JP3416565B2 - インバータ制御装置およびインバータ制御システム - Google Patents
インバータ制御装置およびインバータ制御システムInfo
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- JP3416565B2 JP3416565B2 JP13098399A JP13098399A JP3416565B2 JP 3416565 B2 JP3416565 B2 JP 3416565B2 JP 13098399 A JP13098399 A JP 13098399A JP 13098399 A JP13098399 A JP 13098399A JP 3416565 B2 JP3416565 B2 JP 3416565B2
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- Japan
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- inverter
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- current
- induction motor
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば、重回転機
械の可変速駆動に用いられるインバータ制御装置および
インバータ制御システムに関する。
械の可変速駆動に用いられるインバータ制御装置および
インバータ制御システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のインバータ制御装置の構成を図５
に示す。誘導電動機１１の回転速度を制御する方法とし
て、誘導電動機１１に供給する交流Ａｃｃの周波数を変
化させる方法がある。この場合、周波数を制御するため
に、インバータ（可変速駆動装置６０）が用いられる。
可変速駆動装置６０は、整流器６１およびインバータ６
２を備えている。
に示す。誘導電動機１１の回転速度を制御する方法とし
て、誘導電動機１１に供給する交流Ａｃｃの周波数を変
化させる方法がある。この場合、周波数を制御するため
に、インバータ（可変速駆動装置６０）が用いられる。
可変速駆動装置６０は、整流器６１およびインバータ６
２を備えている。
【０００３】インバータ制御装置２０は、可変速駆動装
置６０に、電流指令Ｉｄ＊および周波数指令ｆｅ＊を供
給して多極誘導電動機１１を可変速運転する。インバー
タ制御装置２０は、速度制御器２２と、すべり演算部２
３と、電流演算部２５とを備えている。
置６０に、電流指令Ｉｄ＊および周波数指令ｆｅ＊を供
給して多極誘導電動機１１を可変速運転する。インバー
タ制御装置２０は、速度制御器２２と、すべり演算部２
３と、電流演算部２５とを備えている。
【０００４】３相交流電源５０からの一定周波数（６０
Ｈｚ）の３相交流電力は、整流器６１で直流電力に変換
され、インバータ６２に供給される。インバータ６２で
は、直流電力を３相交流電力に変換すると共に、インバ
ータ周波数指令ｆｅ＊に基づいて、出力する３相交流電
力（交流制御電力）Ａｃｃの周波数を制御して、多極誘
導電動機１１の可変速運転を行う。
Ｈｚ）の３相交流電力は、整流器６１で直流電力に変換
され、インバータ６２に供給される。インバータ６２で
は、直流電力を３相交流電力に変換すると共に、インバ
ータ周波数指令ｆｅ＊に基づいて、出力する３相交流電
力（交流制御電力）Ａｃｃの周波数を制御して、多極誘
導電動機１１の可変速運転を行う。
【０００５】すべり周波数制御の場合、多極（極数：
ｐ）の誘導電動機１１の回転数をエンコーダのような回
転数検出器１２で検出して、インバータ制御装置２０に
取り込む。この回転数検出器１２で検出された回転数を
多極検出回転数ｆｒｍとする。インバータ制御装置２０
には、外部から設定された、多極検出回転数指令ｆｒｍ
＊が入力される。
ｐ）の誘導電動機１１の回転数をエンコーダのような回
転数検出器１２で検出して、インバータ制御装置２０に
取り込む。この回転数検出器１２で検出された回転数を
多極検出回転数ｆｒｍとする。インバータ制御装置２０
には、外部から設定された、多極検出回転数指令ｆｒｍ
＊が入力される。
【０００６】インバータ制御装置２０内では、２極機モ
デルが一般に用いられるため、ここでは簡単のため、検
出回転数、回転数指令を２極換算して考えるものとす
る。下記式（１）、（２）により、２極換算検出回転
数、２極換算検出回転数指令が得られる。
デルが一般に用いられるため、ここでは簡単のため、検
出回転数、回転数指令を２極換算して考えるものとす
る。下記式（１）、（２）により、２極換算検出回転
数、２極換算検出回転数指令が得られる。
【０００７】
ｆｒ２＝ｆｒｍ×（ｐ／２）． ……（１）
ｆｒ２＊＝ｆｒｍ＊×（ｐ／２）． ……（２）
ただし、
ｐ：極数
ｆｒ２：２極換算検出回転数 [Ｈｚ]
ｆｒｍ：多極検出回転数 [Ｈｚ]
ｆｒ２＊：２極換算検出回転数指令 [Ｈｚ]
ｆｒｍ＊：多極検出回転数指令 [Ｈｚ]
【０００８】速度制御器２２は、通常のＰＩコントロー
ラであり、そのゲインは仕様にあわせて選択される。速
度制御器２２は、下記式（３）により２極換算トルク指
令Ｔ２＊を求め、すべり演算部２３および電流演算部２
５に出力する。
ラであり、そのゲインは仕様にあわせて選択される。速
度制御器２２は、下記式（３）により２極換算トルク指
令Ｔ２＊を求め、すべり演算部２３および電流演算部２
５に出力する。
【０００９】
Ｔ２＊＝Ｋｐ×（１＋１／（ｓＴＩ））×（ｆｒ２＊−ｆｒ２）． ……（３
）
ただし、
Ｔ２＊：２極換算トルク指令 [Ｎｍ]
Ｋｐ：ＰＩコントローラのＰゲイン [Ｎｍ／Ｈｚ]
ＴＩ：ＰＩコントローラのＩゲイン [ｓｅｃ]
ｓ：ラプラス変換演算子
【００１０】すべり演算部２３では、その時の誘導電動
機回転子側の全磁束鎖交数実効値Φｒと、誘導電動機回
転子側の抵抗Ｒｒが既知であれば、下記式（４）によ
り、すべり周波数指令値ｆｓ＊が求められる。 ｆｓ＊＝（Ｒｒ×Ｔ２＊）／（Φｒ２×２π）． ……（４） ただし、 ｆｓ＊：すべり周波数指令 [Ｈｚ] Ｒｒ：誘導電動機回転子側の抵抗 [Ω] Φｒ：誘導電動機回転子側の全磁束鎖交数実効値
[Ｗｂ×Ｔ] Ｔ２＊：２極機換算トルク [Ｎｍ]
機回転子側の全磁束鎖交数実効値Φｒと、誘導電動機回
転子側の抵抗Ｒｒが既知であれば、下記式（４）によ
り、すべり周波数指令値ｆｓ＊が求められる。 ｆｓ＊＝（Ｒｒ×Ｔ２＊）／（Φｒ２×２π）． ……（４） ただし、 ｆｓ＊：すべり周波数指令 [Ｈｚ] Ｒｒ：誘導電動機回転子側の抵抗 [Ω] Φｒ：誘導電動機回転子側の全磁束鎖交数実効値
[Ｗｂ×Ｔ] Ｔ２＊：２極機換算トルク [Ｎｍ]
【００１１】下記の式（５）により求められるインバー
タ周波数指令ｆｅ＊は、可変速駆動装置６０の電流形イ
