der obere Leistungstransistor T3 des ausgangsseitigen Brückenzweiges Bb als Tiefsetzstellertransistor und die zum unteren Leistungstransistor T4 antiparallel liegende Diode als Tiefsetzstellerfreilaufdiode wirkt, wobei in Ausführungsformen stets auch der untere Leistungstransistor Ta durchgeschaltet, d.h. die Leistungstransistoren des ausgangsseitigen Brückenzweiges Bb im Gegentakt betrieben werden. Da zu allen Leistungstransistoren antiparallele Dioden angeordnet sind, kann dann auch ein Leistungsfluss von der Phasenkonverterausgangsspannung in die DC-Eingangsspannung erfolgen, wobei die Funktion des Phasenkonverters in diesem Fall der eines zwischen Phasenkonverterausgangsspannung und DC-Eingangsspannung liegenden Hochsetzstellers entspricht.
[0033] Hinsichtlich der Taktung aller Phasenkonverter sei darauf hingewiesen, dass in Ausführungsformen für alle Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz gewählt werden und eine Synchronisation der Taktung der Konverter derart erfolgen kann, dass der in den Phasenkonverterausgangsspannungen enthaltene Gegentaktspannungsanteil, welcher zu schaltfrequenten Strömen und damit ggf. zu Hochfrequenzverlusten in der angeschlossenen Dreiphasenlast führt, minimiert wird, d.h. schaltfrequente Änderungen der Phasenkonverterausgangsspannungen vor allem als Gleichtaktkomponenten gebildet werden, welche für alle Phasenausgänge eine gleichartige Spannungsverschiebung gegenüber der Referenzspannungsschiene bewirken.
[0034] Für Verbraucher, welche insbesondere gegenüber hochfrequenten Gleichtaktverschiebungen sensitiv sind, kann andererseits eine Synchronisierung der auch in diesem Fall mit gleicher Taktfrequenz arbeitenden Phasenkonverter derart vorgenommen werden, dass die schaltfrequenten Gleichtaktspannungsanteile minimiert werden, wobei dann allerdings eine höhere Gegentaktkomponente der Phasenkonverterausgangspannungen in Kauf zu nehmen ist.
[0035] Ein zu Fig. 3.1 und Fig. 3.2 alternativer Verlauf des Offsets ist derart definiert, dass für denjenigen Phasenkonverter, dessen zugeordnete Lastphasenspannung den höchsten negativen Wert aufweist, ein Ausgangsphasenspannungssollwert gleich Null resultiert (siehe Fig. 3.3), womit dieser Phasenkonverter nicht getaktet werden muss, bzw. die zugehörige Ausgangsphasenklemme an die Referenzspannungsschiene geklemmt verbleiben kann, was für die oben beschriebene Phasenkonvertertopologie (siehe Fig. 2) einfach durch Durchschalten des unteren Leistungstransistors T4 des ausgangsseitigen Brückenzweiges Bb erreicht werden kann. Der Verlauf der Ausgangsspannungssollwerte der beiden anderen
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Phasenkonverter wird dann direkt durch die gegenüber der geklemmten Phase zu erzeugenden und durch Subtraktion von jeweils zwei Lastphasenspannungssollwerten zu bildenden Ausschnitte der Sollwerte der Lastaussenleiterspannungen definiert, sodass insgesamt wieder ein sinusförmiger Verlauf aller drei Lastaussenleiterspannungen erreicht wird. Da die Klemmung zyklisch zwischen in einer Phase nach der anderen stattfindet, bleibt jede Phase bei Erzeugung eines sinusförmigen symmetrischen Lastphasenspannungssystems für ein Drittel der Lastphasenspannungsperiode geklemmt und somit ohne Schaltverluste, womit eine Erhöhung der Effizienz der Energieübertragung erreicht wird.
[0036] Für Einsatz des Systems zur Speisung einer an den Ausgangsphasenklemmen liegenden Drehstrommaschine (Last) sind abhängig von der Drehzahl der Maschine verschiedene Amplituden der Lastphasenspannung bzw. verschiedene Amplituden der zugeordneten Phasenkonverterausgangsspannungen zu erzeugen, wobei typischerweise bei höchster Drehzahl die höchsten Amplitudenwerte auftreten, für welche die Leistungshalbleiter beider Brückenzweige auszulegen sind.
