WO2019166642A1 - Verfahren zum regeln eines dreiphasen-pulsgleichrichtersystems - Google Patents

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WO2019166642A1 PCT/EP2019/055185 EP2019055185W WO2019166642A1 WO 2019166642 A1 WO2019166642 A1 WO 2019166642A1 EP 2019055185 W EP2019055185 W EP 2019055185W WO 2019166642 A1 WO2019166642 A1 WO 2019166642A1
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Dominik Bortis
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Definitions

  • the invention relates to the field of three-phase pulse rectifier systems, in particular to a method for controlling the sinusoidal input phase currents and the DC output voltage.
  • a network voltage proportional input current profile is advantageously set in the sense of low system perturbations and controls the DC output voltage to a constant value.
  • an input current profile with a defined phase shift with respect to the mains voltage can be set.
  • this concept has a boost converter characteristic due to the inductances arranged on the input side and is therefore only suitable for generating DC output voltage lying above the peak value of the network external conductor voltage.
  • the system is a DC / DC buck converter stage nachordnen, whereby a two-stage three-phase buck converter pulse rectifier system with advantageously continuous, directly controlled input phase currents and continuous output current results (see Figure 1).
  • step-down converter stage is bidirectional, then a power supplied by an active load can also be fed into the DC intermediate circuit between the two converter stages, or the load voltage can be raised to the level of the intermediate circuit voltage, and from there power can be fed back into the network.
  • This operation is e.g. when feeding photovoltaically generated power into the three-phase network or when feeding a three-phase machine from a DC voltage.
  • the object of the invention is therefore to provide a method for the control and modulation of a two-stage three-step buck converter pulse rectifier system, which has reduced switching losses, wherein still a sinusoidal, advantageously in phase or in phase opposition to the mains voltage line current profile and a constant Output voltage should be ensured.
  • the object is achieved by a control method according to the patent claims.
  • the method is for controlling a three-phase pulse rectifier system having a three-phase bridge circuit, for power exchange between a three-phase network and a DC link capacitance, and a load converter, for exchanging power between the DC link capacitance and a load, bridge branches of the three-phase bridge circuit each having one mains phase connect a positive or a negative connection point of the DC link capacitance.
  • a first network phase which currently has a highest voltage value with respect to the other network phases, is connected to a positive connection point of the DC link capacitance
  • a second network phase which currently has a lowest voltage value with respect to the other network phases, is connected to a negative connection point of the intermediate circuit capacitance, and a sinusoidal current is generated in a third network phase by clocking the bridge branch connected to this network phase, and is produced by varying the voltage the DC link capacitance generates a sinusoidal current in the first and the second network phase.
  • a corresponding course of the DC link voltage (u pn ) is used, by
  • Bridge branch input voltage setpoints of the first and the second phase (t / 2 ) is formed, • subtracted from this intermediate circuit voltage setpoint the DC link voltage actual value and a DC link voltage deviation therewith is supplied to a DC link voltage regulator, at whose output a desired value of the Nachladestromes of the DC link capacitor occurs, and this
  • a setpoint value of a current in a buck converter inductance (buck converter inductance setpoint) of the load converter is determined, and this is set by the load converter.
  • an output voltage (u 0 ) at the load and / or an output power of the load converter to the load is regulated by modulation of the load converter.
  • a reference value of an input reference conductance is formed as a function of a load voltage control deviation, by the load voltage control deviation is fed to the input of an output voltage regulator, which forms the required setpoint of the Nachladestromes (the output capacitor, which after addition of the measured load current (Lastromvor facedung) and multiplying that current sum by the output reference voltage results in a target value of the power to be supplied to the output (output power command value), and the input master conductance is determined in such a way that a power consumption from the grid results in the amount of the output power setpoint by determining setpoint values of the currents to be set in the ballast inductances (input phase current setpoints) by multiplying the input setpoint voltage by the measured phase voltages and for each phase by subtracting a measured input current actual value determines a control deviation and an input current regulator is supplied, which forms at its output a setpoint of the associated Vorschaltindukturgi voltage, wherein after subtracting this setpoint from the measured value of
  • At least one further phase is activated shortly before and shortly after a sector boundary between two sections, and the selection of this phase takes place such that reduced additional switching losses occur, that is to say that phase is selected as the switched phase whose magnitude of the phase current value is closer to Phase current value of the third phase is.
  • the length of a time period before and a time period after a sector boundary in which the further phase is activated is in each case less than 10%, in particular less than 5%, in particular less than 3% of the time duration of a sector.
  • these lengths can be less than 300 microseconds, especially less than 200 microseconds, especially less than 100 microseconds.
  • the third phase is blocked for a short period of time and only then released for the clocking.
  • the length of this period is less than 10%, in particular less than 5%, in particular less than 3% of the time duration of a sector. In absolute terms, this length can be less than 300 microseconds, in particular less than 200 microseconds, in particular less than 100 microseconds.
  • the load converter is a boost converter.
  • the load converter is a pulse inverter.
  • the load converter is a current-injecting full-bridge DC internal voltage switching cell disposed in the interconnect line of positive and negative DC link voltage and positive and negative output voltage terminals, respectively, with negative and positive terminals of DC link and output voltage connected directly to each other.
  • phase current setpoints In embodiments, to achieve a phase shift of mains voltage and mains current, corresponding reactive components are added to the phase current setpoints.
  • bridge branches of the three-phase bridge circuit each connect a network phase optionally also with at least one intermediate connection point of a series connection of at least two partial DC link capacitances which form the DC link capacitance.
  • a control is carried out for balancing partial intermediate circuit voltages of the partial DC link capacitances.
  • control for balancing the partial DC link voltages is carried out by regulating a power consumption of two or more partial load converters, in particular wherein each partial DC link capacitance is a partial load converter.
  • Load converter is assigned to the power exchange between this partial DC link capacity and the load.
  • FIG. 1 power section of the system, the input section being referred to as a two-point
  • Bridge circuit and the load converter is designed as a DC / DC buck converter.
  • Figure 2 voltage waveforms of the mains input voltages u a , u b and u c and the
  • DC link voltage u pn The subdivision into the six voltage sectors as well as the allocation of the mains voltages to the three phases ui, u 2 and u 3 takes place in dependence of the voltage ratios of the mains input voltages.
  • Figure 4 Alternative design of the load converter as DC / DC boost converter.
  • Figure 5 Alternative embodiment of the load converter as an active current impressing series element in the form of a switching cell, ie the load converter is arranged in the connecting line of positive DC link voltage and positive output voltage terminal
  • Full bridge switching cell which has the function of an active smoothing or output inductance.
  • Figure 6 Alternative embodiment of the load converter as a pulse converter, in particular as a pulse inverter, for direct feeding of a machine M.
  • a pulse converter in particular as a pulse inverter
  • boost converter are at least two phases to be clocked at the inverter for the control of machine currents;
  • control with clamping of two phases can also be used here.
  • the intermediate circuit voltage u pn occurs in the form of a chained voltage between the inputs of the bridge branches of the first and second phases forms in conjunction with the associated concatenated voltage on the network side a corresponding, occurring across the respective ballast inductance L of the first and the second phase and thus current impressing voltage (see Figure 1 and Figure 2).
  • DC link voltage u pn can be compensated by corresponding pulse width modulation of the downstream buck converter stage, ie, as before, a constant output voltage u 0 can be formed. Since the method according to the invention avoids a timing of the first and second phases, which leads to higher currents compared to the third phase, advantageously low switching losses and a low drive power requirement are ensured.
  • the two-stage three-phase buck converter pulse rectifier system is not limited to a pure buck converter function, but can also be operated as a boost converter.
  • the upper switch of the output-side buck converter is to be switched through, so that the output voltage u 0 corresponds to the intermediate circuit voltage u pn ;
  • the active three-phase bridge is then operated as a conventional step-up converter, wherein more than one bridge branch is to be clocked to control a constant DC link or output voltage.
  • a method according to the prior art is used for the control then a method according to the prior art is used. Depending on the operation (low or high)
  • Three filter capacitors may be provided in star or delta connection to the power terminals.
  • the bridge circuit (2) generally has three bridge branches, wherein for two-point characteristic each bridge branch a upper with the positive DC bus bar (p) and a lower with the negative DC bus voltage rail (s) connected electronic switch and the phase output of the bridge branch (a, b and c) formed by the junction of the free ends of the upper and lower switch is and can be switched antiparallel to the switches freewheeling diodes.
  • the load converter (3) is designed as a simple bidirectional buck converter, which on the input side has a two-point connection between positive (p) and negative DC voltage rail (s) -Brückenzweig
  • the modulation of the system takes place as a function of the size relationships of the mains phase voltages (in other words depending on the relations of the heights of the mains phase voltages), where sections a first (or currently upper) network phase (ui) a positive, a second (or currently lower) network phase (u 2 ) a negative and the third (or currently middle) network phase (u 3 ) has a mean voltage value which reaches at most the voltage value of the first network phase (ui) and in any case above the voltage value of the second network phase (u 2 ) or this reached in the limit.