ンバータ６２に送られ、スイッチの制御に用いられる。 ｆｅ＊＝ｆｒ２＋ｆｓ＊． ……（５） ｆｅ＊：インバータ周波数指令 [Ｈｚ] ｆｒ２：２極換算検出回転周波数 [Ｈｚ]
タ周波数指令ｆｅ＊は、可変速駆動装置６０の電流形イ
ンバータ６２に送られ、スイッチの制御に用いられる。 ｆｅ＊＝ｆｒ２＋ｆｓ＊． ……（５） ｆｅ＊：インバータ周波数指令 [Ｈｚ] ｆｒ２：２極換算検出回転周波数 [Ｈｚ]
【００１２】電流演算部２５では、下記式（６）、
（７）の演算が行われる。 Ｉｉ＊＝（Ｌｒｒ／Ｍ）×（（Φｒ／Ｌｒｒ）２＋（Ｔ２＊／Φｒ）２）１／２ ． ……（６） Ｉｄ＊＝（π／３√２）×Ｉｉ＊． ……（７） ただし、 Ｉｉ＊：インバータ電流実効値指令 [Ａ] Ｉｄ＊：従来の整流器電流指令 [Ａ] Ｌｒｒ：誘導電動機回転子側の自己インダクタンス
[Ｈ] Ｍ：誘導電動機の固定子回転子間の相互インダクタンス
[Ｈ]
（７）の演算が行われる。 Ｉｉ＊＝（Ｌｒｒ／Ｍ）×（（Φｒ／Ｌｒｒ）２＋（Ｔ２＊／Φｒ）２）１／２ ． ……（６） Ｉｄ＊＝（π／３√２）×Ｉｉ＊． ……（７） ただし、 Ｉｉ＊：インバータ電流実効値指令 [Ａ] Ｉｄ＊：従来の整流器電流指令 [Ａ] Ｌｒｒ：誘導電動機回転子側の自己インダクタンス
[Ｈ] Ｍ：誘導電動機の固定子回転子間の相互インダクタンス
[Ｈ]
【００１３】従来のインバータ制御装置２０では、上記
の計算結果のＩｄ＊を整流器６１に指令値として供給し
ている。整流器電流指令Ｉｄ＊、インバータ周波数指令
ｆｅ＊は可変速駆動装置６０内の制御部に入力され、そ
の制御部では、その入力した指令値を満足するように制
御がなされている。
の計算結果のＩｄ＊を整流器６１に指令値として供給し
ている。整流器電流指令Ｉｄ＊、インバータ周波数指令
ｆｅ＊は可変速駆動装置６０内の制御部に入力され、そ
の制御部では、その入力した指令値を満足するように制
御がなされている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】可変速駆動装置６０に
おいて、さらに正確な定常特性の制御が行われることが
望ましい。
おいて、さらに正確な定常特性の制御が行われることが
望ましい。
【００１５】本発明は、上記の事情に鑑みてなされたも
ので、インバータの定常特性（電圧、電流の実効値）を
改善することのできる、インバータ制御装置およびイン
バータ制御システムを提供することを目的としている。
ので、インバータの定常特性（電圧、電流の実効値）を
改善することのできる、インバータ制御装置およびイン
バータ制御システムを提供することを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】その課題を解決するため
の手段が請求項に対応して表現される次の記載中に現れ
る（）つきの数字は、請求項の記載事項が詳しく後述さ
れる実施の複数の形態のうちの少なくとも１つの形態の
部材、工程、動作に対応することを示すが、本発明の解
決手段がそれらの数字が示す実施の形態の部材に限定し
て解釈されるためのものではなく、その対応関係を明白
にするためのものである。
の手段が請求項に対応して表現される次の記載中に現れ
る（）つきの数字は、請求項の記載事項が詳しく後述さ
れる実施の複数の形態のうちの少なくとも１つの形態の
部材、工程、動作に対応することを示すが、本発明の解
決手段がそれらの数字が示す実施の形態の部材に限定し
て解釈されるためのものではなく、その対応関係を明白
にするためのものである。
【００１７】本発明のインバータ制御装置（９０）は、
制御信号（Ｉｄｃ＊）に応答して交流電動機（１１）を
可変速駆動する可変速駆動装置（６０）に、前記制御信
号（Ｉｄｃ＊）を出力するインバータ制御装置（９０）
であって、前記可変速駆動装置（６０）に含まれるコン
デンサ（６２ｃ）の容量（Ｃ）に基づいて、前記制御信
号（Ｉｄｃ＊）を生成する制御信号生成部（７１）を備
えたものである。可変速駆動装置の前段である数学的制
御系には、可変速駆動装置の後段の出力段である物理的
制御系の物理的パラメータが含まれる制御信号が入力さ
れ、このような数学・物理複合系の制御は、物理的状態
が数学系に結果的にフィードバックされることになり、
更に適正な追従制御が行われ得る。
制御信号（Ｉｄｃ＊）に応答して交流電動機（１１）を
可変速駆動する可変速駆動装置（６０）に、前記制御信
号（Ｉｄｃ＊）を出力するインバータ制御装置（９０）
であって、前記可変速駆動装置（６０）に含まれるコン
デンサ（６２ｃ）の容量（Ｃ）に基づいて、前記制御信
号（Ｉｄｃ＊）を生成する制御信号生成部（７１）を備
えたものである。可変速駆動装置の前段である数学的制
御系には、可変速駆動装置の後段の出力段である物理的
制御系の物理的パラメータが含まれる制御信号が入力さ
れ、このような数学・物理複合系の制御は、物理的状態
が数学系に結果的にフィードバックされることになり、
更に適正な追従制御が行われ得る。
【００１８】本発明のインバータ制御装置（９０）にお
いて、前記制御信号（Ｉｄｃ＊）には、更に、前記コン
デンサ（６２ｃ）が相互作用する物理系である回転子側
のパラメータ（Ｌｒｒ）が含まれている。
いて、前記制御信号（Ｉｄｃ＊）には、更に、前記コン
デンサ（６２ｃ）が相互作用する物理系である回転子側
のパラメータ（Ｌｒｒ）が含まれている。
【００１９】本発明のインバータ制御装置（９０）にお
いて、前記可変速駆動装置（６０）の後段の前記コンデ
ンサ（６２ｃ）を考慮しない時の制御信号がＩｄ＊で表
され、前記制御信号（Ｉｄｃ＊）がＩｄｃ＊で表され、
下記式： Ｉｄｃ＊＝Ｋｃ・Ｉｄ＊． で表される係数Ｋｃは、 Ｋｃ＝｛１−（ＡＣ＋ＢＣ２）｝１／２， で表され、ここで Ａ＝Ａ（Ｌｓｓ，Ｍ，Ｌｒｒ，Ｒｓ，Ｒｒ，Ｓ）， Ｂ＝Ｂ（Ｌｓｓ，Ｍ，Ｌｒｒ，Ｒｓ，Ｒｒ，Ｓ）， であり、ここで、 Ｌｓｓ＝誘導電動機固定子側の自己インダクタンス， Ｍ＝誘導電動機の固定子・回転子間の相互インダクタン
ス， Ｌｒｒ＝誘導電動機回転子側の自己インダクタンス， Ｒｓ＝誘導電動機の固定子側抵抗， Ｒｒ＝誘導電動機回転子側の抵抗， Ｓ＝すべり（但し、これらパラメータの内のいくつかは
省略可能）， である。
いて、前記可変速駆動装置（６０）の後段の前記コンデ
ンサ（６２ｃ）を考慮しない時の制御信号がＩｄ＊で表
され、前記制御信号（Ｉｄｃ＊）がＩｄｃ＊で表され、
下記式： Ｉｄｃ＊＝Ｋｃ・Ｉｄ＊． で表される係数Ｋｃは、 Ｋｃ＝｛１−（ＡＣ＋ＢＣ２）｝１／２， で表され、ここで Ａ＝Ａ（Ｌｓｓ，Ｍ，Ｌｒｒ，Ｒｓ，Ｒｒ，Ｓ）， Ｂ＝Ｂ（Ｌｓｓ，Ｍ，Ｌｒｒ，Ｒｓ，Ｒｒ，Ｓ）， であり、ここで、 Ｌｓｓ＝誘導電動機固定子側の自己インダクタンス， Ｍ＝誘導電動機の固定子・回転子間の相互インダクタン
ス， Ｌｒｒ＝誘導電動機回転子側の自己インダクタンス， Ｒｓ＝誘導電動機の固定子側抵抗， Ｒｒ＝誘導電動機回転子側の抵抗， Ｓ＝すべり（但し、これらパラメータの内のいくつかは
省略可能）， である。
【００２０】本発明のインバータ制御装置（９０）にお
いて、前記可変速駆動装置（６０）は、インバータ電流