[0037] Vorteilhaft kann nun bei tiefen Drehzahlen bzw. relativ kleinen Amplituden der Phasenkonverterausgangsspannungen, der konstante Offset so gross gewählt werden, dass einerseits die, durch die zu erzeugenden Lastphasenspannungen bedingte Schwankung der Phasenkonverterausgangsspannungen symmetrisch um das Niveau der DC-Eingangsspannung zu liegen kommt und andererseits die der maximalen Drehzahl zugeordnete zweifache maximale Amplitude der Lastphasenspannung nicht überschritten wird, wobei dies durch entsprechendes Absenken des Offsets bei hohen Amplituden der Lastphasenspannungen erreicht wird. Wie in Fig. 4 gezeigt, weisen die Sollwerte der Phasenkonverterausgangspannungen dann typischerweise Minimalwerte deutlich grösser als Null auf und die Ströme in den Phasenkonverterinduktivitäten zeigen einen relativ geringen Rippel, da dann der ein- und der ausgangsseitige Brückenzweig abwechselnd mit Tastverhältnissen nahe Eins arbeiten (d.h. die jeweils oberen Leistungstransistoren nahezu beständig durchgeschaltet sind) was bekanntermassen in einer geringen schaltfrequenten Schwankung des Stromes in den Phasenkonverterinduktivitäten resultiert, was wiederum in niedrigen Hochfrequenzverlusten Ausdruck findet. Auch unter Berücksichtigung der dann aufgrund der höheren geschalteten Phasenkonverterausgangsspannung höheren Schaltverluste in beiden Brückenzweigen, kann die Effizienz der Energieübertragung verbessert werden.
[0038] Hinsichtlich der Realisierung der Phasenkonverter ist anzumerken, dass neben der vorstehend beschriebenen Ausführung eine Reihe vorteilhafter Modifikationen bestehen:
• So kann in Ausführungsformen der ein- und/oder ausgangsseitige Brückenzweig vorteilhaft in Multilevelstruktur, also z.B. als Flying Capacitor Multilevelbrückenzweig ausgeführt werden, womit für die Einstellung der Spannungsübersetzung zwischen DC-Eingangsspannung und Phasenkonverterausgangsspannung eine höhere Zahl von Spannungsniveaus zur Verfügung steht, womit ein geringerer schaltfrequenter Rippel der Ströme in den Phaseninduktivitäten auftritt.
• Weiters können in Ausführungsformen die Phasenkonverter durch mehrere parallele, phasenversetzt getaktete Systeme realisiert werden, womit der in die Ausgangskapazität gespeiste und der aus der DC-Eingangsspannung bezogene Strom verglichen mit einem Einzelsystem vorteilhaft eine höhere effektive Frequenz und eine kleinere Schwankung aufweist.
• Analog zum System nach dem Stand der Technik, kann im einfachsten Fall das LC-Ausgangsfilter des Phasenkonverters, bestehend aus der ausgangsseitigen Phasenkonverterinduktivität LB und dem Phasenausgangskondensator CB, entfallen, d.h. der Schaltpunkt B des zweiten Brückenzweiges 6b bildet direkt den Phasenausgang a, b oder c und somit wird das dreiphasig pulsbreitenmodulierte Spannungssystem direkt an die Motorklemmen gelegt.
[0039] Eine mögliche Ausführungsform einer kaskadierten Regelung des phasenmodularen Konvertersystems ist in Fig. 5 gezeigt. Die Regelschaltung ist für jede Phase gleichartig und im der Sinne der Übersichtlichkeit nur für eine Phase gezeigt. Spannungen werden, wie eingetragen, gegenüber der Referenzspannungsschiene n bzw. der negativen DC-Eingangsspannungsschiene 2 gemessen.