  • the size ratios remain unchanged with a width of 1/6 of the line period, ie within a 60 ° wide sector or section (SR), with an angle of 360 ° being complete Vibration period of the mains voltages corresponds (see Figure 2).
  • the modulation is adjusted accordingly. That is, the first, second, third (or upper, lower, middle) phase as viewed and switched in the modulation is assigned to a different physical phase in each sector. Within a sector, the first phase (ui) is activated by means of the upper switch
  • the aim of the system is to control sinusoidal in the ballast inductances (L) or in the grid phases, in phase (for power supply from the grid, or in reverse phase for power recovery) with the associated mains phase voltage (u a , U b and u c load voltage setpoint) lying flows (/ a, and / c memorize), wherein all streams have a symmetrical network same amplitude and, optionally, (a defined load voltage at the output of the load converter (3) u 0) corresponding to (a predetermined target value) (u 0 * ), or generally to deliver a defined power to the consumer (see Figure 3).
  • the network phase currents may also have a phase shift relative to the associated mains phase voltages.
  • the setpoint of the Insersatzleitives will Following this idea formed (G *) as a function of the load voltage deviation, ie the difference between a predetermined load voltage setpoint value (u 0 *) and the measured Lastschreibsistives (u 0) by passing the load voltage control deviation at the input of an output voltage regulator is, which forms the required setpoint of the recharging current (/ co *) of the output capacitor (C 0 ), which after addition of the measured load current (Lastromvor facedung) (/ load) and multiplication of this current sum with the output reference voltage (u 0 * ), the reference value the power to be supplied to the output (output power setpoint) (P 0 * ) results, which in the end is to be taken from the grid, ie directly defines the input power setpoint, ignoring the losses of the system.
  • the input command value (G * ) is determined such that a power consumption from the network results in the amount of the output power command value (P 0 * ).
  • the control deviation is now determined by subtracting the measured input current actual value (/ a , i b and / c ) and fed to an input current regulator, which has at its output the desired value of the voltage to be formed across the associated ballast inductance (i a * , t4b * and UL c * ) forms. After subtracting this setpoint from the measured value of the associated mains phase voltage (u a , U b and u c ), this results in the setpoint of the input voltage of the associated bridge branch (bridge branch input voltage setpoint) (u a , U b and u c ) of the active bridge circuit.
  • the bridge branch input voltage setpoint is divided by the half measured value of the intermediate circuit voltage (intermediate circuit voltage actual value) (i / pn ) and thus in the sense of pulse width modulation the duty cycle (c / 3 ) of the upper switch of the associated bridge branch, wherein during the turn-off of the upper switch (21) the lower switch (22) of the bridge branch is turned on, ie both switches of the bridge branch in push-pull and the clock period preferably a constant length or the clock frequency preferably a constant Value.
  • the phase current actual value of the third phase is guided in accordance with the associated input phase current nominal value profile.
  • a sector determination unit determines, based on the line phase voltages (u a , U b and u c ), in which sector or section (SR) the mains phase voltages are in accordance with their size ratios.
  • a modulation unit generates based on this sector information and the duty cycle (cfe) switching signals S a , Sb, S c for the three bridge branches.
  • the input current control can be used In these phases directly a corresponding course of the DC link voltage (i / pn ) are used.
  • the target course is formed by subtracting the bridge branch input voltage setpoint values of the first (ui) and second phase (u 2 ) and subtracting the intermediate circuit voltage actual value (u pn ) from this intermediate circuit voltage setpoint and supplying the intermediate circuit voltage control deviation therewith to an intermediate circuit voltage regulator at whose output the setpoint value of the afterload current of
  • DC link capacitor (/ c P n * ) occurs which, after subtracting from the DC link current reference value (/ pn * ) (which for each sector is derived from the
  • Input phase nominal current values (/ a * , / ' b * and i c * ) are calculated) and after multiplication with the intermediate circuit voltage setpoint (u pn * ) leads to the differential power (P pn * ), which is to be dissipated from the DC link.
  • the setpoint value of the power to be taken by the load converter (P pn * ) can also be obtained from the subtraction of the (intermediate circuit capacitor rated power) by multiplying the setpoint value of the charge current of the intermediate circuit capacitor (/ c * ) by the intermediate circuit voltage setpoint calculated from the input power setpoint.
  • step-down inductor setpoint the desired value of the current in the step-down inductor (step-down inductor setpoint) (/ L 0 *) from which the step-down inductor inductance actual value (A. 0 ) is used to form the step-down inductor current control error is subtracted.
  • the nominal current value (/ L O , DC *) calculated by the output voltage regulator and due to the limited bandwidth of the output voltage regulator only a low dynamic has to be pre-controlled.
  • the buck converter inductance current control deviation is then applied to the input of a buck converter current regulator which generates at its output the voltage (buck converter inductance setpoint voltage) (UL 0 *) to be formed across the buck converter inductance on average over one clock period which, after addition of the output voltage setpoint (u 0 * ) to the Impression of Tiefsetzstellerinduktterrorismssollivess required output voltage (U d * ) of the buck converter bridge branch leads.
  • the intermediate circuit capacitor (C pn ) with a relatively small capacitance and thus the intermediate circuit voltage actual value ( ⁇ pn ) can be designed with a relatively small charge current (/ c P n) compared with the output current, corresponding to the six-pulse characteristic which largely corresponds to the positive envelope of the mains external conductor voltages be guided.
  • the third phase (u 3 ) is clocked for the impression of the associated phase current within a sector, the first (ui) and the second phase (u 2 ) remain clamped.
  • the abrupt change at the sector boundaries can lead to distortions of the phase currents (/ ' a , and / c ), which is why shortly before and shortly after the sector boundary at least one further phase can be activated and the selection of this phase is such that minimal additional Switching losses occur, that is selected that phase whose amount of the phase current value is closer to the phase current value of the third phase.
  • Another way to avoid distortions is to block the third phase for a short period of time shortly after a sector boundary (ie in To keep this time period all switches of the active bridge circuit locked) and only then release for the timing.
  • a full-bridge switching cell with internal DC voltage and series inductance for implementing an active smoothing or output inductance see FIG.
  • the current taken from the DC link is here directly equal to the output current, which is impressed via appropriate timing of the full bridge switching cell. Since the cell only compensates for power pulsations with six times the mains frequency, no DC-side power supply is required.
  • a three-phase pulse converter in particular pulse-controlled inverter (see FIG.
  • the embodiments described above show a three-phase bridge circuit 2 with two voltage levels, ie a two-level bridge circuit.
  • the method described can also be used with multi-level circuits, in particular three-level bridge circuits.
  • Such can be used, for example, as neutral Point Clamped (NPC) converters, such as Vienna converters, T-type converters, etc.
  • NPC neutral Point Clamped
  • the DC link capacitance (C pn ) is realized by a series connection of at least two (for the three-level case) or more partial DC link capacitances.
  • Each of these sub-DC link capacitances has a partial DC link voltage. This results in voltages at intermediate connection points between the partial DC link capacitances.
  • Bridge arms of the three-phase bridge circuit 2 each connect a mains phase optionally with a positive or a negative connection point of the DC link capacitance C pn , or with one of the intermediate connection points.
  • a regulation for balancing the partial DC link voltages by or the load converter 3 done. This can be realized by an additional superimposed control loop or control for the load converter or 3, which does not affect the other areas of the scheme.
  • the load converter 3 is realized by several partial load converter. These are typically arranged for the exchange of power between in each case a partial intermediate circuit capacitance and the load.
  • the additional control regulates power consumption from the series connected sub-DC capacitances by the sub-load converters to correct for deviations from a desired voltage split between the sub-DC capacitances.
  • This power consumption is regulated so that when such deviations of a partial DC link capacitance occur with too high a voltage more energy than through a corresponding predetermined partial value is taken, and a partial DC link capacitance with too low voltage less energy is taken as required by a corresponding to the desired value is taken until the desired voltage distribution is reached.
  • the additional control adjusts an additional balance converter which corrects for deviations from a desired voltage split between the sub-DC capacitances.
  • the midpoint of the switched bridge branch may now occupy more than two levels, corresponding to the multiple partial DC link voltages. So it can be connected to a phase with any potential of the series-connected capacitors. For example, such a current ripple in the phase inductances can be minimized.
  • the balancing of the partial intermediate circuit voltages can be effected by partial load converters, by means of different power consumption from the series-connected partial DC link capacitances, also referred to below as capacitors, ensuring that the partial DC link voltages remain balanced.
  • a balancing of the partial DC link voltages is theoretically also possible by switching on a balance converter (eg Rainstick converter). That is, the load converter 3 depends only on the positive and negative voltage rails and regulates the entire DC link voltage while the balance converter has access to all the sub-DC voltages and can perform charge redistribution such that the partial DC link voltages remain balanced. With regard to efficiency and complexity, however, the balancing is also taken over by the load converter 3 with its partial load converters. For 3-level NPC converters, such as the Vienna converter, the center of the two series-connected capacitors can be balanced. This can be realized by two superimposed buck converters, which are referenced to the center of the two series-connected capacitors. Thus, the load converter 3 can be carried out without galvanic separation of the partial load coverts.
