DE4302282B4 - Verfahren und Vorrichtung zum Steuern eines Inverters - Google Patents

Verfahren und Vorrichtung zum Steuern eines Inverters Download PDF

Info

Publication number
DE4302282B4
DE4302282B4 DE4302282A DE4302282A DE4302282B4 DE 4302282 B4 DE4302282 B4 DE 4302282B4 DE 4302282 A DE4302282 A DE 4302282A DE 4302282 A DE4302282 A DE 4302282A DE 4302282 B4 DE4302282 B4 DE 4302282B4
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
voltage reference
reference signals
mode
value
reference signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE4302282A
Other languages
English (en)
Other versions
DE4302282A1 (de
Inventor
Satoshi Miyazaki
Ben-Brahim Lazhar
Ryoichi Kurosawa
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP4244428A external-priority patent/JP2539146B2/ja
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Publication of DE4302282A1 publication Critical patent/DE4302282A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE4302282B4 publication Critical patent/DE4302282B4/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487Neutral point clamped inverters
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4833Capacitor voltage balancing

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Verfahren zum Steuern eines Inverters, der eine Anzahl von Phasenspannungen und eine entsprechende Anzahl von Leitungsspannungen, die als die Differenzen zwischen den Phasenspannungen definiert sind, erzeugt, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist:
Erzeugen von Spannungsreferenzsignalen entsprechend den Phasenspannungen;
Bestimmen einer Betriebsart des Inverters, ausgewählt aus (a) einer normalen Betriebsart, (b) einer Rechteck-Betriebsart und (c) einer Nullkorrektur-Betriebsart, in Antwort auf Werte und Vorzeichen der Spannungsreferenzsignale, wobei:
die normale Betriebsart bestimmt wird, wenn die Absolutwerte alle drei Spannungsreferenzsignale oberhalb eines vorgewählten, positiven Wertes liegen,
die Rechteck-Betriebsart bestimmt wird, wenn eine der folgenden Bedingungen vorliegt:
– die Absolutwerte von wenigstens zwei Spannungsreferenzsignalen sind kleiner als oder gleich groß wie der vorgewählte Wert, oder
– die Absolutwerte von wenigstens zwei Spannungsreferenzsignalen sind kleiner als oder gleich groß wie zweimal der vorgewählte Wert, und die Vorzeichen dieser wenigstens zwei Spannungsreferenzsignale sind unterschiedlich, und
– die Nullkorrektur-Betriebsart bestimmt...

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Steuervorrichtung, die bei einem über Pulsbreitenmodulation (PWM) gesteuerten Inverter zum Umwandeln von Gleichstrom in Wechselstrom, einem über PWM gesteuerten Umformer zum Wandeln von Wechselstrom in Gleichstrom und ähnlichem angewendet werden kann.
  • Die DE 42 06 263 A1 (ältere Anmeldung) betrifft einen Stern- oder Nullpunkt-angeklammerten Leistungs- oder Stromumformer, der ausgelegt ist, um eine Dreipegel-Ausgangsspannung zu generieren und bei einem PWM-Gleichrichter bzw. bei einem PWM-Wechselrichter anwendbar ist.
  • Die JP 60229676 A offenbart einen PWM-Inverter, wobei ein Stromdetektor einen Laststrom erfasst, der in oder aus einem Induktionsmotor strömt, und seinen Ausgabe an einen Komparator liefert, der abhängig von der Polarität des Laststroms ein positives oder negatives Signal liefert. Ein Regler erzeugt ein rechteckiges Spannungskorrektursignal für den Komparator, wobei dieses Signal eine Amplitude hat, die dem Produkt aus Spannung und Zeit der ungesteuerten Spannungsperiode entspricht.
  • Ein über Pulsbreitenmodulation gesteuerter Inverter verwendet Schaltelemente vom selbstlöschenden Typ wie z.B. Vollsteuergatt(GTO)-Thyristoren.