（Ｉｉ（Ｍ／Ｌｒｒ））を生成する電流形インバータ
（６２）を有し、前記制御信号生成部（７１）は、前記
インバータ電流（Ｉｉ（Ｍ／Ｌｒｒ））が分流されて前
記コンデンサ（６２ｃ）のインピーダンス（Ｚｃ）に流
れるコンデンサ電流（Ｉｃ（Ｍ／Ｌｒｒ））分を補っ
て、前記インバータ電流（Ｉｉ（Ｍ／Ｌｒｒ））から前
記コンデンサ電流（Ｉｃ（Ｍ／Ｌｒｒ））分が除かれて
なる前記交流電動機（１１）に供給される電流（Ｉ１
（Ｍ／Ｌｒｒ））が設定値となるように、前記制御信号
（Ｉｄｃ＊）を生成する。
いて、前記可変速駆動装置（６０）は、インバータ電流
（Ｉｉ（Ｍ／Ｌｒｒ））を生成する電流形インバータ
（６２）を有し、前記制御信号生成部（７１）は、前記
インバータ電流（Ｉｉ（Ｍ／Ｌｒｒ））が分流されて前
記コンデンサ（６２ｃ）のインピーダンス（Ｚｃ）に流
れるコンデンサ電流（Ｉｃ（Ｍ／Ｌｒｒ））分を補っ
て、前記インバータ電流（Ｉｉ（Ｍ／Ｌｒｒ））から前
記コンデンサ電流（Ｉｃ（Ｍ／Ｌｒｒ））分が除かれて
なる前記交流電動機（１１）に供給される電流（Ｉ１
（Ｍ／Ｌｒｒ））が設定値となるように、前記制御信号
（Ｉｄｃ＊）を生成する。
【００２１】本発明のインバータ制御装置（９０）にお
いて、前記制御信号生成部（７１）は、前記コンデンサ
（６２ｃ）の前記容量（Ｃ）に加えて、インバータ周波
数指令値（ｆｅ）、前記交流電動機（１１）の固定子側
の自己インダクタンス（Ｌｓｓ）、前記交流電動機（１
１）の前記固定子および回転子の間の相互インダクタン
ス（Ｍ）、前記交流電動機（１１）の前記回転子側の自
己インダクタンス（Ｌｒｒ）、前記交流電動機（１１）
の前記固定子側の抵抗（Ｒｓ）、前記交流電動機（１
１）の前記回転子側の抵抗（Ｒｒ）および前記交流電動
機（１１）のすべり（Ｓ）に基づいて、前記制御信号
（Ｉｄｃ＊）を生成する。ここで、前記制御信号（Ｉｄ
ｃ＊）は、下記式（Ｂ１）により生成することができ
る。 Ｉｄｃ＊＝Ｋｃ×Ｉｄ＊ ……（Ｂ１） Ｉｄ＊ ：従来の整流器電流指令 [Ａ] Ｉｄｃ＊：補正後の整流器電流指令 [Ａ] Ｋｃ：補正係数 Ｋｃ＝（（ｋ１−ｋ２）２＋ｋ３２）１／２ 無次
元 ただし、 ｋ１＝１−ωｅ２・Ｃ（Ｌｓｓ−Ｍ２／Ｌｒｒ） ｋ２＝（ωｅ２・Ｃ（Ｒｒ／Ｓ）２・Ｍ２／Ｌｒｒ）／
（（ωｅ・Ｌｒｒ）２＋（Ｒｒ／Ｓ）２） ｋ３＝ωｅ・Ｃ・Ｒｓ＋（ωｅ３・Ｃ（Ｒｒ／Ｓ）
Ｍ２）／（（ωｅ・Ｌｒｒ）２＋（Ｒｒ／Ｓ）２） ωｅ：インバータ角周波数（＝ｆｅ＊×２π） [ｒ
ａｄ／ｓ]
いて、前記制御信号生成部（７１）は、前記コンデンサ
（６２ｃ）の前記容量（Ｃ）に加えて、インバータ周波
数指令値（ｆｅ）、前記交流電動機（１１）の固定子側
の自己インダクタンス（Ｌｓｓ）、前記交流電動機（１
１）の前記固定子および回転子の間の相互インダクタン
ス（Ｍ）、前記交流電動機（１１）の前記回転子側の自
己インダクタンス（Ｌｒｒ）、前記交流電動機（１１）
の前記固定子側の抵抗（Ｒｓ）、前記交流電動機（１
１）の前記回転子側の抵抗（Ｒｒ）および前記交流電動
機（１１）のすべり（Ｓ）に基づいて、前記制御信号
（Ｉｄｃ＊）を生成する。ここで、前記制御信号（Ｉｄ
ｃ＊）は、下記式（Ｂ１）により生成することができ
る。 Ｉｄｃ＊＝Ｋｃ×Ｉｄ＊ ……（Ｂ１） Ｉｄ＊ ：従来の整流器電流指令 [Ａ] Ｉｄｃ＊：補正後の整流器電流指令 [Ａ] Ｋｃ：補正係数 Ｋｃ＝（（ｋ１−ｋ２）２＋ｋ３２）１／２ 無次
元 ただし、 ｋ１＝１−ωｅ２・Ｃ（Ｌｓｓ−Ｍ２／Ｌｒｒ） ｋ２＝（ωｅ２・Ｃ（Ｒｒ／Ｓ）２・Ｍ２／Ｌｒｒ）／
（（ωｅ・Ｌｒｒ）２＋（Ｒｒ／Ｓ）２） ｋ３＝ωｅ・Ｃ・Ｒｓ＋（ωｅ３・Ｃ（Ｒｒ／Ｓ）
Ｍ２）／（（ωｅ・Ｌｒｒ）２＋（Ｒｒ／Ｓ）２） ωｅ：インバータ角周波数（＝ｆｅ＊×２π） [ｒ
ａｄ／ｓ]
【００２２】本発明のインバータ制御装置は、制御信号
（Ｉｄｃｐ＊）に応答して交流電動機（１１）を可変速
駆動する可変速駆動装置（６０）に、前記制御信号（Ｉ
ｄｃｐ＊）を出力するインバータ制御装置（９０）であ
って、入力信号（Ｉｄｃ＊）に含まれるインバータ周波
数成分および前記入力信号（Ｉｄｃ＊）に含まれる前記
インバータ周波数成分以外の残余周波数成分に基づい
て、前記制御信号（Ｉｄｃｐ＊）を生成する制御信号生
成部（７２）を備えたものである。
（Ｉｄｃｐ＊）に応答して交流電動機（１１）を可変速
駆動する可変速駆動装置（６０）に、前記制御信号（Ｉ
ｄｃｐ＊）を出力するインバータ制御装置（９０）であ
って、入力信号（Ｉｄｃ＊）に含まれるインバータ周波
数成分および前記入力信号（Ｉｄｃ＊）に含まれる前記
インバータ周波数成分以外の残余周波数成分に基づい
て、前記制御信号（Ｉｄｃｐ＊）を生成する制御信号生
成部（７２）を備えたものである。
【００２３】本発明のインバータ制御装置（９０）にお
いて、前記制御信号生成部（７２）は、前記入力信号
（Ｉｄｃ＊）と、前記入力信号（Ｉｄｃ＊）における前
記インバータ周波数成分の割合の逆数とを積算して、前
記制御信号（Ｉｄｃｐ＊）を生成する。インバータ（可
変速駆動装置６０）は通常、ＰＷＭ（パルス幅変調）に
より運転されることが多いため、電流波形には基本とな
るインバータ周波数以外にも別の周波数成分が含まれ
る。そこで、下記式Ｂ２のように、基本となるインバー
タ周波数の割合の逆数（例えば、基本となるインバータ
周波数の割合が９割だと１／０．９）を補正係数Ｋｐと
して用いれば、ＰＷＭの基本波成分の制御に関する補正
ができる。前記制御信号（Ｉｄｃｐ＊）は、下記式Ｂ２
により求められる。 Ｉｄｃｐ＊＝Ｋｐ×Ｉｄｃ＊ ……（Ｂ２） ただし、 Ｋｐ：ＰＷＭ補正係数 無次元 Ｉｄｃｐ＊：補正後の電流指令 [Ａ]
いて、前記制御信号生成部（７２）は、前記入力信号
（Ｉｄｃ＊）と、前記入力信号（Ｉｄｃ＊）における前
記インバータ周波数成分の割合の逆数とを積算して、前
記制御信号（Ｉｄｃｐ＊）を生成する。インバータ（可
変速駆動装置６０）は通常、ＰＷＭ（パルス幅変調）に
より運転されることが多いため、電流波形には基本とな
るインバータ周波数以外にも別の周波数成分が含まれ
る。そこで、下記式Ｂ２のように、基本となるインバー
タ周波数の割合の逆数（例えば、基本となるインバータ
周波数の割合が９割だと１／０．９）を補正係数Ｋｐと
して用いれば、ＰＷＭの基本波成分の制御に関する補正
ができる。前記制御信号（Ｉｄｃｐ＊）は、下記式Ｂ２
により求められる。 Ｉｄｃｐ＊＝Ｋｐ×Ｉｄｃ＊ ……（Ｂ２） ただし、 Ｋｐ：ＰＷＭ補正係数 無次元 Ｉｄｃｐ＊：補正後の電流指令 [Ａ]
【００２４】本発明のインバータ制御装置（９０）は、
制御信号（Ｉｄｃｐ＊）に応答して交流電動機（１１）
を可変速駆動する可変速駆動装置（６０）に、前記制御
信号（Ｉｄｃｐ＊）を出力するインバータ制御装置（９
０）であって、前記可変速駆動装置（６０）に含まれる
コンデンサ（６２ｃ）の容量（Ｃ）に基づいて、コンデ
ンサ補正信号（Ｉｄｃ＊）を生成するコンデンサ補正信
号生成部（７１）と、前記コンデンサ補正信号（Ｉｄｃ