  • a balance converter eg Rainstick converter
  • the partial load converters which are either connected via one or more partial DC link capacitances, must be either all or partially galvanically isolated. If all partial load converters are galvanically isolated, the method described here can also be used for controlling multilevel three-phase rectifiers with galvanically isolated partial load converters.
  • the multilevel three-phase rectifier is designed as a flying capacitor (FC) converter
  • the partial DC link voltages regardless of the level number, can be balanced by suitable clocking of the still switching bridge branch, i. the balancing of the voltages takes place via the FC bridge branch itself, and the load converter 3 (for example simple step-down converter) continues to regulate only the entire intermediate circuit voltage.
  • FC flying capacitor
  • the balancing can also be used the partial DC link voltages by the load converter 3 and its partial load converter, for example by different power consumption from the series-connected partial DC link capacities, or by an additional balancing converter.
  • NPC neutral point clamped

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Abstract

In einem Verfahren zum Regeln eines Dreiphasen-Pulsgleichrichtersystems (1, 2, 3), welches eine Dreiphasen-Brückenschaltung (2), zum Leistungsaustausch zwischen einem Dreiphasennetz (1) mit einer Zwischenkreiskapazität (C pn) und einem Lastkonverter (3) zum Leistungsaustausch zwischen der Zwischenkreiskapazität (C pn) und einer Last aufweist, wird in zeitlich aufeinanderfolgenden Abschnitten jeweils - eine erste Netzphase, welche momentan einen höchsten Spannungswert bezüglich der anderen Netzphasen aufweist, an einen positiven Anschlusspunkt der Zwischenkreiskapazität (C pn) geschaltet, - eine zweite Netzphase, welche momentan einen niedrigsten Spannungswert bezüglich der anderen Netzphasen aufweist, an einen negativen Anschlusspunkt der Zwischenkreiskapazität (C pn) geschaltet, - in einer dritten Netzphase durch Takten des an diese Netzphase angeschlossenen Brückenzweiges ein sinusförmiger Strom erzeugt, und - durch Variation der Spannung der Zwischenkreiskapazität (C pn) in der ersten und der zweiten Netzphase ein sinusförmiger Strom erzeugt.

Description

VERFAHREN ZUM REGELN EINES DREIPHASENPULSGLEICHRICHTERSYSTEMS
Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Dreiphasenpulsgleichrichtersysteme, insbesondere auf ein Verfahren zur Regelung der Eingangsphasenströme auf Sinusform und der Ausgangsgleichspannung.
Zur Umformung der Spannung des Dreiphasennetzes in eine Gleichspannung werden gemäss dem Stand der Technik im Allgemeinen aktive Dreiphasenbrückenschaltungen eingesetzt, deren Eingangsklemmen über Vorschaltinduktivitäten mit den Netzklemmen verbunden sind und an deren DC- Ausgang eine Kapazität zu Stützung der gebildeten Gleichspannung angeordnet ist. Durch entsprechende Taktung der Brückenzweige, welche die Funktion von Umschaltern zwischen der positiven und der negativen DC-
Ausgangsspannungsschiene aufweisen, wird dann im Sinne geringer Netzrückwirkungen vorteilhaft ein netzspannungsproportionaler Eingangsstromverlauf eingestellt und die DC-Ausgangsspannung auf einen konstanten Wert geregelt. Alternativ ist auch ein Eingangsstromverlauf mit definierter Phasenverschiebung gegenüber der Netzspannung einstellbar. Allerdings weist dieses Konzept aufgrund der eingangsseitig angeordneten Induktivitäten eine Hochsetzstellercharakteristik auf und ist daher nur für die Erzeugung von über dem Spitzenwert der Netzaussenleiterspannung liegenden DC-Ausgangsspannung geeignet. Soll, wie z.B. bei der Batterieladung von Elektrofahrzeugen erforderlich, eine tiefere Ausgangsspannung gebildet werden, ist dem System eine DC/DC- Tiefsetzstellerstufe nachzuordnen, womit ein zweistufiges Dreiphasen- Tiefsetzsteller-Pulsgleichrichtersystem mit vorteilhaft kontinuierlichen, direkt geregelten Eingangsphasenströmen und kontinuierlichem Ausgangsstrom resultiert (vgl. Figur 1).
Wird die Tiefsetzstellerstufe bidirektional ausgeführt, kann dann auch eine seitens einer aktiven Last gelieferte Leistung in den DC-Zwischenkreis zwischen beiden Konverterstufen gespeist, bzw. die Lastspannung auf das Niveau der Zwischenkreisspannung angehoben und von dort Leistung in das Netz zurückgeführt werden. Dieser Betrieb liegt z.B. bei der Einspeisung photovoltaisch erzeugter Leistung in das Dreiphasennetz oder bei der Speisung einer dreiphasigen Maschine aus einer Gleichspannung vor.
Für eine kompakte Realisierung ist in beiden Fällen vorteilhaft eine hohe Taktfrequenz der Konverterstufen vorzusehen, womit allerdings relativ hohe Schaltverluste resultieren, welche die Effizienz der Energieumformung reduzieren. Weiters ist für die hochfrequente Taktung der elektronischen Schalter insgesamt eine relativ hohe Ansteuerleistung erforderlich, welche ebenfalls die Effizienz beeinträchtigt.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Verfahren für die Regelung und Modulation eines zweistufigen Dreiphasen-Tiefsetzsteller-Pulsgleichrichtersystems zu schaffen, welches reduzierte Schaltverluste aufweist, wobei nach wie vor ein sinusförmiger, vorteilhaft in Phase oder in Gegenphase mit der Netzspannung liegender Netzstromverlauf und eine konstante Ausgangsspannung sichergestellt sein soll.
Die Aufgabe wird gelöst durch ein Regelverfahren gemäss den Patentansprüchen. Das Verfahren dient zum Regeln eines Dreiphasen-Pulsgleichrichtersystems , welches eine Dreiphasen-Brückenschaltung, zum Leistungsaustausch zwischen einem Dreiphasennetz und einer Zwischenkreiskapazität, und einen Lastkonverter, zum Leistungsaustausch zwischen der Zwischenkreiskapazität und einer Last aufweist, wobei Brückenzweige der Dreiphasen-Brückenschaltung jeweils eine Netzphase wahlweise mit einem positiven oder einem negativen Anschlusspunkt der Zwischenkreiskapazität verbinden.
Dabei ist in zeitlich aufeinanderfolgenden Abschnitten jeweils in einem Abschnitt eine erste Netzphase, welche momentan einen höchsten Spannungswert bezüglich der anderen Netzphasen aufweist, an einen positiven Anschlusspunkt der Zwischenkreiskapazität geschaltet,
• eine zweite Netzphase, welche momentan einen niedrigsten Spannungswert bezüglich der anderen Netzphasen aufweist, an einen negativen Anschlusspunkt der Zwischenkreiskapazität geschaltet, · und wird in einer dritten Netzphase durch Takten des an diese Netzphase angeschlossenen Brückenzweiges ein sinusförmiger Strom erzeugt, und wird durch Variation der Spannung der Zwischenkreiskapazität in der ersten und der zweiten Netzphase ein sinusförmiger Strom erzeugt.
In Ausführungsformen wird bei der Variation der Zwischenkreisspannung (upn) der Zwischenkreiskapazität für die Regelung des Eingangsstromes in der ersten und der zweiten Netzphase ein entsprechender Verlauf der DC-Zwischenkreisspannung (upn) herangezogen, indem
• ein Zwischenkreisspannungssollwert durch Subtraktion der
Brückenzweigeingangsspannungssollwerte der ersten
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und der zweiten Phase (t/2) gebildet wird, • von diesem Zwischenkreisspannungssollwert der Zwischenkreis spannungsistwert subtrahiert und eine damit vorliegende Zwischenkreis spannungsregelabweichung einem Zwischenkreisspannungsregler zugeführt wird, an dessen Ausgang ein Sollwert des Nachladestromes des Zwischenkreiskondensators auftritt, und dieser
• nach Subtraktion von einem Zwischen kreisstromsollwert, der für jeden Sektor aus Eingangsphasensollstromwerten berechnet wird, und nach Multiplikation mit dem Zwischenkreisspannungssollwert auf eine Differenzleistung führt, welche aus dem Zwischenkreis abzuführen ist, und
• durch Division der Zwischenkreissollleistung durch den Ausgangs spannungssollwert ein Sollwert eines Stromes in einer Tiefsetz stellerinduktivität (Tiefsetzstellerinduktivitätssollwert) des Lastkonverters ermittelt wird, und dieser durch den Lastkonverter eingestellt wird.
In Ausführungsformen wird bei der Variation der Spannung der Zwischen- kreiskapazität eine Ausgangsspannung (u0) an der Last und/oder eine Ausgangsleistung des Lastkonverters an die Last durch Modulation des Lastkonverters geregelt.