[0040] Der Sollwert einer Phasenkonverterausgangsspannung uan* wird durch Addition des typischerweise sinusförmig verlaufenden Sollwertes uam* der zugehörigen Lastphasenspannung uam einer gespeisten Dreiphasenlast (z.B. einer elektrischen Maschine M) und des für alle Phasen gleichen Sollwert uoh* des Offsets uotf gebildet, welcher typischerweise durch Addition eines über die Ausgangsperiode konstanten Anteils uOff,Dc* und eines mit dreifacher Ausgangsfrequenz schwankenden Anteils uOff,Ac* erzeugt wird. Vorteilhaft wird der Zeitverlauf von uOff* derart gewählt, dass uan* für ein vorgegebenes zu erzeugendes Lastphasenspannungssystems uam* auf möglichst tiefe Werte beschränkt bleibt, wodurch auch die Sperrspannungsbeanspruchung und die Schaltverluste in beiden Brückenzweigen der Phasenkonverter minimiert werden. Dies schliesst eine Vorgabe von uoh* derart ein, dass jeweils ein Phasenkonverter über ein Drittel der Ausgangsperiode im geklemmten Zustand vorbleibt, d.h. uan* entsprechend breite Intervalle mit uan* = 0 aufweist. Der Phasenkonverterausgangsspannungssollwert uan* wird mit dem gemessenen Istwert uan der Phasenkonverterausgangsspannung verglichen und die Regelabweichung Auan* einem Phasenkonverterausgangsspannungsregler Ruan zugeführt, an dessen Ausgangs der zur Korrektur von Auan* erforderliche Ausgangskondensatorsstromsollwert iCB* gebildet wird, welcher durch eine Vor
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Steuerung des gemessenen zugehörigen Lastphasenstromes ia, den Referenzstrom ILb* in der ausgangsseitigen Phasenkonverterinduktivität Lb bestimmt. Durch Vergleich von ILb* mit dem gemessenen Istwert ILb wird anschliessend die Regelabweichung AiLB des Stromes in LB gebildet und einem Phaseninduktivitätsstromregler RiLB zugeführt, welcher an seinem Ausgang die zur Korrektur der Regelabweichung AiLB erforderliche Sollwert uLb * der an LB zu legenden Spannung bildet. Durch Addition des Phasenkonverterausgangsspannungssollwerts uan*zum Reglerausgangssollwert uLb * ergibt sich die über eine Schaltperiode im Mittel am Schaltpunkt B anzulegende Spannung uB*. Liegt dieser Spannungssollwert dB dB* unterhalb der Eingangsspannung U,n, so wird im Sinne einer Tiefsetzstellerfunktion das Tastverhältnis dB, d.h. die relative Einschaltdauer des oberen Transistors T3 von Bb, mittels Division des Spannungssollwerts uB* durch den Istwert der DC-Eingangsspannung Uin berechnet, d.h. dB < 1 und somit wird der ausgangsseitige Brückenzweig Bb entsprechend der Pulsbreitenmodulation hochfrequent getaktet. Das Tastverhältnis dA, d.h. die relative Einschaltdauer des oberen Transistors T-ι von Ba, wird gerade umgekehrt mittels Division des Istwerts der DC-Eingangsspannung Uin durch den Spannungssollwert uB* berechnet, wobei zuvor jedoch der Spannungssollwert uB*.auf einen minimalen Wert gleich dem Istwert der DC-Eingangsspannung U,n begrenzt wird und in diesem Fall mit uB*< U,n zu einem Tastverhältnis dA = 1 führt, d.h. einem konstanten Durchschalten des oberen Transistors ΤΊ des eingangsseitigen Brückenzweiges 6a entspricht, wodurch die Phasenzwischenkreisspannung uCA auf die Eingangsspannung Uin geklemmt wird.
[0041] Liegt dieser Spannungssollwert uB* oberhalb der Eingangsspannung U,n, so wird im Sinne einer Hochsetzstellerfunktion das Tastverhältnis dA < 1, d.h. der eingangsseitige Brückenzweig BA wird hochfrequent getaktet. Das Tastverhältnis dB wird jedoch aufgrund der Begrenzung des Spannungssollwerts uB* auf einen maximalen Wert gleich dem Istwert der DC-Eingangsspannung Uin in diesem Fall gleich Eins, d.h. der obere Transistor T3 des ausgangsseitigen Brückenzweiges Ba ist konstant durchgeschaltet und die Phasenzwischenkreisspannung uCA wird entsprechend dem Spannungssollwert uB* geführt, der abgesehen vom Induktivitätsspannungsabfall uLßder Phasenkonverterausgangsspannung uan* entspricht. Die Begrenzung des Spannungssollwerts Ub* oberhalb U,n für die Berechnung von dA und unterhalb U,n für die Berechnung von dß, d.h. die Begrenzung der Tastverhältnisse dA und dß auf Werte zwischen Null und Eins, schliesst somit ein zeitgleiches hochfrequentes Schalten beider Brückenzweige aus, was sich im Vergleich zum Stand der Technik in einer höheren Effizienz kennzeichnet.