  • Wie in 1 gezeigt, weist die Inverter-Steuervorrichtung eine Steuereinheit 300, einen Komparator 301 und einen Pulskorrektur-Schaltkreis 302 auf. Die Steuereinheit 300 gibt ein Spannungsreferenzsignal V* aus. Der Komparator 301 vergleicht das Spannungsreferenzsignal V* und Trägersignale VCP und VCN und gibt ein Ausgangssignal VCMP aus. Der Pulskorrektur-Schaltkreis 302 korrigiert das Ausgangssignal VCMP von dem Vergleicher 301 und gibt ein Gatesignal (Torsignal) VG aus. Diese Gatesignale werden verwendet, um die Schaltelemente, z.B. GTOs, in dem Inverter zu steuern, was im Stand der Technik wohl bekannt ist, vergleiche z.B. 13.
  • Wie in 2 gezeigt, wirkt der Pulsbreitenkorrektur-Schaltkreis 302, um das Ausgangssignal VCMP zu korrigieren, wenn die Breite des Ausgangssignals VCMP gleich oder kleiner ist als eine minimale EIN-Pulsbreite T0 (d.h., der Absolutwert des Spannungsreferenzsignals V* ist gleich oder kleiner als ein minimaler Spannungsreferenzwert ± Vmin). Als Ergebnis ist die minimale Breite des Gatesignals VG nicht geringer als die minimale EIN-Pulsbreite T0.
  • Die Steuervorrichtung kann jedoch die Ausgangsspannung nicht im Bereich niedriger Spannungen steuern, weshalb dieser Bereich auch als unkontrollierter Bereich bezeichnet werden kann. Mit dem Bereich niedriger Spannungen ist ein Bereich gemeint, in dem die Breite des Ausgangssignals VCMP gleich oder geringer ist als die minimale EIN-Pulsbreite T0. Um einen Puls zu vermeiden, der kürzer ist als die minimale EIN-Zeit, lehrt der Stand der Technik eine Modifikation des Komparatorsignals VCMP, um so ein Gatesignal VG mit konstanter Pulsbreite in dem unkontrollierten Bereich zu erzeugen. Das Verwenden eines Gatepulses mit fester Breite bedeutet jedoch, dass die Breite der Phasenspannung des Inverters nicht variabel gesteuert werden kann, was wünschenswert ist, um so den Inverter durch den gesamten Spannungsbereich, einschließlich des Bereichs niedriger Spannungen, zu steuern. Das Steuersystem gemäß dem Stand der Technik ist somit instabil und wegen des unkontrollierbaren Bereichs nur mit Schwierigkeiten genau zu steuern.
  • Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern eines Inverters zu schaffen, der eine sinusförmige Spannung für alle Ausgangsspannungen ausgeben kann und nicht den Nachteil des Standes der Technik zeigt, nämlich das Auftreten eines unkontrollierten Bereichs. Es ist insbesondere Aufgabe der Erfindung, die Pulsbreiten von Spannungsreferenzsignalen so zu steuern, dass sie größer sind als die minimalen EIN-Pulsbreiten und die minimalen AUS-Pulsbreiten der Schaltelemente des Inverters, um die obigen Nachteile zu überwinden.
  • Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Verfahren zum Steuern eines Inverters gemäß Anspruch 1 vorgesehen.
  • Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine Inverter-Steuervorrichtung für einen Inverter gemäß Anspruch 7 bereitgestellt.
  • Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Verwendung von Zeichnungen näher beschrieben:
  • 1 ist ein schematisches Blockdiagramm, das die Struktur einer Inverter-Steuervorrichtung gemäß dem Stand der Technik zeigt;
  • 2 veranschaulicht Kurvenformen aus dem Stand der Technik und zeigt die Beziehung zwischen einem Spannungsreferenzsignal V*, Trägersignalen VCP und VCN, einer minimalen EIN-Pulsbreite T0, einem minimalen Spannungsreferenzwert ± Vmin, einem Ausgangssignal VCMP und einem Gatesignal VG;
  • 3 ist ein schematisches Blockdiagramm und zeigt die Struktur eines Ausführungsbeispiels der Erfindung;
  • 4 ist ein Flussdiagramm, das veranschaulicht, wie eine normale Betriebsart, eine Rechteck-Betriebsart oder eine Nullkorrektur-Betriebsart in einem Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung bestimmt werden;
  • 5(a) bis 5(c) sind Flussdiagramme, die die Arbeitsweise der normalen Betriebsart, der Rechteck-Betriebsart oder der Nullkorrektur-Betriebsart des ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung veranschaulichen;
  • 6 ist ein Kurvenform-Zeitablaufdiagramm, das die Arbeitsweise während einer Rechteck-Betriebsart des ersten Ausführungsbeispiels veranschaulicht;
  • 7 ist ein Kurvenform-Zeitablaufdiagramm, das die Arbeitsweise während einer Nullkorrektur-Betriebsart des ersten Ausführungsbeispiels veranschaulicht;
  • 8 ist ein Zeitablaufdiagramm, das die Arbeitsweise des ersten Ausführungsbeispiels zeigt;
  • 9 ist ein Flussdiagramm, das veranschaulicht, wie das Schalttiming eines Schalttimingauswahl-Schaltkreises des ersten Ausführungsbeispiels ausgewählt wird;
  • 10 ist ein Schaltbild, das einen Schalttiming-Schaltkreis des ersten Ausführungsbeispiels zeigt;
  • 11(a) bis 11(e) sind Diagramme, die ein Schalttiming eines neuen Spannungsreferenzsignals V** (V** entspricht VU**, VV** und VW**) des ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung veranschaulichen;
  • 12 ist ein Kurvenform-Zeitablaufdiagramm, das die Arbeitsweise zeigt, bei der ein Spannungsreferenzsignal einer Phase nahe dem positiven oder negativen Maximalwert korrigiert wird, um einen Nullwert in einer Rechteck-Betriebsart des ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung anzunehmen;
  • 13 ist eine schematische Ansicht, die einen Hauptschaltkreis eines neutralpunktgeklemmten Dreiphasen-Inverters zeigt;
  • 14 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein viertes Ausführungsbeispiel veranschaulicht;
  • 15 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein fünftes Ausführungsbeispiel zeigt;
  • 16 ist ein Flussdiagramm, das ein sechstes Ausführungsbeispiel veranschaulicht;
  • 17 ist ein Kurvenform-Zeitablaufdiagramm in einer Rechteck-Betriebsart, das das sechste Ausführungsbeispiel veranschaulicht;
  • 18 ist ein Flussdiagramm, das ein siebtes Ausführungsbeispiel zeigt;
  • 19 ist ein Kurvenform-Zeitablaufdiagramm in einer Rechteck-Betriebsart, das das siebte Ausführungsbeispiel veranschaulicht;
  • 20 ist eine schematische Ansicht, die das achte und das neunte Ausführungsbeispiel zeigt;
  • 21 ist ein Flussdiagramm, das die Arbeitsweise eines Betriebsartentscheidungs-Schaltkreises des achten und des neunten Ausführungsbeispiels darstellt;
  • 22 ist ein Kurvenform-Zeitablaufdiagramm, das Spannungsreferenzsignale, Leitungsspannungen und Phasenspannungen des achten Ausführungsbeispiels darstellt; und
  • 23 ist ein Kurvenform-Zeitablaufdiagramm, das Spannungsreferenzsignale, Leitungsspannungen und Phasenspannungen des neunten Ausführungsbeispiels darstellt.