In Ausführungsformen wird ein Sollwert eines Eingangsersatzleitwertes (Eingangssollleitwert) in Abhängigkeit einer Lastspannungsregelabweichung, gebildet, indem die Lastspannungsregelabweichung an den Eingang eines Ausgangsspannungsreglers geführt wird, welche am Ausgang den erforderlichen Sollwert des Nachladestromes (des Ausgangskondensators bildet, womit nach Addition des gemessenen Laststromes (Lastromvorsteuerung) und Multiplikation dieser Stromsumme mit der Ausgangsreferenzspannung ein Sollwert der an den Ausgang zu liefernden Leistung (Ausgangsleistungssollwert) resultiert, und der Eingangssollleitwert derart bestimmt wird, dass eine Leistungsaufnahme aus dem Netz in Höhe des Ausgangsleistungssollwertes resultiert, indem durch Multiplikation des Eingangssollleitwertes mit den gemessenen Phasenspannungen Sollwerte der in den Vorschaltinduktivitäten einzustellenden Ströme (Eingangsphasenstromsoll- werte) bestimmt werden und für jede Phase durch Subtraktion eines gemessenen Eingangsstromistwertes eine Regelabweichung ermittelt und einem Eingangsstrom regler zugeführt wird, welcher an seinem Ausgang einen Sollwert der über der zugehörigen Vorschaltinduktivität zu bildenden Spannung bildet, wobei nach Subtraktion dieses Sollwertes vom Messwert der zugehörigen Netzphasenspannung ein Sollwert der Eingangsspannung des zugehörigen Brückenzweiges (Brückenzweigeingangsspannungssollwert) der Dreiphasen- Brückenschaltung resultiert und durch diese eingestellt wird.
In Ausführungsformen wird kurz vor- und kurz nach einer Sektorgrenze zwischen zwei Abschnitten mindestens eine weitere Phase aktiv geschaltet, und die Auswahl dieser Phase erfolgt so, dass reduzierte zusätzliche Schaltverluste auftreten, also jene Phase als geschaltete Phase gewählt wird, deren Betrag des Phasenstromwerts näher am Phasenstromwert der dritten Phase liegt.
In Ausführungsformen beträgt die Länge eines Zeitabschnitts vor und eines Zeitabschnitts nach einer Sektorgrenze, in welchen die weitere Phase aktiv geschaltet wird, jeweils weniger als 10%, insbesondere weniger als 5%, insbesondere weniger als 3% der zeitlichen Dauer eines Sektors. Absolut betrachtet können diese Längen weniger als 300 Mikrosekunden, insbesondere weniger als 200 Mikrosekunden, insbesondere weniger als 100 Mikrosekunden betragen.
In Ausführungsformen wird kurz nach einer Sektorgrenze zwischen zwei Abschnitten die dritte Phase für einen kurzen Zeitabschnitt gesperrt und erst anschliessend für die Taktung freigegeben. In Ausführungsformen beträgt die Länge dieses Zeitabschnitts weniger als 10%, insbesondere weniger als 5%, insbesondere weniger als 3% der zeitlichen Dauer eines Sektors. Absolut betrachtet kann diese Länge weniger als 300 Mikrosekunden, insbesondere weniger als 200 Mikrosekunden, insbesondere weniger als 100 Mikrosekunden betragen.
In Ausführungsformen ist der Lastkonverter ein Hochsetzsteller.
In Ausführungsformen ist der Lastkonverter ein Pulswechselrichter.
In Ausführungsformen ist der Lastkonverter eine stromeinprägende, in der Verbin dungsleitung von positiver respektive negativer Zwischenkreisspannungs- und posi- tiver respektive negativer Ausgangsspannungsklemme angeordnete Vollbrücken schaltzelle mit innerer DC-Spannung, wobei negative respektive positive Klemmen von Zwischenkreis- und Ausgangsspannung direkt miteinander verbunden sind.
In Ausführungsformen werden zum Erreichen einer Phasenverschiebung von Netzspannung und Netzstrom zu den Phasenstromsollwerten entsprechende Blindkomponenten addiert.
In Ausführungsformen verbinden Brückenzweige der Dreiphasen-Brückenschaltung jeweils eine Netzphase wahlweise auch mit mindestens einem Zwischen- Anschlusspunkt einer Serienschaltung von mindestens zwei Teil- Zwischenkreiskapazitäten, welche die Zwischenkreiskapazität bilden. In Ausführungsformen erfolgt eine Regelung zur Balancierung von Teil-Zwischen- kreisspannungen der Teil-Zwischenkreiskapazitäten.
In Ausführungsformen erfolgt die Regelung zur Balancierung der Teil-Zwischenkreis- spannungen durch Regelung einer Leistungsaufnahme von zwei oder mehr Teil- Lastkonvertern, insbesondere wobei jeder Teil-Zwischenkreiskapazität ein Teil- Lastkonverter zum Leistungsaustausch zwischen dieser Teil-Zwischenkreiskapazität und der Last zugeordnet ist.
In Ausführungsformen wird bei der Regelung der Leistungsaufnahme bei einer Teil- Zwischenkreiskapazität mit einer bezüglich eines entsprechenden Zwischenkreis- kapazitäts-Spannungs-Soilwertes zu hohen Zwischenkreiskapazitäts-Spannung mehr Leistung als durch einen entsprechenden vorgegebenen Leistungs-Sollwert gefordert entnommen, und wird einer Teil-Zwischenkreiskapazität mit einer bezüglich eines entsprechenden Zwischenkreiskapazitäts-Spannungs-Sollwertes zu niedrigen Zwischenkreiskapazitäts-Spannung weniger Leistung als durch einen entsprechenden vorgegebenen Leistungs-Sollwert gefordert entnommen.
Im Folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch: Figur 1: Leistungsteil des Systems, wobei der Eingangsteil als Zweipunkt-
Brückenschaltung und der Lastkonverter als DC/DC-Tiefsetzsteller ausgeführt ist.
Figur 2: Spannungsverläufe der Netzeingangsspannungen ua, u b und uc sowie der
Zwischenkreisspannung upn. Die Unterteilung in die sechs Spannungssektoren sowie die Zuteilung der Netzspannungen auf die drei Phasen ui, u2 und u3 erfolgt in Abhängigkeit der Spannungsverhältnisse der Netzeingangsspannungen.
Figur 3: Schaltungstechnische Realisierung des Verfahrens zur Regelung und
Modulation des Systems nach Figur 1. Die Figur ist, über drei Seiten verteilt, aus Teilfiguren 3a, 3b, 3c gebildet.
Figur 4: Alternative Ausführung des Lastkonverters als DC/DC-Hochsetzsteller. Figur 5: Alternative Ausführung des Lastkonverters als aktives stromeinprägendes Serienelement in Form einer Schaltzelle, d.h. der Lastkonverter ist eine in der Verbindungsleitung von positiver Zwischenkreisspannungs- und positiver Ausgangsspannungsklemme angeordnete
Vollbrückenschaltzelle, welche die Funktion einer aktiven Glättungs- bzw. Ausgangsinduktivität aufweist.
Figur 6: Alternative Ausführung des Lastkonverters als Pulskonverter, insbesondere als Pulswechselrichter, zur direkten Speisung einer Maschine M. Ohne zwischengeschalteten Tief- oder Hochsetzsteller sind beim Wechselrichter für die Regelung der Maschinenströme mindestens zwei Phasen zu takten; mit zwischengeschaltetem Konverter kann jedoch auch hier die Regelung mit Klemmung von zwei Phasen angewendet werden.
Es wird also (unter Annahme ohmschen Netzverhaltens), anstelle aller drei Brückenzweige in jedem Eingangsspannungssektor jeweils nur der Brückenzweig der aktiven Dreiphasenbrückenschaltung getaktet, welcher den betragsmässig kleinsten Strom führt und in dieser Phase, im Weiteren als dritte Phase u3 bezeichnet, durch Taktung des Brückenzweiges ein sinusförmiger Stromverlauf eingeprägt. Gleichzeitig werden die anderen beiden Brückenzweige je nach anliegenden
Eingangsspannungsverhältnissen bzw. dem vorliegenden (durch die Grössenverhältnisse der Eingangsphasenspannungen bestimmten) Eingangsspannungssektor durchgeschaltet, d.h. die Phase mit dem positivsten (respektive höchsten) Netzphasenspannungsmomentanwert, im Weiteren als erste Phase ui bezeichnet, an die positive DC-Ausgangsspannungsschiene p und die Phase mit dem negativsten (respektive niedrigsten) Netzphasenspannungsmomentanwert, im Weiteren als zweite Phase u2 bezeichnet, an die negative DC-
Ausgangsspannungsschiene n geklemmt (vgl. Figur 2). Da Pulsgleichrichtersysteme typischerweise keine Verbindung mit dem Netzsternpunkt m aufweisen, bzw. die Summe der Phasenströme zu Null gezwungen wird, kann dann durch gleichzeitige Regelung eines weiteren Stromes insgesamt ein definierter Verlauf aller drei Phasenströme erreicht werden. Als Spannung für die Einprägung des weiteren Stromes wird ein definierter Verlauf der
Zwischenkreisspannung upn herangezogen. Da die erste Phase ui an die positive DC- Ausgangsspannungsschiene p und die zweite Phase u2 an die negative DC- Ausgangsspannungsschiene n geklemmt wird, tritt die Zwischenkreisspannung upn in Form einer verketteten Spannung zwischen den Eingängen der Brückenzweige der ersten und zweiten Phase auf und bildet in Verbindung mit der zugeordneten verketteten Spannung auf der Netzseite eine entsprechende, über der jeweiligen Vorschaltinduktivität L der ersten und der zweiten Phase auftretende und damit stromeinprägende Spannung (vgl. Figur 1 und Figur 2).