[0042] Anzumerken ist, dass bei der genannten Ausführungsform der Regelung die Spannung am Phasenzwischenkreiskondensator und der Strom in der eingangsseitigen Induktivität nicht geregelt werden und somit sich die Regelstruktur durch deren Einfachheit und geringen Zahl an Messgrössen auszeichnet. In Anwendungen mit hohen Anforderungen an die Regeldynamik sowie die Möglichkeit allfällig auftretende Schwingungen im eingangsseitigen Induktivitätsstrom oder der Phasenzwischenkreisspannung aktiv zu dämpfen, kann die genannte Regelstruktur durch einen Phasenzwischenkreisspannungsregler und einen eingangsseitigen Induktivitätsstromregler erweitert werden, wobei nur die beiden zusätzlichen Regler nur während des Hochsetzstellerbetriebs zur Berechnung des Tastverhältnisses dA verwendet werden, die die Berechnung des Tastverhältnisses dß dahingegen aber unverändert bleibt (siehe Fig. 6). Der Spannungssollwert ub*, der im Hochsetzstellerbetrieb dem Phasenzwischenkreisspannungssollwert ucA* entspricht, wird mit dem Messwert der Phasenzwischenkreisspannung ucA verglichen und die Regelabweichung AucA einem Phasenkonverterzwischenkreisspannungsregler Ruca zugeführt. An dessen Ausgangs wird anschliessend der zur Korrektur von Auca erforderliche Phasenzwischenkreiskondensatorstromsollwert iCA* gebildet, zu welchem durch Vorsteuerung noch der mit dem Tastverhältnis dB auf den Zwischenkreis umgerechnete Referenzstrom iLB * der ausgangsseitigen Phasenkonverterinduktivität Z.b addiert wird und somit den benötigten mittleren Strom durch den oberen Schalter ΤΊ des ersten Brückenzweiges Sa ergibt. Dieser Stromwert multipliziert mit der Referenzzwischenkreisspannung UcA* entspricht der vom Hochsetzsteller zu liefernden Leistung, welche mittels Division durch den Eingangsspannungswert U,n den Referenzstrom iLA* in der eingangsseitigen Phasenkonverterinduktivität LA bestimmt. Durch Vergleich von iLA* mit dem gemessenen Istwert iLA wird anschliessend die Regelabweichung AIla des Stromes in LA gebildet und einem Phaseninduktivitätsstromregler RiLA zugeführt, welcher an seinem Ausgang die zur Korrektur der Regelabweichung AIla erforderliche Sollwert uLA* der an LAzu legenden Spannung bildet. Durch Addition des Eingangsspannungwerts U,n zum Reglerausgangssollwert Ui_A* ergibt sich die über eine Schaltperiode im Mittel am Schaltpunkt A anzulegende Spannung uA*. Das Tastverhältnis dA wird nun mittels Division der Spannung uA* durch den Phasenzwischenkreisspannungssollwert UcA* ermittelt.
[0043] In Anwendungen mit elektrochemischen Speichern, Brennstoffzellen (Antriebstechnik oder USV) oder Solarzellen (Photovoltaik) weist das Eingangsgleichspannungsniveau zufolge dem Ladezustand oder der Temperaturabhängigkeit der Kennlinie eine stark schwankende Klemmenspannung auf, die typischerweise mit höhere Leistungsabgabe kontinuierlich absinkt. Im Gegensatz dazu steigt in vielen Antriebsanwendungen typischerweise die Drehzahl und somit die Motorspannung mit grösser werdender Ausgangsleistung an. Folglich muss aufgrund dieser Gegenläufigkeit der sinkenden Eingangsspannung und steigenden Ausgangsspannung der Konverter immer länger im Hochsetzstellerbetrieb, d.h. bei höheren Sperrspannungen und somit auch höheren Schaltverlusten, betrieben werden. Um den benötigten, bei hohen Übersetzungsverhältnissen eher ungünstigen und somit verlustbehafteteten, Hochsetzstellerbetrieb auf eine kürzere Dauer einzuschränken, wird die Schaltung nach Fig. 2 um einen dritten Brückenzweig Bc mit Schaltpunkt C, parallel zu den beiden Brückenzweigen BA und Bb, erweitert (siehe Fig. 7). Unter Voraussetzung einer Drehstrommaschine mit offener Wicklung, d.h. Zugänglichkeit der Anfänge und Enden jeder Maschinenphasenwicklung, wird weiterhin jeweils der Anfang jeder Maschinenphasenwicklung an die zugehörige Phasenausgangsklemme a, b oder c geführt und aber das Ende der entsprechenden Maschinenphasenwicklung mit dem Schaltpunkt C des jeweiligen Phasenmoduls verbunden. Vorteilhaft kann nun - im Vergleich zur den Phasenausgangsspannungen uan, Ubn und ucn gegenüber dem Referenzpotenzial n - zwi
CH 715 005 A2 sehen Phasenausgangsklemmen a, b und c und dem Schaltpunkt C eine sinusförmige Ausgangsspannung mit doppelter Spannungsamplitude erzeugt werden, d.h. bezüglich dem Schaltpunkt C können positive und negative Phasenausgangsspannungen uaC,Ubc und ucC erzeugt werden, ohne die Spannungsbelastung und somit die Schaltverluste der Brückenzweige zu erhöhen, d.h. es kann eine Maschine mit doppelter Motorspannung verwendet werden ohne den benötigten Modulationsgrad des Hoch- und Tiefsetzsteller zu verändern.