＊）に含まれるインバータ周波数成分および前記コンデ
ンサ補正信号（Ｉｄｃ＊）に含まれる前記インバータ周
波数成分以外の残余周波数成分に基づいて、前記制御信
号（Ｉｄｃｐ＊）を生成する制御信号生成部（７２）と
を備えたものである。
制御信号（Ｉｄｃｐ＊）に応答して交流電動機（１１）
を可変速駆動する可変速駆動装置（６０）に、前記制御
信号（Ｉｄｃｐ＊）を出力するインバータ制御装置（９
０）であって、前記可変速駆動装置（６０）に含まれる
コンデンサ（６２ｃ）の容量（Ｃ）に基づいて、コンデ
ンサ補正信号（Ｉｄｃ＊）を生成するコンデンサ補正信
号生成部（７１）と、前記コンデンサ補正信号（Ｉｄｃ
＊）に含まれるインバータ周波数成分および前記コンデ
ンサ補正信号（Ｉｄｃ＊）に含まれる前記インバータ周
波数成分以外の残余周波数成分に基づいて、前記制御信
号（Ｉｄｃｐ＊）を生成する制御信号生成部（７２）と
を備えたものである。
【００２５】本発明のインバータ制御システムは、制御
信号（Ｉｄｃｐ＊）に基づいて生成した交流制御電力
（Ａｃｃ）を交流電動機（１１）に供給して前記交流電
動機（１１）を可変速駆動する可変速駆動装置（６０）
と、前記可変速駆動装置（６０）に前記制御信号（Ｉｄ
ｃｐ＊）を出力するインバータ制御装置（９０）とを備
えてなるインバータ制御システム（６０、９０）であっ
て、前記可変速駆動装置（６０）は、入力した交流電力
を整流して直流電力を生成する整流部（６１）と、前記
生成された直流電力から前記交流制御電力（Ａｃｃ）を
生成するインバータ部（６２）とを有し、前記インバー
タ制御装置（９０）は、前記可変速駆動装置（６０）に
含まれるコンデンサ（６２ｃ）の容量（Ｃ）ならびに入
力信号（Ｉｄｃ＊）に含まれるインバータ周波数成分お
よび前記入力信号（Ｉｄｃ＊）に含まれる前記インバー
タ周波数成分以外の残余周波数成分に基づいて、前記制
御信号（Ｉｄｃｐ＊）を生成し、前記生成された制御信
号（Ｉｄｃｐ＊）を前記整流部（６１）に出力するもの
である。
信号（Ｉｄｃｐ＊）に基づいて生成した交流制御電力
（Ａｃｃ）を交流電動機（１１）に供給して前記交流電
動機（１１）を可変速駆動する可変速駆動装置（６０）
と、前記可変速駆動装置（６０）に前記制御信号（Ｉｄ
ｃｐ＊）を出力するインバータ制御装置（９０）とを備
えてなるインバータ制御システム（６０、９０）であっ
て、前記可変速駆動装置（６０）は、入力した交流電力
を整流して直流電力を生成する整流部（６１）と、前記
生成された直流電力から前記交流制御電力（Ａｃｃ）を
生成するインバータ部（６２）とを有し、前記インバー
タ制御装置（９０）は、前記可変速駆動装置（６０）に
含まれるコンデンサ（６２ｃ）の容量（Ｃ）ならびに入
力信号（Ｉｄｃ＊）に含まれるインバータ周波数成分お
よび前記入力信号（Ｉｄｃ＊）に含まれる前記インバー
タ周波数成分以外の残余周波数成分に基づいて、前記制
御信号（Ｉｄｃｐ＊）を生成し、前記生成された制御信
号（Ｉｄｃｐ＊）を前記整流部（６１）に出力するもの
である。
【００２６】本発明は、インバータ（６２）の出力段の
コンデンサ（６２ｃ）の影響まで考慮し、定常特性を改
善できる制御装置（９０）である。前記制御装置（９
０）は、すべり周波数制御装置であることができる。
コンデンサ（６２ｃ）の影響まで考慮し、定常特性を改
善できる制御装置（９０）である。前記制御装置（９
０）は、すべり周波数制御装置であることができる。
【００２７】本発明は、インバータ（６２）がＰＷＭ制
御（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
ｃｏｎｔｒｏｌ）により運転されるような場合に、電流
波形に含まれる、インバータ周波数指令（ｆｅ＊）以外
の別の周波数成分の影響まで考慮し、定常特性を改善で
きる制御装置（９０）である。
御（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
ｃｏｎｔｒｏｌ）により運転されるような場合に、電流
波形に含まれる、インバータ周波数指令（ｆｅ＊）以外
の別の周波数成分の影響まで考慮し、定常特性を改善で
きる制御装置（９０）である。
【００２８】本発明は、インバータ（６２）の出力段の
コンデンサ（６２ｃ）の影響およびインバータ（６２）
がＰＷＭ制御により運転されるような場合に、電流波形
に含まれる、インバータ周波数指令（ｆｅ＊）以外の別
の周波数成分の影響まで考慮し、定常特性を改善できる
制御装置（９０）である。この場合、前記コンデンサ
（６２ｃ）の影響を考慮し（７１）た後に、前記周波数
成分の影響を考慮し（７２）て制御信号（整流器電流指
令）を生成することができる。また、前記周波数成分の
影響を考慮し（７２）た後に、前記コンデンサ（６２
ｃ）の影響を考慮し（７１）て制御信号（整流器電流指
令）を生成することができる。
コンデンサ（６２ｃ）の影響およびインバータ（６２）
がＰＷＭ制御により運転されるような場合に、電流波形
に含まれる、インバータ周波数指令（ｆｅ＊）以外の別
の周波数成分の影響まで考慮し、定常特性を改善できる
制御装置（９０）である。この場合、前記コンデンサ
（６２ｃ）の影響を考慮し（７１）た後に、前記周波数
成分の影響を考慮し（７２）て制御信号（整流器電流指
令）を生成することができる。また、前記周波数成分の
影響を考慮し（７２）た後に、前記コンデンサ（６２
ｃ）の影響を考慮し（７１）て制御信号（整流器電流指
令）を生成することができる。
【００２９】前記コンデンサ（６２ｃ）は、高調波成分
を除去するための平滑用リアクトルであることができ
る。
を除去するための平滑用リアクトルであることができ
る。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明のインバータ制御装置の一実施の形態について説明す
る。
明のインバータ制御装置の一実施の形態について説明す
る。
【００３１】図１において、符号９０は、本実施形態の
すべり周波数制御装置（インバータ制御装置）である。
図１において、図５と同じ符号は同じ構成要素を示すた
め、その詳細な説明を省略する。
すべり周波数制御装置（インバータ制御装置）である。
図１において、図５と同じ符号は同じ構成要素を示すた
め、その詳細な説明を省略する。
【００３２】図２は、図１の可変速駆動装置６０の回路
構成を示したものである。前述したように、可変速駆動
装置６０は、整流器６１とインバータ６２とを備えてい
る。整流器６１は、サイリスタ群のようなデバイス６１
ａが用いられた３相ブリッジ型のものである。
構成を示したものである。前述したように、可変速駆動
装置６０は、整流器６１とインバータ６２とを備えてい
る。整流器６１は、サイリスタ群のようなデバイス６１
ａが用いられた３相ブリッジ型のものである。
【００３３】インバータ６２は、電流形インバータであ
る。電流形インバータ６２は、その前段に直流リアクト
ル（平滑用リアクトル）６２ａがあるため、インバータ