Abweichend zu einer konventionellen Realisierung mit zeitlich konstanter Zwischenkreisspannung upn wird so der Freiheitsgrad bezüglich der Wahl eines Zwischenkreisspannungsverlaufes ausgenutzt, wobei dieser derart geregelt wird, dass sich in der ersten und zweiten Phase ebenfalls ein sinusförmiger Stromverlauf ausbildet. Dabei ist anzumerken, dass zeitliche Schwankungen der
Zwischenkreisspannung upn durch entsprechende Pulsbreitenmodulation der nachgeschalteten Tiefsetzstellerstufe ausgeglichen werden können, d.h. nach wie vor eine konstante Ausgangsspannung u0 gebildet werden kann. Da das erfindungsgemäss Verfahren eine Taktung der, verglichen mit der dritten Phase höhere Ströme führenden ersten und zweiten Phase vermeidet, werden so vorteilhaft geringe Schaltverluste und ein geringer Ansteuerleistungsbedarf sichergestellt.
Anzumerken ist, dass das zweistufige Dreiphasen-Tiefsetzsteller- Pulsgleichrichtersystem nicht auf eine reine Tiefsetzstellerfunktion beschränkt ist, sondern auch als Hochsetzsteller betrieben werden kann. In diesem Fall ist der obere Schalter des ausgangsseitigen Tiefsetzstellers durchzuschalten, sodass die Ausgangsspannung u0 der Zwischenkreisspannung upn entspricht; die aktive Dreiphasenbrücke wird dann als konventioneller Hochsetzsteller betrieben, wobei zur Regelung einer konstanten Zwischenkreis- bzw. Ausgangsspannung mehr als ein Brückenzweig zu takten ist. Für die Regelung wird dann ein Verfahren nach dem Stand der Technik verwendet. In Abhängigkeit des Betriebes (Tief- oder
Hochsetzstellerbetrieb) wird also zwischen der erfindungsgemässen Regelung und einer Regelung nach Stand der Technik umgeschaltet. Das durch das erfindungsgemässe Verfahren zu steuernde und zu regelnde
Dreiphasen-Hoch-Tiefsetzsteller-Pulsgleichrichtersystem wird mit bekannter
Struktur eingangsseitig durch eine Dreiphasen-Zweipunktbrückenschaltung (2) oder Dreiphasen-Mehrpunktbrückenschaltung (Brückenschaltung) mit drei AC-
Phaseneingängen (a, b und c) und einer positiven (p) und einer negativen DC- Ausgangsspannungsschiene (n), zwischen welchen ein Pufferkondensator (Zwischenkreiskondensator respektive Zwischenkreiskapazität) (Cpn) angeordnet ist, gebildet, wobei beide DC-Spannungsschienen an den Eingang einer ausgangsseitigen Konverterstufe (Lastkonverter) (3) geführt werden, welche einen Verbraucher speist, bzw. über dem Verbraucher eine Spannung (Lastspannung) (u0) erzeugt (vgl. Figur 1). Weiters ist jeder Phaseneingang der Brückenschaltung über jeweils eine
Vorschaltinduktivität (!) mit der zugehörigen Phasenklemme (a, b und c) des speisenden Dreiphasen-AC-Netzes (Netz) (1) verbunden. Um betriebsmässig auftretende schaltfrequente Komponenten der Ströme in den Vorschaltinduktivitäten vom Netz fernzuhalten bzw. die Versorgungsspannung unabhängig von der inneren Impedanz des Netzes zu definieren, können an den Netzklemmen drei Filterkondensatoren (Netzfilterkondensatoren) in Stern- oder Dreieckschaltung vorgesehen sein. Die Brückenschaltung (2) weist dabei allgemein drei Brückenzweige auf, wobei für Zweipunktcharakteristik jeder Brückenzweig einen oberen mit der positiven DC-Zwischenkreisschiene (p) und einen unteren mit der negativen DC-Zwischenkreisspannungsschiene (n) verbundenen elektronischen Schalter aufweist und der Phasenausgang des Brückenzweiges (a, b und c) durch die Verbindungsstelle der freien Enden des oberen und unteren Schalters gebildet wird und antiparallel zu den Schaltern Freilaufdioden geschaltet sein können. Der folgenden Beschreibung wird im Sinne der Übersichtlichkeit eine Zweipunktausführung der Brückenschaltung zugrunde gelegt, weiters wird der Lastkonverter (3) wie einleitend angemerkt als einfacher bidirektionaler Tiefsetzsteller gebildet gedacht, welcher eingangsseitig einen zwischen positiver (p) und negativer DC-Spannungsschiene (n) geschalteten Zweipunkt-Brückenzweig
(Tiefsetzstellerbrückenzweig) (31) aufweist, von dessen Ausgangsklemme (d) eine Tiefsetzstellerinduktivität (i0) gegen die positive Ausgangsspannungsklemme (d) des Systems geschaltet ist, wobei die negative Ausgangsspannungsklemme direkt mit der negativen DC-Spannungsschiene (n) verbunden und zwischen der positiven und der negativen Ausgangsklemme ein Stützkondensator (Ausgangskondensator) (C0) angeordnet und die Last zwischen die positive (d) und negative Ausgangsklemme (n) gelegt ist.
Die Modulation des Systems erfolgt in Abhängigkeit der Grössenverhältnisse der Netzphasenspannungen (mit anderen Worten: in Abhängigkeit der Relationen der Höhen der Netzphasenspannungen), wobei abschnittsweise eine erste (oder momentan obere) Netzphase (ui) einen positiven, eine zweite (oder momentan untere) Netzphase (u2) einen negativen und die dritte (oder momentan mittlere) Netzphase (u3) einen mittleren Spannungswert aufweist, welcher maximal den Spannungswert der ersten Netzphase (ui) erreicht und jedenfalls oberhalb des Spannungswertes der zweiten Netzphase (u2) liegt oder diesen im Grenzfall erreicht. Für ein symmetrisches Dreiphasennetz bleiben diese Grössenverhältnisse mit einer Breite von 1/6 der Netzperiode, d.h. innerhalb eines 60°-breiten Sektors oder Abschnitts (SR) unverändert, wobei ein Winkel von 360° einer kompletten Schwingungsperiode der Netzspannungen entspricht (vgl. Figur 2). Wechseln beim Übertritt in den nächstfolgenden Sektor oder Abschnitt die Grössenverhältnisse, wird auch die Modulation entsprechend angepasst. Das heisst, die jeweils erste, zweite, dritte (oder obere, untere, mittlere) Phase, wie sie bei der Modulation betrachtet und geschaltet wird, ist in jedem Sektor einer anderen physischen Phase zugeordnet. Innerhalb eines Sektors wird jeweils die erste Phase (ui) mittels des oberen Schalters
(21) des zugehörigen Brückenzweiges bleibend mit der positiven DC- Spannungsschiene (p) und jeweils die zweite Phase (u2) mittels des unteren Schalters
(22) des zugehörigen Brückenzweiges bleibend mit der negativen DC- Spannungsschiene (n) verbunden und nur die dritte Phase (u3) schaltfrequent taktend belassen. Vorteilhaft treten damit nur für eine Phase, d.h. die dritte Phase (1/3) Schaltverluste auf, welche aufgrund des relativ geringen Wertes des zugehörigen Phasenstromes einen relativ geringen Wert aufweisen.