[0044] Bei der Schaltung nach Fig. 2 müsste im Gegensatz dazu bei Verwendung des gleichen Motors, die Phasenzwischenkreisspannung um den doppelten Wert erhöht werden, was Leistungstransistoren mit doppelter Sperrspannungsfähigkeit, d.h. Schaltertechnolologie mit schlechteren Eigenschaften, und somit höhere Schalt- und Leitverluste zur Folge hätte. In der Literatur ist zwar die Verwendung einer Vollbrückenschaltung in Kombination einer Maschine mit offenen Wicklungen bekannt, jedoch kann im Gegensatz zum Stand der Technik aufgrund der Phasenmodularität weithin die Phasenzwischenkreisspannung jedes Phasenkonverters unabhängig von den anderen Phasenkonvertern geführt werden, d.h. es wird im Hochsetz- sowie Tiefsetzbetrieb jeweils nur eine von den drei Brückenzweigen hochfrequent getaktet, wobei die anderen Brückenzweige jeweils abhängig von den Spannungsverhältnissen konstant durchgeschaltet werden.
[0045] Bezüglich der Taktung des Brückenzweiges Bc nach ist anzumerken, dass in Bereichen, in welchen eine positive Lastphasenspannungen uam* erzeugt werden muss, der untere Schalter T6 des Brückenzweiges Bc durchgeschaltet wird und in Bereichen, in welchen eine negative Lastphasenspannungen uam* erzeugt werden muss, der obere Schalter T5 des Brückenzweiges Bc durchgeschaltet wird, d.h. der Brückenzweig Bc wird nur mit der Ausgangsfrequenz, also grundfrequent, in Abhängigkeit der Polarität der Lastphasenspannung umgeschaltet (siehe Fig. 8). Um einen sinusförmigen Verlauf der Lastphasenspannung uam* zu erreichen, muss die mittlere Spannung am Schaltpunkt B des Brückenzweiges Bb gegenüber der Spannung am Schaltpunkt C des Brückenzweiges Bc ebenfalls sinusförmig sein.
[0046] In Bereichen, in welchen eine positive Lastphasenspannungen uam* erzeugt wird und die zu erzeugende Phasenkonverterausgangsspannung unter der DC-Eingangsspannung liegt, wird der obere Schalter des eingangsseitigen Brückenzweiges BA durchgeschaltet und nur der ausgangsseitige Brückenzweig Bb hochfrequent getaktet und in Bereichen, in welchen ebenfalls eine positive Lastphasenspannungen uam* erzeugt wird und aber die zu erzeugende Phasenkonverterausgangsspannung über der DC-Eingangsspannung liegt, wird dahingegen der obere Schalter des ausgangsseitigen Brückenzweiges Bb durchgeschaltet und nur der eingangsseitige Brückenzweig BA hochfrequent getaktet und somit in diesem Fall die Phasenkonverterzwischenkreisspannung Uca variiert. In beiden Fällen wird jedoch der hochfrequent taktende Brückenzweig derart pulsbreitenmoduliert, sodass die Phasenkonverterausgangsspannung gegenüber dem auf das Referenzpotential n geklemmten Schaltpunkt C einen sinusförmigen Verlauf aufweist.
[0047] In Bereichen, in welchen eine negative Lastphasenspannungen uam* erzeugt werden muss, wird der Schaltpunkt C auf die Phasenkonverterzwischenkreisspannung uca geklemmt. Liegt die zu erzeugende Phasenkonverterausgangsspannung über der negativen DC-Eingangsspannung, so wird der obere Schalter des eingangsseitigen Brückenzweiges 6a durchgeschaltet und nur der ausgangsseitige Brückenzweig Bb hochfrequent getaktet und derart pulsbreitenmoduliert, sodass die Phasenkonverterausgangsspannung gegenüber dem auf die Phasenkonverterzwischenkreisspannung Uca geklemmten Schaltpunkt C einen sinusförmigen Verlauf aufweist. Liegt jedoch die zu erzeugende Phasenkonverterausgangsspannung unter der negativen DC-Eingangsspannung, so wird dahingegen der untere Schalter des ausgangsseitigen Brückenzweiges Bb durchgeschaltet und nur der eingangsseitige Brückenzweig Sa hochfrequent getaktet, d.h. die Phasenkonverterzwischenkreisspannung uCa variiert. In beiden Fällen wird jedoch der hochfrequent taktende Brückenzweig derart pulsbreitenmoduliert, sodass die Phasenkonverterausgangsspannung gegenüber dem auf die Phasenkonverterzwischenkreisspannung Uca geklemmten Schaltpunkt C einen sinusförmigen Verlauf aufweist.