６２の出力側からみたインピーダンスが大きく、電流源
として機能する（図３および図４のインバータ電流実効
値Ｉｉ（Ｍ／Ｌｒｒ）参照）。インバータ６２には、Ｇ
ＴＯ（ｇａｔｅ ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏ
ｒ）のような自己ターンオフ形のデバイス６２ｂが用い
られている。電流形インバータ６２の出力端には、コン
デンサ６２ｃが設けられている。
る。電流形インバータ６２は、その前段に直流リアクト
ル（平滑用リアクトル）６２ａがあるため、インバータ
６２の出力側からみたインピーダンスが大きく、電流源
として機能する（図３および図４のインバータ電流実効
値Ｉｉ（Ｍ／Ｌｒｒ）参照）。インバータ６２には、Ｇ
ＴＯ（ｇａｔｅ ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏ
ｒ）のような自己ターンオフ形のデバイス６２ｂが用い
られている。電流形インバータ６２の出力端には、コン
デンサ６２ｃが設けられている。
【００３４】３相交流電源５０（図５）から一定周波数
（６０Ｈｚ）の３相交流電力を入力した整流器６１は、
後述する整流器電流指令に基づいて電流形インバータ６
２に直流電力を出力する。電流形インバータ６２は、イ
ンバータ周波数指令ｆｅ＊に基づいて、直流を３相交流
に変換すると共に、出力する３相交流（交流制御電力）
Ａｃｃの周波数を変化させ、誘導電動機１１の回転数制
御を行う。
（６０Ｈｚ）の３相交流電力を入力した整流器６１は、
後述する整流器電流指令に基づいて電流形インバータ６
２に直流電力を出力する。電流形インバータ６２は、イ
ンバータ周波数指令ｆｅ＊に基づいて、直流を３相交流
に変換すると共に、出力する３相交流（交流制御電力）
Ａｃｃの周波数を変化させ、誘導電動機１１の回転数制
御を行う。
【００３５】図５に示した従来のインバータ制御装置２
０では、図２に示す電流形インバータ６２の出力端のコ
ンデンサ６２ｃの効果に気づかずに制御を行っていた。
また、インバータ６２は通常、ＰＷＭ（パルス幅変調）
により運転されるため、電流波形には基本となるインバ
ータ周波数以外にも別の周波数成分が含まれる。
０では、図２に示す電流形インバータ６２の出力端のコ
ンデンサ６２ｃの効果に気づかずに制御を行っていた。
また、インバータ６２は通常、ＰＷＭ（パルス幅変調）
により運転されるため、電流波形には基本となるインバ
ータ周波数以外にも別の周波数成分が含まれる。
【００３６】本実施例は、出力端コンデンサの効果およ
びＰＷＭの効果を考慮できるように補正演算を行って制
御を行うものである。図１に示すように、すべり周波数
制御装置９０において、電流演算部２５の後段には、コ
ンデンサ補正部７１およびＰＷＭ補正部７２がその順番
に直列に設けられている。
びＰＷＭの効果を考慮できるように補正演算を行って制
御を行うものである。図１に示すように、すべり周波数
制御装置９０において、電流演算部２５の後段には、コ
ンデンサ補正部７１およびＰＷＭ補正部７２がその順番
に直列に設けられている。
【００３７】コンデンサ補正部７１は、電流演算部２５
から出力された従来整流器指令Ｉｄ＊を入力して、コン
デンサ補正整流器電流指令Ｉｄｃ＊を出力する。ＰＷＭ
補正部７２は、そのコンデンサ補正整流器電流指令Ｉｄ
ｃ＊を入力して補正整流器電流指令Ｉｄｃｐ＊を整流器
６１に出力する。なお、図１において、上記のコンデン
サ補正部７１およびＰＷＭ補正部７２による補正演算以
外の構成、動作は、従来（図５）と実質的に同じであ
る。
から出力された従来整流器指令Ｉｄ＊を入力して、コン
デンサ補正整流器電流指令Ｉｄｃ＊を出力する。ＰＷＭ
補正部７２は、そのコンデンサ補正整流器電流指令Ｉｄ
ｃ＊を入力して補正整流器電流指令Ｉｄｃｐ＊を整流器
６１に出力する。なお、図１において、上記のコンデン
サ補正部７１およびＰＷＭ補正部７２による補正演算以
外の構成、動作は、従来（図５）と実質的に同じであ
る。
【００３８】（１）コンデンサ補正部７１
まず、コンデンサ補正について説明する。本来、インバ
ータ６２では、小容量のコンデンサ６２ｃが選ばれてい
たことによるのであろうが、フィードバック系ではコン
デンサ効果を考慮することは無意味であると考えられて
いたのであろうか、コンデンサ６２ｃの効果は完全に無
視されていた。より正確な定常特性の制御が必要な場合
は、フィードバック系であっても、この効果を考慮する
ことが重要である。図３にインバータ６２の出力端コン
デンサ６２ｃを考慮した、誘導電動機１１の２次側換算
等価回路を示す。図４は、図３を更に簡略化した等価回
路である。
ータ６２では、小容量のコンデンサ６２ｃが選ばれてい
たことによるのであろうが、フィードバック系ではコン
デンサ効果を考慮することは無意味であると考えられて
いたのであろうか、コンデンサ６２ｃの効果は完全に無
視されていた。より正確な定常特性の制御が必要な場合
は、フィードバック系であっても、この効果を考慮する
ことが重要である。図３にインバータ６２の出力端コン
デンサ６２ｃを考慮した、誘導電動機１１の２次側換算
等価回路を示す。図４は、図３を更に簡略化した等価回
路である。
【００３９】図４の等価回路において、コンデンサイン
ピーダンスＺｃ、誘導電動機インピーダンスＺＬは、以
下の式（８）、（９）の通りである。 Ｚｃ＝１／（ｊωｅＣ（Ｍ／Ｌｒｒ）２） ……（８） ＺＬ＝Ｒｓ（Ｍ／Ｌｒｒ）２＋ｊωｅ（ＬｓｓＬｒｒ２／Ｍ２−Ｌｒｒ）＋（ ｊωｅＬｒｒ・Ｒｒ／Ｓ）／（ｊωｅＬｒｒ＋Ｒｒ／Ｓ） ……（９）
ピーダンスＺｃ、誘導電動機インピーダンスＺＬは、以
下の式（８）、（９）の通りである。 Ｚｃ＝１／（ｊωｅＣ（Ｍ／Ｌｒｒ）２） ……（８） ＺＬ＝Ｒｓ（Ｍ／Ｌｒｒ）２＋ｊωｅ（ＬｓｓＬｒｒ２／Ｍ２−Ｌｒｒ）＋（ ｊωｅＬｒｒ・Ｒｒ／Ｓ）／（ｊωｅＬｒｒ＋Ｒｒ／Ｓ） ……（９）
【００４０】図４に示す等価回路より、コンデンサイン
ピーダンスＺｃに流入するインバータ電流分を補正すれ
ばよいことが分かる。誘導電動機１１には、１次電流実
効値（Ｉ１（Ｍ／Ｌｒｒ））として、インバータ６２の
インバータ電流実効値（Ｉｉ（Ｍ／Ｌｒｒ））からコン
デンサインピーダンスＺｃに流入するコンデンサ電流実
効値（Ｉｃ（Ｍ／Ｌｒｒ））を引いた値が供給される
（分流）。この効果を計算すると、コンデンサ補正とし
て補正係数Ｋｃを考慮すればよい（下記式（１０））。
ピーダンスＺｃに流入するインバータ電流分を補正すれ
ばよいことが分かる。誘導電動機１１には、１次電流実
効値（Ｉ１（Ｍ／Ｌｒｒ））として、インバータ６２の
インバータ電流実効値（Ｉｉ（Ｍ／Ｌｒｒ））からコン
デンサインピーダンスＺｃに流入するコンデンサ電流実
効値（Ｉｃ（Ｍ／Ｌｒｒ））を引いた値が供給される
（分流）。この効果を計算すると、コンデンサ補正とし
て補正係数Ｋｃを考慮すればよい（下記式（１０））。
【００４１】
Ｉｄｃ＊＝Ｋｃ×Ｉｄ＊． ……（１０）
Ｉｄ＊ ：従来の整流器電流指令 [Ａ]
Ｉｄｃ＊：補正後の整流器電流指令 [Ａ]