Ziel der Regelung des Systems ist es, in den Vorschaltinduktivitäten ( L ) bzw. in den Netzphasen sinusförmige, in Phase (für Leistungsbezug aus dem Netz, bzw. in Gegenphase für Leistungsrückspeisung) mit der zugehörigen Netzphasenspannung (ua, Ub und uc) liegende Ströme (/a, und /c) einzuprägen, wobei für ein symmetrisches Netz sämtliche Ströme dieselbe Amplitude aufweisen und optional am Ausgang des Lastkonverters (3) eine definierte Lastspannung (u0) entsprechend einem vorgegebenen Sollwert (Lastspannungssollwert) (u0 *) zu erzeugen, bzw. allgemein eine definierte Leistung an den Verbraucher zu liefern (vgl. Figur 3). Alternativ können die Netzphasenströme auch eine Phasenverschiebung gegenüber den zugehörigen Netzphasenspannungen aufweisen. Für die weitere Beschreibung wird allerdings im Sinne der Übersichtlichkeit ohmsches Netzverhalten angenommen. Entsprechend ist das System vom Netz aus betrachtet ersatzweise als Sternschaltung gleicher ohmsche Widerstände (Eingangsersatzwiderstände) bzw. Leitwerte (Eingangsersatzleitwerte) zu sehen, deren Leistung unter idealisierender Annahme von Verlustfreiheit direkt an den Ausgang, d.h. an den Verbraucher weitergegeben wird. Diesem Gedanken folgend wird der Sollwert des Eingangsersatzleitwertes (Eingangssollleitwert) (G*) in Abhängigkeit der Lastspannungsregelabweichung, d.h. der Differenz eines vorgegebenen Lastspannungssollwertes (u0 *) und des gemessenen Lastspannungsistwertes (u0) gebildet, indem die Lastspannungsregelabweichung an den Eingang eines Ausgangsspannungsreglers geführt wird, welche am Ausgang den erforderlichen Sollwert des Nachladestromes (/co*) des Ausgangskondensators (C0) bildet, womit nach Addition des gemessenen Laststromes (Lastromvorsteuerung) (/Load) und Multiplikation dieser Stromsumme mit der Ausgangsreferenzspannung (u0 *) der Sollwert der an den Ausgang zu liefernden Leistung (Ausgangsleistungssollwert) (P0 *) resultiert, welcher letztlich aus dem Netz zu beziehen ist, also bei Vernachlässigung der Verluste des Systems direkt den Eingangsleistungssollwert definiert. Entsprechend wird im nächsten Schritt mit dem Eingangsphasenspitzenwert üt der Eingangssollleitwert (G*) derart bestimmt, dass eine Leistungsaufnahme aus dem Netz in Höhe des Ausgangsleistungssollwertes (P0 *) resultiert. Durch Multiplikation des Eingangssollleitwertes (G*) mit den gemessenen Phasenspannungen ( ua , Ub und uc) resultieren dann Sollwerte der in den Vorschaltinduktivitäten einzustellenden Ströme (Eingangsphasenstromsollwerte) (/a *, * und ic ). Für jede Phase wird nun durch Subtraktion des gemessenen Eingangsstromistwertes (/a, ib und /c) die Regelabweichung ermittelt und einem Eingangsstromregler zugeführt, welcher an seinem Ausgang den Sollwert der über der zugehörigen Vorschaltinduktivität zu bildenden Spannung (i a *, t4b* und ULc *) bildet. Nach Subtraktion dieses Sollwertes vom Messwert der zugehörigen Netzphasenspannung (ua, Ub und uc) resultiert damit der Sollwert der Eingangsspannung des zugehörigen Brückenzweiges (Brückenzweigeingangs- spannungssollwert) (ua, Ub und uc) der aktiven Brückenschaltung. Für die dritte Phase (u3) wird der Brückenzweigeingangsspannungssollwert durch den halben Messwert der Zwischenkreisspannung (Zwischenkreisspannungsistwert) (i/pn) dividiert und damit im Sinne einer Pulsbreitenmodulation die relative Einschaltdauer (c/3) des oberen Schalters des zugehörigen Brückenzweiges berechnet, wobei während der Ausschaltdauer des oberen Schalters (21) der untere Schalter (22) des Brückenzweiges eingeschaltet wird, d.h. beide Schalter des Brückenzweiges im Gegentakt arbeiten und die Taktperiode bevorzugt eine konstante Länge bzw. die Taktfrequenz bevorzugt einen konstanten Wert aufweist. Insgesamt wird so der Phasenstromistwert der dritten Phase entsprechend dem zugehörigen Eingangsphasenstromsollwertverlauf geführt.
Eine Sektorbestimmungseinheit bestimmt anhand der Netzphasenspannungen (ua, Ub und uc), in welchem Sektor oder Abschnitt (SR) sich die Netzphasenspannungen gemäss ihren Grössenverhältnissen befinden. Eine Modulationseinheit erzeugt anhand dieser Sektorinformation und der Einschaltdauer (cfe) Schaltsignale Sa, Sb, Sc für die drei Brückenzweige.
Da die erste Phase (ui) wie vorgehend beschrieben innerhalb des gesamten betrachteten Sektors an die positive DC-Zwischenkreisspannungsschiene (p) und die zweite Phase (u2) an die negative DC-Zwischenkreisspannungsschiene ( n ) geklemmt wird, kann für die Regelung des Eingangsstromes in diesen Phasen direkt ein entsprechender Verlauf der DC-Zwischenkreisspannung (i/pn) herangezogen werden. Der Sollverlauf
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wird dabei durch Subtraktion der Brückenzweigeingangsspannungssollwerte der ersten (ui) und der zweiten Phase (u2) gebildet und von diesem Zwischenkreisspannungssollwert der Zwischenkreisspannungsistwert (upn) subtrahiert und die damit vorliegende Zwischenkreisspannungsregelabweichung einem Zwischenkreisspannungsregler zugeführt, an dessen Ausgang der Sollwert des Nachladestromes des
Zwischenkreiskondensators (/cPn*) auftritt, welcher nach Subtraktion vom Zwischenkreisstromsollwert (/pn *) (der sich für jeden Sektor aus den
Eingangsphasensollstromwerten (/a *, /‘ b * und ic *) berechnet) und nach Multiplikation mit dem Zwischenkreisspannungssollwert (upn *) auf die Differenzleistung (Ppn *) führt, welche aus dem Zwischenkreis abzuführen ist.
Alternativ kann der Sollwert der seitens des Lastkonverters dem Zwischenkreis zu entnehmende Leistung (Ppn *) auch aus der Subtraktion der (Zwischenkreiskondensatorssollleistung, zu erhalten durch Multiplikation des Sollwertes des Nachladestromes des Zwischenkreiskondensators (/c*) mit dem Zwischenkreisspannungssollwert
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vom Eingangsleistungssollwert berechnet werden.
Die anschliessende Division der Zwischenkreissollleistung (Ppn *) durch den Ausgangsspannungssollwert ( u0 *) führt auf den Sollwert des Stromes in der Tiefsetzstellerinduktivität (Tiefsetzstellerinduktivitätssollwert) (/L0*) von welchem zur Bildung der Tiefsetzstellerinduktivitätsstromregelabweichung der gemessene Tiefsetzstellerinduktivitätsistwert (A.0) subtrahiert wird.
Wird alternativ für die Berechnung des Stromsollwertes der Tiefsetzstellerinduktivität (/io *) nur die Zwischenkreiskondensatorssollleistung ohne Solleingangsleistung verwendet, kann der Sollstromwert (/LO,DC*), welcher vom Ausgangsspannungsregler berechnet wird und aufgrund der begrenzten Bandbreite des Ausgangsspannungsreglers nur eine geringe Dynamik aufweist, vorgesteuert werden. Die Tiefsetzstellerinduktivitätsstromregelabweichung wird dann an den Eingang eines Tiefsetzstellerstromreglers gelegt, der an seinem Ausgang die über der Tiefsetzstellerinduktivität im Mittel über eine Taktperiode zu bildende Spannung (Tiefsetzstellerinduktivitätssollspannung) (UL0*) erzeugt, welche nach Addition des Ausgangsspannungssollwertes (u0 *) auf die zur Einprägung des Tiefsetzstellerinduktivitätssollwertes erforderliche Ausgangsspannung ( Ud *) des Tiefsetzstellerbrückenzweiges führt. Durch Division dieses Wertes durch den Zwischenkreisspannungssollwert (u0 *) wird dann schliesslich die relative Einschaltdauer des oberen Schalters [dd) des Tiefsetzstellerbrückenzweiges ermittelt, wobei innerhalb der relativen Ausschaltdauer des oberen Schalters (311) der untere Schalter (312) durchgeschaltet wird, also beide Schalter des Brückenzweiges im Gegentakt arbeiten. Um eine minimale schaltfrequente Schwankung der Zwischenkreisspannung (upn) zu erreichen ist dabei vorteilhaft die Taktung des dritten Brückenzweiges der aktiven Brückenschaltung und des Tiefsetzstellerbrückenzweiges mit gleicher Taktfrequenz vorzunehmen und zeitlich so zu legen, dass sich bei gesperrtem oberem Schalter (21) des dritten Brückenzweiges der obere Schalter des Tiefsetzstellerbrückenzweiges (311) im durchgeschalteten Zustand befindet. Es kann dann der Zwischenkreiskondensator (Cpn) mit relativ kleiner Kapazität ausgeführt und damit der Zwischenkreisspannungsistwert (upn) mit einem, verglichen mit dem Ausgangsstrom relativ kleinen Umladestrom (/cPn) entsprechend dem, weitgehend der positiven Einhüllenden der Netzaussenleiterspannungen entsprechenden sechspulsigen Verlauf geführt werden.
Bei Steuerung entsprechend der vorgehenden Beschreibung, wird innerhalb eines Sektors jeweils nur die dritte Phase (u3) für die Einprägung des zugehörigen Phasenstromes getaktet, die erste (ui) und die zweite Phase (u2) verbleiben geklemmt. Der abrupte Wechsel an den Sektorgrenzen kann zu Verzerrungen der Phasenströme (/' a, und /c) führen, weshalb kurz vor- und kurz nach der Sektorgrenze mindestens eine weitere Phase aktiv geschaltet werden kann und die Auswahl dieser Phase so erfolgt, dass minimale zusätzliche Schaltverluste auftreten, also jene Phase gewählt wird, deren Betrag des Phasenstromwerts näher am Phasenstromwert der dritten Phase liegt. Eine weitere Möglichkeit Verzerrungen zu vermeiden besteht darin, kurz nach einer Sektorgrenze die dritte Phase für einen kurzen Zeitabschnitt zu sperren (d.h. in diesem Zeitabschnitt alle Schalter der aktiven Brückenschaltung gesperrt zu halten) und erst anschliessend für die Taktung freizugeben.