[0048] Anzumerken ist, dass beim Nulldurchgang der Lastphasenspannung uam*, d.h. dem Wechsel von einer positiven zu einer negativen oder umgekehrt einer positiven zu einer negativen Lastphasenspannung, auch der Schaltpunkt C vom Referenzpotential n auf Phasenkonverterzwischenkreisspannung uCa oder umgekehrt von der Phasenkonverterzwischenkreisspannung Uca auf das Referenzpotential n umgeschaltet wird und somit entsprechend, um einen sinusförmigen Verlauf der Lastphasenspannung uam zu erreichen, auch die Phasenkonverterausgangsspannung mit dem Schaltpunkt C vom Referenzpotential n auf Phasenkonverterzwischenkreisspannung Uca oder umgekehrt von der Phasenkonverterzwischenkreisspannung uca auf das Referenzpotential n umgeschaltet werden muss, d.h. der Phasenausgangskondensator CB rasch umgeladen werden muss. Neben möglichen Verzerrungen im Verlauf der Lastphasenspannung, resultiert diese Umschaltung beider Brückenzweige am Ausgang in einer Gleichtaktauslenkung und somit zu Gleichtaktstörungen an der Maschine oder Last. Hinsichtlich der Realisierung der Phasenkonverter ist deshalb anzumerken, dass neben der vorstehend beschriebenen Ausführung in Ausführungsformen • beide Brückenzweigausgänge, d.h. der Schaltpunkt B des Brückenzweiges Bb und der
Schaltpunkt C des Brückenzweiges Bc, gefiltert werden oder im einfachsten Fall gar kein Ausgang gefiltert wird, d.h. die Last direkt zwischen die Schaltpunkte B und C gehängt wird.
• Des Weiteren, besteht die Möglichkeit, den grundfrequent taktenden Brückenzweig Bc um den Nulldurchgang der Lastphasenspannung uam, ebenfalls hochfrequent zu takten und anstelle einer direkten Umschaltung zwischen Referenzpotential n und Phasenkonverterzwischenkreisspannung uCa die über eine Schaltperiode gemittelte Spannung am Schaltpunkt C kontinuierlich zu ändern. Der Verlauf der über eine Schaltperiode gemittelten
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Spannung am Schaltpunkt B muss dabei derart verändert werden, dass weiterhin ein sinusförmiger Verlauf der Lastphasenspannung uam erreicht wird.
[0049] Anstelle der Erweiterung mit einem dritten Brückenzweig Bc, kann die Schaltung nach Fig. 2 auch mit zwei Brückenzweigen Bd und Be erweitert werden, die beide als Vollbrücke zwischen den positiven und negativen Anschluss des Phasenausgangskondensators Cb geschaltet werden (siehe Fig. 9). Wiederum ausgehend von einer Drehstrommaschine mit offener Wicklung, werden nun - sofern kein weiteres Ausgangsfilter vorgesehen ist - die Anfänge und Enden jeder Maschinenphasenwicklung mit den Schaltpunkten D und E der beiden zusätzlichen Brückenzweige BD und BE verbunden, d.h. der Schaltpunkt D wird unter Voraussetzung eines fehlenden Ausgangsfilters auf die zugehörige Phasenausgangsklemme a, b oder c geführt und mit dem jeweiligen Anfang der Maschinenphasenwicklung verbunden und das Ende der entsprechenden Maschinenphasenwicklung mit dem Schaltpunkt E des jeweiligen Phasenmoduls verbunden. Vorteilhaft kann nun wieder eine sinusförmige Ausgangsspannung mit doppelter Spannungsamplitude erzeugt werden, d.h. bezüglich dem Schaltpunkt E können positive und negative Phasenausgangsspannungen uaE, UbB und Uce erzeugt werden, ohne die Spannungsbelastung und somit die Schaltverluste der Brückenzweige zu erhöhen, d.h. es kann eine Maschine mit doppelter Motorspannung verwendet werden ohne den benötigten Modulationsgrad des Hoch- und Tiefsetzsteller zu verändern. Des Weiteren weist die Schaltung mit zwei zusätzlichen Brückenzweigen BD und BE (siehe Fig. 9) gegenüber der Schaltung mit einem zusätzlichen Brückenzweig Bc (siehe Fig. 7) den Vorteil eines betragssinusförmigen Gleichtaktspannungsverlaufes auf, der einerseits di Umschaltung der Brückenzweige BD und BE und den Verlauf der Phasenausgangskondensatorspannung ucb vereinfacht und somit andererseits die Gleichtaktstöraussendung reduziert.