Ｋｃ：補正係数
Ｋｃ＝（（ｋ１−ｋ２）２＋ｋ３２）１／２． 無
次元 ただし、 ｋ１＝１−ωｅ２・Ｃ（Ｌｓｓ−Ｍ２／Ｌｒｒ）． ｋ２＝（ωｅ２・Ｃ（Ｒｒ／Ｓ）２・Ｍ２／Ｌｒｒ）／
（（ωｅ・Ｌｒｒ）２＋（Ｒｒ／Ｓ）２）． ｋ３＝ωｅ・Ｃ・Ｒｓ＋（ωｅ３・Ｃ（Ｒｒ／Ｓ）
Ｍ２）／（（ωｅ・Ｌｒｒ）２＋（Ｒｒ／Ｓ）２）． ωｅ：インバータ角周波数（＝ｆｅ＊×２π） [ｒ
ａｄ／ｓ] Ｃ：コンデンサの容量 [Ｆ] Ｌｓｓ：誘導電動機固定子側の自己インダクタンス
[Ｈ] Ｍ：誘導電動機固定子回転子間相互インダクタンス
[Ｈ] Ｌｒｒ：誘導電動機回転子側の自己インダクタンス
[Ｈ] Ｒｓ：誘導電動機固定子側の抵抗 [Ω] Ｒｒ：誘導電動機回転子側の抵抗 [Ω] Ｓ：すべり 無次元量 補正係数Ｋｃは、下記式（１１）で表され得る。 Ｋｃ＝｛１−（ＡＣ＋ＢＣ２）｝１／２． ……（１１） コンデンサ容量Ｃが十分に小さいときは、 Ｋｃ＝１−（１／２）（ＡＣ＋ＢＣ２）．
次元 ただし、 ｋ１＝１−ωｅ２・Ｃ（Ｌｓｓ−Ｍ２／Ｌｒｒ）． ｋ２＝（ωｅ２・Ｃ（Ｒｒ／Ｓ）２・Ｍ２／Ｌｒｒ）／
（（ωｅ・Ｌｒｒ）２＋（Ｒｒ／Ｓ）２）． ｋ３＝ωｅ・Ｃ・Ｒｓ＋（ωｅ３・Ｃ（Ｒｒ／Ｓ）
Ｍ２）／（（ωｅ・Ｌｒｒ）２＋（Ｒｒ／Ｓ）２）． ωｅ：インバータ角周波数（＝ｆｅ＊×２π） [ｒ
ａｄ／ｓ] Ｃ：コンデンサの容量 [Ｆ] Ｌｓｓ：誘導電動機固定子側の自己インダクタンス
[Ｈ] Ｍ：誘導電動機固定子回転子間相互インダクタンス
[Ｈ] Ｌｒｒ：誘導電動機回転子側の自己インダクタンス
[Ｈ] Ｒｓ：誘導電動機固定子側の抵抗 [Ω] Ｒｒ：誘導電動機回転子側の抵抗 [Ω] Ｓ：すべり 無次元量 補正係数Ｋｃは、下記式（１１）で表され得る。 Ｋｃ＝｛１−（ＡＣ＋ＢＣ２）｝１／２． ……（１１） コンデンサ容量Ｃが十分に小さいときは、 Ｋｃ＝１−（１／２）（ＡＣ＋ＢＣ２）．
【００４２】（２）ＰＷＭ補正部７２
インバータは通常、ＰＷＭ（パルス幅変調）により運転
されるため、電流波形には基本となるインバータ周波数
以外にも別の周波数成分が含まれる。そこで、基本とな
るインバータ周波数の割合の逆数（例えば、基本となる
インバータ周波数の割合が９割だと１／０．９）を補正
係数Ｋｐとして用いれば、ＰＷＭの基本波成分の制御に
関する補正ができる（式（１２））。
されるため、電流波形には基本となるインバータ周波数
以外にも別の周波数成分が含まれる。そこで、基本とな
るインバータ周波数の割合の逆数（例えば、基本となる
インバータ周波数の割合が９割だと１／０．９）を補正
係数Ｋｐとして用いれば、ＰＷＭの基本波成分の制御に
関する補正ができる（式（１２））。
【００４３】
Ｉｄｃｐ＊＝Ｋｐ×Ｉｄｃ＊ ……（１２）
ただし、
Ｋｐ：ＰＷＭ補正係数 無次元
Ｉｄｃｐ＊：補正後の電流指令 [Ａ]
【００４４】なお、上記では、コンデンサ補正およびＰ
ＷＭ補正の両方を行う場合について説明したが、両方を
行う代わりに、どちらか片方のみを行うことができる。
すべり周波数制御装置９０において、コンデンサ補正部
７１およびＰＷＭ補正部７２の両方を備える場合の他、
コンデンサ補正部７１またはＰＷＭ補正部７２のいずれ
かのみを備えることができる。コンデンサ補正のみを行
う場合には、コンデンサ補正部７１から出力された整流
器電流指令Ｉｄｃ＊がそのまま整流器６１に出力され
る。ＰＷＭ補正のみを行う場合には、電流演算部２５か
ら出力された電流指令Ｉｄ＊がＰＷＭ補正部７２に入力
され、入力した電流指令Ｉｄ＊と上記補正係数Ｋｐの積
を、整流器電流指令として、整流器６１に出力する。
ＷＭ補正の両方を行う場合について説明したが、両方を
行う代わりに、どちらか片方のみを行うことができる。
すべり周波数制御装置９０において、コンデンサ補正部
７１およびＰＷＭ補正部７２の両方を備える場合の他、
コンデンサ補正部７１またはＰＷＭ補正部７２のいずれ
かのみを備えることができる。コンデンサ補正のみを行
う場合には、コンデンサ補正部７１から出力された整流
器電流指令Ｉｄｃ＊がそのまま整流器６１に出力され
る。ＰＷＭ補正のみを行う場合には、電流演算部２５か
ら出力された電流指令Ｉｄ＊がＰＷＭ補正部７２に入力
され、入力した電流指令Ｉｄ＊と上記補正係数Ｋｐの積
を、整流器電流指令として、整流器６１に出力する。
【００４５】本制御を行うことで、インバータの定常特
性（電圧、電流の実効値）を改善することができる。
性（電圧、電流の実効値）を改善することができる。
【００４６】
【発明の効果】本発明のインバータ制御装置によれば、
インバータの出力段の効果まで考慮するため、定常特性
を改善することができる。
インバータの出力段の効果まで考慮するため、定常特性
を改善することができる。
【図１】図１は、本発明のインバータ制御装置の一実施
形態の構成を示すブロック図である。
形態の構成を示すブロック図である。
【図２】図２は、本発明のインバータ制御装置の一実施
形態が使用される可変速駆動装置の構成を示すブロック
図である。
形態が使用される可変速駆動装置の構成を示すブロック
図である。
【図３】図３は、本発明のインバータ制御装置の一実施
形態が使用される誘導電動機の２次側換算等価回路であ
る。
形態が使用される誘導電動機の２次側換算等価回路であ
る。
【図４】図４は、図３を簡略化した等価回路である。
【図５】図５は、従来のインバータ制御装置の一実施形
態の構成を示すブロック図である。
態の構成を示すブロック図である。
１１ 多極誘導電動機（交流電動機）
１２ 回転数検出器
２０ 従来のインバータ制御装置
２２ 速度制御器
２３ すべり演算部
２５ 電流演算部
５０ ３相交流電源
６０ 可変速駆動装置
６１ 整流器
６１ａ デバイス（サイリスタ）
６２ 電流形インバータ
６２ａ 直流リアクトル
６２ｂ デバイス（ＧＴＯ）
６２ｃ コンデンサ
７１ コンデンサ補正部
７２ ＰＷＭ補正部
９０ すべり周波数制御装置（インバータ制御装置）
Ａｃｃ ３相交流（交流制御電力）
ｆｅ＊ インバータ周波数指令
ｆｒ２ ２極換算検出回転数
ｆｒ２＊ ２極換算検出回転数指令
ｆｒｍ 多極検出回転数
ｆｒｍ＊ 多極検出回転数指令
ｆｓ＊ すべり周波数指令
Ｉｄ＊ 従来の整流器電流指令
Ｉｄｃ＊ コンデンサ補正整流器電流指令
Ｉｄｃｐ＊ 補正整流器電流指令
Ｌｒｒ 誘導電動機回転子側の自己インダクタンス
Ｍ 誘導電動機固定子回転子間の相互インダクタンス
ｐ 極数
Ｔ２＊ ２極換算トルク指令
Ｚｃ コンデンサインピーダンス
ＺＬ 誘導電動機インピーダンス
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 赤坂 則之
愛知県名古屋市中村区岩塚町字高道１番
地 三菱重工業株式会社名古屋機器製作
所内
(72)発明者 川畑 理
兵庫県神戸市兵庫区和田崎町一丁目１番
１号 三菱重工業株式会社神戸造船所内
(72)発明者 篠田 尚信
兵庫県神戸市兵庫区和田崎町一丁目１番
１号 三菱重工業株式会社神戸造船所内