Anzumerken ist, dass neben der Ausführung des Lastkonverters als DC/DC- Tiefsetzsteller mehrere weitere Realisierungsformen bestehen: 8 ein DC/DC-Hochsetzsteller (vgl. Figur 4),
• eine Vollbrückenschaltzelle mit innerer DC-Spannung und Serieninduktivität, zur Implementierung einer aktiven Glättungs- bzw. Ausgangsinduktivität (vgl. Figur 5). Der dem DC-Zwischenkreis entnommene Strom ist hier direkt gleich dem Ausgangsstrom, welcher über entsprechende Taktung der Vollbrückenschaltzelle eingeprägt wird. Da die Zelle nur Leistungspulsationen mit sechsfacher Netzfrequenz ausgleicht, ist keine DC-seitige Speisung erforderlich.
• Ein Dreiphasen-Pulskonverter, insbesondere Pulswechselrichter (vgl. Figur 6),
• oder eine andere spannungsstabilisierende Konverterstufe. Anzumerken ist, dass für die Zeichnungen ohmsches Netzverhalten vorausgesetzt wird, das erfindungsgemässe Steuerverfahren jedoch auch für eine Phasenverschiebung der Netzphasenströme gegenüber den zugeordneten Netzphasenspannungen Anwendung finden kann, wobei dann die Sektorauswahl nach wie vor gleich erfolgt und nur zu den Phasenstromsollwerten (welche gemäss den obigen Ausführungen für ohmsches Netzverhalten gebildet werden) entsprechende Blindkomponenten addiert werden.
Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele zeigen eine Dreiphasen-Brücken- schaltung 2 mit zwei Spannungsniveaus, also eine Zwei-Level-Brückenschaltung. Das beschriebene Verfahren kann auch mit Multi-Ievel-, insbesondere Drei-Level- Brückenschaltungen eingesetzt werden. Solche können beispielsweise als Neutral- Point Clamped (NPC) Konverter realisiert werden, wie z.B. Vienna-Konverter, T-Type- Konverter, etc.
Dabei ist die Zwischenkreiskapazität (Cpn) durch eine Serieschaltung von mindestens zwei (für den Drei-Level Fall) oder mehr Teil-Zwischenkreiskapazitäten realisiert. Über jeden dieser Teil-Zwischenkreiskapazitäten liegt eine Teil-Zwischenkreis- spannung. Daraus ergeben sich Spannungen an Zwischen-Anschlusspunkten zwischen den Teil-Zwischenkreiskapazitäten.
Brückenzweige der Dreiphasen-Brückenschaltung 2 verbinden jeweils eine Netzphase wahlweise mit einem positiven oder einem negativen Anschlusspunkt der Zwischenkreiskapazität Cpn, oder mit einem der Zwischen-Anschlusspunkte.
Bei Verwendung eines Multilevel-Dreiphasengleichrichters, insbesondere bei Neutral-Point Clamped (NPC) Konvertern (wie z.B. Vienna-Konverter, T-Type- Konverter), kann zusätzlich zur oben beschriebenen Regelung der gesamten Zwischenkreisspannung auch eine Regelung zur Balancierung der Teil-Zwischenkreis- spannungen durch den oder die Lastkonverter 3 erfolgen. Diese kann durch eine zusätzliche überlagerte Regelschleife oder Regelung für den oder die Lastkonverter 3 realisiert werden, welche die anderen Bereiche der Regelung nicht tangiert. Der Lastkonverter 3 wird dabei durch mehrere Teil-Lastkonverter realisiert. Diese sind typischerweise zum Leistungsaustausch zwischen jeweils einer Teil-Zwischen- kreiskapazität und der Last angeordnet.
In Ausführungsformen regelt die zusätzliche Regelung eine Leistungsaufnahme aus den in Serie geschalteten Teil-Zwischenkreiskapazitäten durch die Teil-Lastkonverter, um Abweichungen von einer gewünschten Spannungsaufteilung zwischen den Teil- Zwischenkreiskapazitäten zu korrigieren. Diese Leistungsaufnahme wird dabei so geregelt, dass beim Auftreten von solchen Abweichungen einer Teil-Zwischenkreis- kapazität mit zu hoher Spannung mehr Energie als durch einen entsprechenden vorgegebenen Sollwert gefordert entnommen wird, und einer Teil-Zwischenkreis- kapazitäte mit zu niedriger Spannung weniger Energie als durch einen entsprechen den Sollwert gefordert entnommen wird, bis die gewünschte Spannungsaufteilung erreicht ist. In Ausführungsformen regelt die zusätzliche Regelung einen zusätzlichen Balancierkonverter, welcher Abweichungen von einer gewünschten Spannungs aufteilung zwischen den Teil-Zwischenkreiskapazitäten korrigiert.
Somit wird beim Dreiphasengleichrichter 2 unabhängig von der Leveizahl jeweils eine Phase an den positiven respektive an den negativen Anschlusspunkt der Zwischenkreiskapazität geklemmt. Jedoch kann der Mittelpunkt des geschalteten Brückenzweiges nun mehr als zwei Level einnehmen, entsprechend den mehreren Teil-Zwischenkreisspannungen. Es kann also eine Phase mit einem beliebigen Potential der in Serie geschalteten Kondensatoren verbunden werden. Beispiels weise kann so ein Stromrippel in den Phaseninduktivitäten minimiert werden. Die Balancierung der Teil-Zwischenkreisspannungen kann dadurch erfolgen, dass Teil-Lastkonverter durch unterschiedliche Leistungsaufnahme aus den in Serie geschalteten Teil-Zwischenkreiskapazitäten, im Folgenden auch Kondensatoren genannt, dafür sorgen, dass die Teil-Zwischenkreisspannungen balanciert bleiben. Eine Balancierung der Teil-Zwischenkreisspannungen ist theoretisch auch durch Dazuschalten eines Balancierkonverters (z.B. Rainstick-Konverter) möglich. D.h. der Lastkonverter 3 hängt nur an der positiven und negativen Spannungsschiene und regelt die gesamte Zwischenkreisspannung, währenddem der Balancierkonverter Zugriff auf alle Teil-Zwischenkreisspannungen hat und eine Ladungsumverteilung derart durchführt kann, so dass die Teil-Zwischenkreisspannungen balanciert bleiben. Vorteilhaft hinsichtlich Effizienz und Komplexität wird die Balancierung aber auch durch den Lastkonverter 3 mit seinen Teil-Lastkonvertern übernommen. Bei 3-Level-NPC-Konvertern, wie z.B. dem Vienna-Konverter, kann der Mittelpunkt der zwei in Serie geschalteten Kondensatoren balanciert werden. Dies kann durch zwei übereinanderliegende Tiefsetzsteller, welche zum Mittelpunkt der zwei in Serie geschalteten Kondensatoren referenziert sind, realisiert werden. Damit kann der Lastkonverter 3 ohne galvanische Trennung der Teil-Lastkoverter ausgeführt werden.
Bei NPC-Konvertern mit einer Levelzahl grösser als drei müssen die Teil Lastkonverter, welche entweder über einen oder mehrere Teil-Zwischenkreis- kapazitäten geschaltet sind, entweder alle oder zum Teil galvanisch getrennt werden. Werden alle Teil-Lastkonverter galvanisch getrennt, kann das hier beschriebene Verfahren zum Regeln auch für Multilevel-Dreiphasengleichrichter mit galvanisch getrennten Teil-Lastkonvertern angewendet werden.
Wird der Multilevel-Dreiphasengleichrichter als Flying Capacitor (FC) Konverter ausgeführt, können die Teil-Zwischenkreisspannungen unabhängig von der Levelzahl durch geeignete Taktung des noch schaltenden Brückenzweiges symmetriert werden, d.h. die Symmetrierung der Spannungen erfolgt über den FC-Brückenzweig selbst, und der Lastkonverter 3 (z.B. einfacher Tiefsetzsteller) regelt weiterhin nur die gesamte Zwischenkreisspannung.