[0050] Hinsichtlich der Taktung der Brückenzweige BD und BE ist anzumerken, dass in Bereichen, in welchen eine positive Lastphasenspannung uam* erzeugt werden muss, der obere Schalter T7 des Brückenzweiges BD und der untere Schalter T-iodes Brückenzweiges BE durchgeschaltet werden und in Bereichen, in welchen eine negative Lastphasenspannung uam* erzeugt werden muss, der untere Schalter T8 des Brückenzweiges BD und der obere Schalter T9 des Brückenzweiges BE durchgeschaltet werden, d.h. die Brückenzweige BD und BE wiederum nur mit der Ausgangsfrequenz, also grundfrequent, in Abhängigkeit der Polarität der Lastphasenspannung umgeschaltet werden (siehe Fig. 10). Um einen sinusförmigen Verlauf der Lastphasenspannung uam* zu erreichen, wird Verlauf der Phasenausgangskondensatorspannung ucb betragssinusförmig zur Lastphasenspannung uam*, ucb = I uam* I, geführt. Analog zur Taktung der Schaltung nach Fig. 2 wird in Bereichen, in welchen die zu erzeugende Phasenausgangskondensatorspannung Ucb unter der DC-Eingangsspannung liegt, der obere Schalter des eingangsseitigen Brückenzweiges BA durchgeschaltet und nur der ausgangsseitige Brückenzweig Bb hochfrequent getaktet und in Bereichen, die zu erzeugende Phasenausgangskondensatorspannung uCb über der DC-Eingangsspannung liegt, der obere Schalter des ausgangsseitigen Brückenzweiges Bb durchgeschaltet und nur der eingangsseitige Brückenzweig BA hochfrequent getaktet. In jedem Zeitpunkt muss also aufgrund der Phasenmodularität nur ein Brückenzweig hochfrequent getaktet werden, was im Vergleich zum Stand der Technik zu reduzierten Schaltverlusten und somit höhere Effizienz führt.
[0051] Hinsichtlich der Realisierung der Phasenkonverter ist zudem anzumerken, dass neben der vorstehend beschriebenen Ausführung in Ausführungsformen • beide Brückenzweigausgänge, d.h. der Schaltpunkt D des Brückenzweiges BD und der
Schaltpunkt E des Brückenzweiges BE, auch gefiltert werden können.
• Des Weiteren, besteht auch die Möglichkeit, die grundfrequent taktenden Brückenzweige BD und BE um den Nulldurchgang der Lastphasenspannung uam, ebenfalls hochfrequent zu takten, sodass der Verlauf der Phasenausgangskondensatorspannung Ucb vom betragssinusförmigen Lastphasenspannungsverlauf abweichen kann und somit eine einfachere Regelung der Phasenausgangskondensatorspannung uCb erreicht werden kann. Insgesamt bleibt aber der Verlauf der Lastphasenspannung uam weiterhin sinusförmig.
[0052] Allgemein ist zu bemerken, dass alle Schaltungsvarianten auch als Dreiphasengleichrichter, d.h. mit umgekehrtem Leistungsfluss, verwendet werden können.

Claims (10)

  1. Patentansprüche
    1. Konverter zur Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem Gleichspannungs-(DC)-System und einem Wechselspannungs-(AC)-System, aufweisend gleichspannungsseitig eine positive DC-Eingangsspannungsschiene (1) und eine negative DC-Eingangsspannungsschiene (2) und wechselspannungsseitig mindestens zwei Ausgangsphasenanschlüsse (a, b, c), wobei für jeden der Ausgangsphasenanschlüsse (a, b, c) ein Phasenkonverter vorliegt, welcher an einer ersten Seite an die positive DC-Eingangsspannungsschiene (1) und die negative DC-Eingangsspannungsschiene (2) und an einer zweiten Seite an diesen Ausgangsphasenanschluss (a; b; c) angeschlossen ist und als Hochsetz-Tiefsetzsteller mit einem Spannungszwischenkreis ausgebildet ist, wobei der Konverter eine Regelung aufweist, welche dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters jeden der Phasenkonverter, in Abhängigkeit eines Verhältnisses einer DC-Eingangsspannung zu Momentanwerten von an den Ausgangsphasenanschlüssen (a, b, c)
    CH 715 005 A2 zu erzeugenden Ausgangsphasenspannungen, zeitweise entweder als reinen Tiefsetzsteller oder als reinen Hochsetzsteller zu betreiben.