  • 3 zeigt die Hardwarestruktur in einer Inverter-Steuervorrichtung, die PWM-Steuerung verwendet, gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
  • Eine Steuereinheit 1 gibt Spannungsreferenzsignale V* (die VU*, VV* und VW* repräsentieren) für drei Phasen (U-Phase, V-Phase und W-Phase) aus und steuert einen Inverter (der z.B. bei einer Geschwindigkeitssteuerung für einen Motor verwendet wird). Ein Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis 2 entscheidet, welche Betriebsart, ausgewählt aus einer normalen Betriebsart, einer Rechteck-Betriebsart oder einer Nullkorrektur-Betriebsart, gemäß dem in 4 gezeigten Algorithmus wirksam ist, wenn die Spannungsreferenzsignale ausgegeben werden. Wenn alle Spannungsreferenzsignale größer sind als ein minimaler Spannungsreferenzwert Vmin, wird die normale Betriebsart ausgewählt. Wenn wenigstens zwei Spannungsreferenzsignale (VU* und VV*, VV* und Vw*, VU* und VW*) gleich groß wie oder kleiner als der minimale Spannungsreferenzwert Vmin sind, wird die Rechteck-Betriebsart ausgewählt. Auch wenn drei Spannungsreferenz-Signale doppelt so groß sind wie der minimale Spannungsreferenzwert Vmin oder weniger groß sind, oder wenn zwei Spannungsreferenzsignale doppelt so groß sind wie der minimale Spannungsreferenzwert Vmin oder weniger groß sind und die beiden Spannungsreferenzsignale entgegengesetztes Vorzeichen haben, wird die Rechteck-Betriebsart ausgewählt. Wenn ein Spannungsreferenzsignal gleich groß wie oder kleiner als der minimale Spannungsreferenzwert Vmin ist und die anderen doppelt so groß wie der minimale Spannungsreferenzwert Vmin oder weniger groß sind und das zu dem minimalen Spannungsreferenzwert Vmin entgegengesetzte Vorzeichen haben, wird die Nullkorrektur-Betriebsart ausgewählt.
  • Ferner wählt der Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis 2 unter den in den 5(a) bis 5(c) gezeigten detaillierten Betriebsarten (Betriebsart = 0 ~ ± 6) aus, nachdem eine der drei Betriebsarten (normale Betriebsart, Rechteck-Betriebsart und Nullkorrektur-Betriebsart) ausgewählt worden ist. Im Falle der normalen Betriebsart wird die mit "Betriebsart = 0" bezeichnete Betriebsart automatisch ausgewählt, wie in 5(a) gezeigt. Im Fall der Rechteck-Betriebsart werden alle Spannungsreferenzsignale miteinander multipliziert, und es wird ein Signal PNFLG erhalten, siehe 5(b). Das Signal PNFLG hat ein Vorzeichen (d.h. ein positives Vorzeichen oder ein negatives Vorzeichen), das sich etwa alle 60° in Phase mit den Spannungsreferenzsignalen ändert. Wenn das Signal PNFLG positiv ist, d.h., wenn ein Spannungsreferenzsignal positiv ist und die anderen negativ sind, wird das Spannungsreferenzsignal ausgewählt, das den positiven Maximalwert der drei hat. Wenn das ausgewählte Spannungsreferenzsignal Vu* ist, wird die Betriebsart "Betriebsart = –1" gesetzt. Wenn ferner das ausgewählte Spannungsreferenzsignal Vv* oder Vw* ist, wird die Betriebsart auf "Betriebsart = –2" bzw. "Betriebsart = –3" gesetzt. Wenn das Signal PNFLG negativ ist, wird das Spannungsreferenzsignal ausgewählt, das den größten negativen Wert der drei hat. Wenn dann das ausgewählte Spannungsreferenzsignal Vu*, Vv* oder Vw* ist, wird die Betriebsart auf "Betriebsart = 1, "Betriebsart = 2" bzw. "Betriebsart = 3" gesetzt.
  • Im Falle der Nullkorrektur-Betriebsart wird, weil nur ein Spannungsreferenzsignal gleich groß oder kleiner als der minimale Spannungsreferenzwert Vmin ist, die Betriebsart "Betriebsart = ± 4" bis "Betriebsart = ± 6" ausgewählt, je nach dem entsprechenden Spannungsreferenzsignal und seiner Polarität, wie in 5(c) gezeigt.