Zusammenfassend kann also bezüglich Multilevel-Dreiphasengleichrichter gelten: Bei Verwendung eines Multilevel-Dreiphasengleichrichters, insbesondere bei Neutral- Point Clamped (NPC) Konvertern (wie z.B. Vienna-Konverter, T-Type-Konverter), kann zusätzlich zur Regelung der gesamten Zwischenkreisspannung auch die Balancierung der Teil-Zwischenkreisspannungen durch den Lastkonverter 3 respektive dessen Teil- Lastkonverter erfolgen, z.B. durch unterschiedliche Leistungsaufnahme aus den in Serie geschalteten Teil-Zwischenkreiskapazitäten, oder durch einen zusätzlichen Balancierkonverter.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Verfahren zum Regeln eines Dreiphasen-Pulsgleichrichtersystems (1, 2, 3), welches eine Dreiphasen-Brückenschaltung (2), zum Leistungsaustausch zwischen einem Dreiphasennetz (1) und einer Zwischenkreiskapazität (Cpn), und einen Lastkonverter (3), zum Leistungsaustausch zwischen der Zwischenkreiskapazität (Cpn) und einer Last aufweist, wobei Brückenzweige der Dreiphasen-Brückenschaltung (2) jeweils eine Netzphase wahlweise mit einem positiven oder einem negativen Anschlusspunkt der Zwischenkreiskapazität (Cpn) verbinden, wobei in zeitlich aufeinanderfolgenden Abschnitten jeweils in einem Abschnitt
• eine erste Netzphase, welche momentan einen höchsten Spannungswert bezüglich der anderen Netzphasen aufweist, an einen positiven Anschlusspunkt der Zwischenkreiskapazität (Cpn) geschaltet ist, eine zweite Netzphase, welche momentan einen niedrigsten Spannungswert bezüglich der anderen Netzphasen aufweist, an einen negativen Anschlusspunkt der Zwischenkreiskapazität (Cpn) geschaltet ist,
• in einer dritten Netzphase durch Takten des an diese Netzphase angeschlossenen Brückenzweiges ein sinusförmiger Strom erzeugt wird, durch Variation der Spannung der Zwischenkreiskapazität (Cpn) in der ersten und der zweiten Netzphase ein sinusförmiger Strom erzeugt wird.
2. Verfahren gemäss Anspruch 1, wobei bei der Variation der Zwischenkreisspannung (upn) der Zwischenkreiskapazität (Cpn) für die Regelung des Eingangsstromes in der ersten und der zweiten Netzphase ein entsprechender Verlauf der DC-Zwischenkreisspannung (t/pn) herangezogen wird, indem • ein Zwischenkreisspannungssollwert {uu =upri *) durch Subtraktion der Brückenzweigeingangsspannungssollwerte der ersten (t/i) und der zweiten Phase (ui) gebildet wird,
• von diesem Zwischenkreisspannungssollwert (upn *) der Zwischenkreis spannungsistwert (upn) subtrahiert und eine damit vorliegende
Zwischenkreisspannungsregelabweichung einem Zwischenkreis spannungsregler zugeführt wird, an dessen Ausgang ein Sollwert des Nachladestromes des Zwischenkreiskondensators (/cpn*) auftritt, und dieser
• nach Subtraktion von einem Zwischenkreisstromsollwert (/Pn*), der für jeden Sektor aus Eingangsphasensollstromwerten (/' a *, * und /c *) berechnet wird, und nach Multiplikation mit dem Zwischenkreisspannungssollwert (upn *) auf eine Differenzleistung (Ppn *) führt, welche aus dem Zwischenkreis abzuführen ist, und
• durch Division der Zwischenkreissollleistung (Ppn *) durch den Ausgangs spannungssollwert (u0 *) ein Sollwert eines Stromes in einer Tiefsetzstellerinduktivität (Tiefsetzstellerinduktivitätssollwert) (/L0*) des Lastkonverters (3) ermittelt wird, und dieser durch den Lastkonverter (3) eingestellt wird.
3. Verfahren gemäss Anspruch 1 oder 2, wobei bei der Variation der Spannung der Zwischenkreiskapazität (Cpn) eine Ausgangsspannung (u0) an der Last und/oder eine Ausgangsleistung ( P0 ) des Lastkonverters (3) an die Last durch Modulation des Lastkonverters (3) geregelt werden.
4. Verfahren gemäss Anspruch 1 oder 2 oder 3, wobei ein Sollwert eines Eingangsersatzleitwertes (Eingangssollleitwert) (G*) in Abhängigkeit einer Lastspannungsregelabweichung, gebildet wird, indem die Lastspannungsregelabweichung an den Eingang eines Ausgangsspannungsreglers geführt wird, welche am Ausgang den erforderlichen Sollwert des Nachladestromes (ko *) des Ausgangskondensators (C0) bildet, womit nach Addition des gemessenen Laststromes (Lastromvorsteuerung) (/Load) und Multiplikation dieser Stromsumme mit der Ausgangsreferenzspannung ( u0 *) ein Sollwert der an den Ausgang zu liefernden Leistung (Ausgangsleistungssollwert) (P0 *) resultiert, und der Eingangssollleitwert (G*) derart bestimmt wird, dass eine Leistungsaufnahme aus dem Netz in Höhe des Ausgangsleistungssollwertes (P0 *) resultiert, indem durch Multiplikation des Eingangssollleitwertes ( G *) mit den gemessenen
Phasenspannungen (ua, b und uc) Sollwerte der in den Vorschaltinduktivitäten einzustellenden Ströme (Eingangsphasenstromsollwerte) ( *, k* und ic *) bestimmt werden und für jede Phase durch Subtraktion eines gemessenen
Eingangsstromistwertes (/a, und /c) eine Regelabweichung ermittelt und einem Eingangsstromregler zugeführt wird, welcher an seinem Ausgang einen Sollwert der über der zugehörigen Vorschaltinduktivität zu bildenden Spannung (t/La*, t und u ) bildet, wobei nach Subtraktion dieses Sollwertes vom Messwert der zugehörigen Netzphasenspannung (t a, b und uc) ein Sollwert der Eingangsspannung des zugehörigen Brückenzweiges (Brückenzweigeingangsspannungssollwert) (ua, Ub und uc) der Dreiphasen-Brückenschaltung (2) resultiert und durch diese eingestellt wird.
5. Verfahren gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei kurz vor- und kurz nach einer Sektorgrenze zwischen zwei Abschnitten mindestens eine weitere Phase aktiv geschaltet wird, und die Auswahl dieser Phase so erfolgt, dass reduzierte zusätzliche Schaltverluste auftreten, also jene Phase als geschaltete Phase gewählt wird, deren Betrag des Phasenstromwerts näher am Phasenstromwert der dritten Phase liegt.
6. Verfahren gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, wobei kurz nach einer Sektorgrenze zwischen zwei Abschnitten die dritte Phase für einen kurzen Zeitabschnitt gesperrt und erst anschliessend für die Taktung freigegeben wird.
7. Verfahren gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, in welchem der Lastkonverter (3) ein Hochsetzsteller ist.
8. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 6, in welchem der Lastkonverter (3) ein Pulswechselrichter ist.
9. Verfahren gemäss einem der Ansprüche 1 bis 6, in welchem der Lastkonverter eine stromeinprägende, in der Verbindungsleitung von positiver respektive negativer Zwischenkreisspannungs- und positiver respektive negativer Ausgangsspannungs klemme angeordnete Vollbrückenschaltzelle mit innerer DC-Spannung ist, wobei negative respektive positive Klemmen von Zwischenkreis- und Ausgangsspannung direkt miteinander verbunden sind.
10. Verfahren gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, in welchem zum Erreichen einer Phasenverschiebung von Netzspannung und Netzstrom zu den
Phasenstromsollwerten entsprechende Blindkomponenten addiert werden.
11. Verfahren gemäss einem der vorangehenden Ansprüche, in welchem Brückenzweige der Dreiphasen-Brückenschaltung (2) jeweils eine Netzphase wahlweise auch mit mindestens einem Zwischen-Anschlusspunkt einer Serien- Schaltung von mindestens zwei Teil-Zwischenkreiskapazitäten, welche die Zwischen kreiskapazität (Cpn) bilden, verbinden.
12. Verfahren gemäss Anspruch 11, in welchem eine Regelung zur Balancierung von Teil-Zwischenkreisspannungen der Teil-Zwischenkreiskapazitäten erfolgt.
13. Verfahren gemäss Anspruch 11 oder 12, in welchem die Regelung zur Balancierung der Teil-Zwischenkreisspannungen durch Regelung einer Leistungsaufnahme von zwei oder mehr Teil-Lastkonvertern erfolgt, insbesondere wobei jeder Teil-Zwischenkreiskapazität ein Teil-Lastkonverter zum Leistungsaus tausch zwischen dieser Teil-Zwischenkreiskapazität (Cpn) und der Last zugeordnet ist.
14. Verfahren gemäss Anspruch 13, in welchem bei der Regelung der Leistungsaufnahme bei einer Teil-Zwischenkreiskapazität mit einer bezüglich eines entsprechenden Zwischenkreiskapazitäts-Spannungs-Sollwertes zu hohen Zwischen- kreiskapazitäts-Spannung mehr Leistung als durch einen entsprechenden vorgegebenen Leistungs-Sollwert gefordert entnommen wird, einer Teil- Zwischenkreiskapazität mit einer bezüglich eines entsprechenden Zwischenkreis- kapazitäts-Spannungs-Sollwertes zu niedrigen Zwischenkreiskapazitäts-Spannung weniger Leistung als durch einen entsprechenden vorgegebenen Leistungs-Sollwert gefordert entnommen wird.
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