  2. 2. Konverter gemäss Anspruch 1, wobei die Regelung dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters in jedem der Phasenkonverter eine Taktung von Schaltern des Phasenkonverters zeitweise auf einen eingangsseitigen Hochsetzstellerteil oder Brückenzweig oder auf einen ausgangsseitigen Tiefsetzstellerteil oder Brückenzweig des Phasenkonverters zu beschränken.
  3. 3. Konverter gemäss Anspruch 1, oder 2 wobei die Regelung dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters die Taktung aller Phasenkonverter derart vorzunehmen, dass für alle Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz vorliegt und eine Synchronisation der Taktung der Konverter einen in den Ausgangsphasenspannungen enthaltene Gegentaktspannungsanteil zu minimiert.
  4. 4. Konverter gemäss Anspruch 1, oder 2 wobei die Regelung dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters die Taktung aller Phasenkonverter derart vorzunehmen, dass für alle Phasenkonverter dieselbe Taktfrequenz vorliegt und eine Synchronisation der Taktung der Konverter einen in den Ausgangsphasenspannungen enthaltene Gleichtaktspannungsanteil zu minimiert.
  5. 5. Konverter gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Regelung dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters einen Offset zur Bildung von Ausgangsphasenspannungssollwerten aus Lastphasenspannungssollwerten vorzugeben, derart, dass jeweils in einem Zeitabschnitt für denjenigen Phasenkonverter, dessen zugeordneter Lastphasenspannungssollwert den höchsten negativen Wert aufweist, ein Ausgangsphasenspannungssollwert gleich Null resultiert, womit dieser Phasenkonverter nicht getaktet werden muss und sein Ausgangsphasenanschluss (a; b; c) an eine Referenzspannungsschiene (n) geklemmt verbleiben kann, und der Verlauf der Ausgangsphasenspannungssollwerte von nicht geklemmten Phasenkonvertern durch gegenüber dem geklemmten Ausgangsphasenanschluss zu erzeugende und durch Subtraktion von jeweils zwei Lastphasenspannungssollwerten in diesem Zeitabschnitt gebildete Sollwerte von Lastaussenleiterspannungen definiert ist, sodass insgesamt wieder ein sinusförmiger Verlauf aller Lastaussenleiterspannungen vorliegt.
  6. 6. Konverter gemäss einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Regelung dazu ausgebildet ist, im Betrieb des Konverters bei relativ kleinen Amplituden der Ausgangsphasenspannungen einen konstanten Offset der Ausgangsphasenspannungen so gross zu wählen, dass einerseits eine, durch zu erzeugende Lastphasenspannungen bedingte Schwankung der Ausgangsphasenspannungen symmetrisch um ein Niveau der DC-Eingangsspannung zu liegen kommt, und andererseits eine zweifache maximale Amplitude von Lastphasenspannungen nicht überschritten wird, wobei dies durch Absenken des Offsets bei hohen Amplituden der Lastphasenspannungen erreicht wird.
  7. 7. Konverter gemäss Anspruch 6, wobei die Regelung dazu ausgebildet ist, zusätzlich zum konstanten Offset ein weiteres Offsetsignal, welches eine Amplitude hat, die mit dreifacher Ausgangsfrequenz variiert, zu addieren und damit den Ausgangsphasenspannungen eine dritte Harmonische zu überlagern.
  8. 8. Konverter gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Phasenkonverter jeweils als kaskadierte Auf-Abwärtswandler (Boost-Buck Converter) ausgebildet sind.
  9. 9. Konverter gemäss Anspruch 8, in welchem die Phasenkonverter jeweils zwei, ausgangsseitig am selben Spannungszwischenkreis angeschlossene, Abwärtswandler aufweisen.
  10. 10. Konverter gemäss Anspruch 8, in welchem die Phasenkonverter jeweils zwei, an einem vom jeweiligen Abwärtswandler gespeisten, Spannungszwischenkreis angeschlossene Brückenzweige mit separaten Schaltpunkte (D, E) aufweisen.
    CH 715 005 A2
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