(56)参考文献 特開 平10−201242（ＪＰ，Ａ)
特開 昭63−283495（ＪＰ，Ａ)
特開 平11−18488（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 5/28 - 5/44
H02P 7/36 - 7/66
H02P 21/00
H02M 7/42 - 7/98
H02P 5/00
H02P 6/00 - 6/24
Claims (9)
- 【請求項１】 出力端の間にコンデンサが介設され、且
つ、前記出力端からインバータ電流を出力して誘導電動
機を可変速駆動する可変速駆動装置を制御するために、
前記インバータ電流の電流指令を生成するインバータ制
御装置であって、前記誘導電動機の回転数ｆｒｍが、外部から与えられる
回転数指令に制御されるように補正前電流指令を生成す
る電流指令生成器と、 前記補正前電流指令を、前記 コンデンサの容量Ｃと、前
記誘導電動機の固定子側の自己インダクタンスＬｓｓ
と、前記誘導電動機の固定子・回転子間の相互インダク
タンスＭと、前記誘導電動機の回転子側の自己インダク
タンスＬｒｒと、前記誘導電動機の固定子側の抵抗Ｒｓ
と、前記誘導電動機の回転子側の抵抗Ｒｒと、前記誘導
電動機のすべりＳとに基づいて補正することによって前
記電流指令を生成する電流指令補正部とを備えたインバ
ータ制御装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のインバータ制御装置にお
いて、前記電流指令をＩｄｃ＊とし、前記補正前電流指令をＩ
ｄ＊としたとき、前記電流指令Ｉｄｃ＊は、 下記式：Ｋ ｃ＝｛１−（ＡＣ＋ＢＣ２）｝１／２，こ こで Ａ＝Ａ（Ｌｓｓ，Ｍ，Ｌｒｒ，Ｒｓ，Ｒｒ，Ｓ）， Ｂ＝Ｂ（Ｌｓｓ，Ｍ，Ｌｒｒ，Ｒｓ，Ｒｒ，Ｓ）， で表される係数Ｋｃを用いて、 Ｉｄｃ＊＝Ｋｃ・Ｉｄ＊．で表される ことを特徴とするインバータ制御装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載のインバータ制御装置に
おいて、前 記電流指令補正部は、前記インバータ電流が分流され
て前記コンデンサに流れるコンデンサ電流分を補って、
前記インバータ電流から前記コンデンサ電流分が除かれ
てなる前記誘導電動機に供給される電流が前記補正前電
流指令となるように、前記電流指令を生成するインバー
タ制御装置。 - 【請求項４】 請求項１に記載のインバータ制御装置に
おいて、 前記補正前電流指令をＩｄ＊としたとき、前記電流指令
生成器は、 前記誘導電動機の２極換算トルク指令Ｔ２＊を、前記回
転数ｆｒｍが前記回転数指令に制御されるように生成す
るトルク指令生成部と、 前記誘導電動機の回転子側の全磁束鎖交数実効値をΦｒ
として、下記式： Ｉｉ＊＝（Ｌｒｒ／Ｍ）×（（Φｒ／Ｌｒｒ） ２ ＋（Ｔ
２＊／Φｒ） ２ ） １／２ 、 Ｉｄ＊＝（π／３√２）×Ｉｉ＊ に従って前記補正前電流指令Ｉｄ＊を生成する電流演算
部とを含むインバータ制御装置。 - 【請求項５】 請求項４に記載のインバータ制御装置に
おいて、 前記電流指令をＩｄｃ＊とし、前記誘導電動機の極数を
ｐとしたとき、前記電流指令補正部は、前記電流指令Ｉ
ｄｃ＊を、下記式： ｆｒ２＝ｆｒｍ×（ｐ／２）， ｆｓ＊＝（Ｒｒ×Ｔ２＊）／（Φｒ ２ ×２π）， ｆｅ＊＝ｆｒ２＋ｆｓ＊， ωｅ＝ｆｅ＊×２π ｋ１＝１−ωｅ ２ ・Ｃ（Ｌｓｓ−Ｍ ２ ／Ｌｒｒ）， ｋ２＝（ωｅ ２ ・Ｃ（Ｒｒ／Ｓ） ２ ・Ｍ ２ ／Ｌｒｒ）／
（（ωｅ・Ｌｒｒ） ２ ＋（Ｒｒ／Ｓ） ２ ）， ｋ３＝ωｅ・Ｃ・Ｒｓ＋（ωｅ ３ ・Ｃ（Ｒｒ／Ｓ）
Ｍ ２ ）／（（ωｅ・Ｌｒｒ） ２ ＋（Ｒｒ／Ｓ） ２ ）， Ｋｃ＝（（ｋ１−ｋ２） ２ ＋ｋ３ ２ ） １／２ ， Ｉｄｃ＊＝Ｋｃ・Ｉｄ＊， で表されるように生成するインバータ制御装置。 - 【請求項６】 ＰＷＭによって生成したインバータ電流
を出力して誘導電動機を可変速駆動する可変速駆動装置
に、前記インバータ電流の電流指令を出力するインバー
タ制御装置であって、前記誘導電動機の回転数ｆｒｍが、外部から与えられる
回転数指令に制御されるように補正前電流指令を生成す
る電流指令生成部と、 前記インバータ電流における、基本となるインバータ周
波数成分の割合に基づいて前記補正前電流指令を補正し
て前記電流指令 を生成する電流指令補正部とを備えたイ
ンバータ制御装置。 - 【請求項７】 請求項６記載のインバータ制御装置にお
いて、 前記電流指令補正部は、前記補正前電流指令Ｉｄ＊と前
記インバータ周波数成分の前記割合の逆数との積に基づ
いて前記電流指令を生成するインバータ制御装置。 - 【請求項８】 出力端の間にコンデンサが介設され、且
つ、ＰＷＭによって生成したインバータ電流を前記出力
端から出力して誘導電動機を可変速駆動する可変速駆動
装置に、前記インバータ電流を指示する電流指令Ｉｄｃ
ｐ＊を出力するインバータ制御装置であって、前記誘導電動機の回転数ｆｒｍが、外部から与えられる
回転数指令に制御されるように電流指令Ｉｄ＊を生成す
る電流指令生成器と、 前記電流指令Ｉｄ＊を、前記 コンデンサの容量Ｃと、前
記誘導電動機の固定子側の自己インダクタンスＬｓｓ
と、前記誘導電動機の固定子・回転子間の相互インダク
タンスＭと、前記誘導電動機の回転子側の自己インダク
タンスＬｒｒと、前記誘導電動機の固定子側の抵抗Ｒｓ
と、前記誘導電動機の回転子側の抵抗Ｒｒと、前記誘導
電動機のすべりＳとに基づいて補正することによって電
流指令Ｉｄｃ＊を生成する第１補正部と、 前記電流指令Ｉｄｃ＊と、前記インバータ電流におけ
る、基本となるインバータ周波数成分の割合に基づいて
前記電流指令Ｉｄｃ＊を補正して前記電流指令Ｉｄｃｐ
＊を生成する第２補正部とを備えたインバータ制御装
置。 - 【請求項９】 出力端の間に介設されたコンデンサを含
み、前記出力端からＰＷＭによって生成したインバータ
電流を出力して誘導電動機を可変速駆動する可変速駆動
装置と、 前記可変速駆動装置に前記インバータ電流の電流指令Ｉ
ｄｃｐ＊を出力するインバータ制御装置とを備えてなる
インバータ制御システムであって、前記インバータ制御装置は、 前記誘導電動機の回転数ｆｒｍが、外部から与えられる
回転数指令に制御されるように電流指令Ｉｄ＊を生成す
る電流指令生成器と、 前記電流指令Ｉｄ＊を、前記コンデンサの容量Ｃと、前
記誘導電動機の固定子側の自己インダクタンスＬｓｓ
と、前記誘導電動機の固定子・回転子間の相互インダク
タンスＭと、前記誘導電動機の回転子側の自己インダク
タンスＬｒｒと、前記誘導電動機の固定子側の抵抗Ｒｓ
と、前記誘導電動機の回転子側の抵抗Ｒｒと、前記誘導
電動機のすべりＳとに基づいて補正することによって電
流指令Ｉｄｃ＊を生成する第１補正部と、 前記電流指令Ｉｄｃ＊と、前記電流指令Ｉｄｃ＊におけ
る、基本となるインバータ周波数成分の割合の逆数とを
積算して、前記電流指令Ｉｄｃｐ＊を生成する第２補正
部とを有し、 前記可変速駆動装置は、前記電流指令Ｉｄｃｐ＊に応答して、 入力した交流電力