  • Ein Spannungsreferenzumform-Schaltkreis 3 korrigiert die Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* gemäß der Betriebsart (d.h. normale Betriebsart, Rechteck-Betriebsart oder Nullkorrektur-Betriebsart) und gibt neue Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** aus.
  • Die Korrektur wird im Folgenden beschrieben.
  • (a) Im Falle der normalen Betriebsart:
  • Der Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis 2 wählt "Betriebsart = 0" und gibt die vorherigen Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* als die neuen Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** aus. VU* = VU** (1) VV* = VV** (2) VW* = VW** (3)
  • (b) Im Falle der Rechteck-Betriebsart:
  • Der Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis 2 wählt "Betriebsart = ± 1" bis "Betriebsart ± 3" und legt das Spannungsreferenzsignal V*, das den größten Wert der drei Signale (d.h. VU*, VV* und VW*) hat, auf den minimalen Spannungsreferenzwert Vmin fest, der die entgegengesetzte Polarität in Bezug auf die des ausgewählten Spannungsreferenzsignals mit dem größten Wert hat (oder auf die Spannung Null in dem Ausführungsbeispiel aus 12). Zusätzlich verschiebt der Schaltkreis 2 die anderen Spannungsreferenzsignale ohne Änderung der Leitungsspannung der anderen Phasen und gibt das festgelegte und die verschobenen Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** aus.
  • Wenn z.B. das Spannungsreferenzsignal VU* das größte der drei und positiv ist, wird jedes Spannungsreferenzsignal wie folgt korrigiert. VU** = – Vmin (4) VV** = – Vmin – (VU* – VV*) (5) VW** = – Vmin – (VU* – VW*) (6)
  • Wenn das Spannungsreferenzsignal VU* das größte der drei und negativ ist, wird jedes der Spannungsreferenzsignale wie folgt korrigiert. VU** = Vmin (7) VV** = Vmin – (VU* – VV*) (8) VW** = Vmin – (VU* – VW*) (9)
  • Die Kurvenformen beim Ablauf der Rechteck-Betriebsart sind in 6 gezeigt.
  • In 6 zeigen VU, VV und VW Phasenspannungen (siehe z.B. 13) an, und VUV, VVW und VWU zeigen jeweils Leitungsspannungen an, wobei VUV = VU – VV VVW = VV – VW und VWU = VW – VU.
  • Wie in 6 gezeigt, wird die Betriebsart nach jeweils etwa 60° in Phase gewechselt, und das Spannungsreferenzsignal, das den größten Wert der drei Signale (d.h. VU*, VV* und VW*) hat, wird in jeder Betriebsart auf den minimalen Spannungsreferenzwert Vmin festgelegt, der die entgegengesetzte Polarität wie das Spannungsreferenzsignal mit dem größten Wert hat. Die Verwendung der Formeln (1) bis (9) führt zu dem Ergebnis, dass alle drei der Spannungsreferenzsignale so verschoben werden, dass sich der Wert der Leitungsspannungen nicht gegenüber dem vorhergehenden Wert ändert, z.B. dem Wert, der sich unter Verwendung von V* anstelle von V** als Referenzspannung ergeben hätte. Wie bekannt ist, ist eine nicht vorkommende Änderung in der Leitungsspannung äquivalent zu der Bedingung, dass die Summe der Breiten der Leitungsspannungspulse während jedes Zyklus (z.B. Betriebsart) dieselbe ist, wenn entweder V* oder V** als Referenz verwendet wird. Durch Steuern der Leitungsspannung des Inverters kann man die Ausgangsspannung des Inverters wie gewünscht steuern.
  • In der Rechteck-Betriebsart ändern sich alle drei Phasen einmal etwa alle 60° nach positiv oder negativ. Folglich wird diese Betriebsart "60°-Konversionsverfahren" genannt.