を整流して直流電力を生成する整流部と、 前記生成された直流電力から前記インバータ電流を生成
するインバータ部とを有するインバータ制御システム。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13098399A JP3416565B2 (ja) | 1999-05-12 | 1999-05-12 | インバータ制御装置およびインバータ制御システム |
| US09/988,731 US6750629B2 (en) | 1999-05-12 | 2001-11-20 | Inverter control apparatus and motor driving system |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13098399A JP3416565B2 (ja) | 1999-05-12 | 1999-05-12 | インバータ制御装置およびインバータ制御システム |
| US09/988,731 US6750629B2 (en) | 1999-05-12 | 2001-11-20 | Inverter control apparatus and motor driving system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000324872A JP2000324872A (ja) | 2000-11-24 |
| JP3416565B2 true JP3416565B2 (ja) | 2003-06-16 |
Family
ID=27624545
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13098399A Expired - Fee Related JP3416565B2 (ja) | 1999-05-12 | 1999-05-12 | インバータ制御装置およびインバータ制御システム |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6750629B2 (ja) |
| JP (1) | JP3416565B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7207711B2 (en) * | 2002-12-23 | 2007-04-24 | Premark Feg L.L.C. | Mixing device with variable speed drive and related control features |
| US7273315B2 (en) * | 2002-12-23 | 2007-09-25 | Premark Feg Llc | Mixing device with variable speed drive and related control features |
| US7696715B2 (en) * | 2006-09-26 | 2010-04-13 | The Boeing Company | Power control for induction motors using variable frequency AC power |
| US9059603B2 (en) * | 2008-12-11 | 2015-06-16 | Sunline Jamaica Limited | Solar powered electrical energy generating device |
| WO2018160518A1 (en) | 2017-02-28 | 2018-09-07 | Illinois Tool Works Inc. | Mixing machine system |
| US11052360B2 (en) | 2017-02-28 | 2021-07-06 | Illinois Tool Works Inc. | Mixing machine system |
| GB2573247B (en) | 2017-02-28 | 2022-04-20 | Illinois Tool Works | Mixing machine with VFD based diagnostics |
| CN107040183A (zh) * | 2017-04-26 | 2017-08-11 | 美的集团股份有限公司 | 电机驱动系统、方法和食品搅拌机 |
| CN109924908B (zh) * | 2017-12-19 | 2020-11-24 | 美的集团股份有限公司 | 食物搅拌机及其驱动电机的控制方法和装置 |
| GB2583237B (en) | 2017-12-21 | 2022-06-15 | Illinois Tool Works | Mixing machine |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2645012B2 (ja) * | 1987-05-13 | 1997-08-25 | 株式会社東芝 | 電動機制御装置 |
| JPH10201242A (ja) * | 1996-12-27 | 1998-07-31 | Toshiba Corp | 電流形変換器 |
| JP3708292B2 (ja) * | 1997-06-17 | 2005-10-19 | 三菱電機株式会社 | Ｐｗｍインバータ装置の制御方法および制御装置 |
| JPH1169880A (ja) | 1997-08-28 | 1999-03-09 | Toshiba Corp | インバータ制御装置 |
| KR100333434B1 (ko) * | 1998-11-20 | 2002-04-25 | 가나이 쓰도무 | 권선형 유도기 및 가변속 전기에너지 변환설비 |
| US6313600B1 (en) * | 2000-02-29 | 2001-11-06 | Robicon Corporation | Control method and apparatus for insufficient input voltage in an AC drive |
-
1999
- 1999-05-12 JP JP13098399A patent/JP3416565B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-11-20 US US09/988,731 patent/US6750629B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000324872A (ja) | 2000-11-24 |
| US6750629B2 (en) | 2004-06-15 |
| US20030094919A1 (en) | 2003-05-22 |
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