  • (c) Im Falle der Nullkorrektur-Betriebsart:
  • Der Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis 2 wählt "Betriebsart = ± 4" bis "Betriebsart = ± 6" und ändert das Spannungsreferenzsignal von V* nach V**, wobei V** auf den minimalen Spannungsreferenzwert Vmin gesetzt wird, wenn die Spannungsreferenzphase V* andernfalls den Nullspannungspunkt überschritten haben würde.
  • Ferner verschiebt der Schaltkreis 2 die anderen Spannungsreferenzsignale so, dass die Leitungsspannung entsprechend den anderen Spannungsreferenzsignalen nicht gegenüber dem vorhergehenden Wert geändert wird.
  • Wenn z.B. das Spannungsreferenzsignal VU* den Nullpunkt von der positiven Seite zur negativen Seite überschreitet, wird jedes Spannungsreferenzsignal wie folgt korrigiert. VU** = Vmin (10) VV** = Vmin – (VU* – VV*) (11) VW** = Vmin – (VU* – VW*) (12)
  • Wenn das Spannungsreferenzsignal VU* den Nullpunkt von der negativen Seite auf die positive Seite zu überschreitet, wird jedes Spannungsreferenzsignal wie folgt korrigiert. VU** = – Vmin (13) VV** = – Vmin – (VU* – VV*) (14) VW** = – Vmin – (VU* – VW*) (15)
  • Die Kurvenformen während des Ablaufs der Nullkorrektur-Betriebsart sind in 7 gezeigt.
  • Eine erste Datenverriegelungsschaltung 7 speichert die Ausgaben VU**, VV** und VW** von dem Spannungsreferenzumform-Schaltkreis 3 über den normalerweise geschlossenen Schalter SW1. Ein Schalttimingauswahl-Schaltkreis 4 wählt eine der vier in 8 gezeigten Umformzeitfolgen 0X, 1X, 2X und 3X gemäß den Ausgaben VU**, VV** und VW** von dem Spannungsreferenzumform-Schaltkreis 3 und den vorherigen Ausgaben VU**, VV** und VW** aus, die in der ersten Datenverriegelungsschaltung 7 gespeichert sind und von der Schaltung 7 ausgegeben werden. Der normalerweise offene Schalter SW2 verbindet den Ausgang der ersten Datenverriegelungsschaltung 7 mit ihrem Eingang und ebenso mit einer zweiten Datenverriegelungsschaltung 8.
  • Ein Timing- und Trägervergleichs-Schaltkreis 5 entscheidet, ob der Inhalt der ersten Datenverriegelungsschaltung 7 auf den neuesten Stand gebracht werden soll oder nicht.
  • Ein Schalttiming-Schaltkreis 6 klinkt die Ausgabe der zweiten Datenverriegelungsschaltung 8 (die z.B. ein Flip-Flop sein kann) gemäß dem Zeitablaufschema ein, das von dem Schalttiming-Auswahlschaltkreis 4 ausgewählt ist. Ein Komparator 9 vergleicht die Ausgabe von der zweiten Datenverriegelungsschaltung 8 und den Träger und gibt ein Gatesignal aus.
  • Die Steuereinheit 1, der Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis 2, der Spannungsreferenzumform-Schaltkreis 3, der Schalttimingauswahl-Schaltkreis 4, der Timing- und Trägervergleichs-Schaltkreis 5 und die Datenverriegelungsschaltung 7 können in einem Datenprozessor implementiert sein, wie z.B. in einem durch Software programmierten Mikroprozessor. Diese Elemente können daher als CPU 10 ausgewiesen werden.
  • Das Laden der Daten in die CPU 10, d.h. die Dateneingabe in die Steuereinheit 1, wird an der Unterseite (0X) und an der Oberseite (2X) des positiven Seitenträgers durchgeführt. Die Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* werden von der Steuereinheit 1 ausgegeben. Die Dateneingabe liefert Timing- und Phaseninformation für die Erzeugung der sinusförmigen Referenzspannungssignale V* per Software.
  • Das Schalttimingsignal TChgX wird als 2-Bit-Datensatz (d.h. 0X = 00, 1X = 01, 2X = 10 und 3X = 11) von dem Schalttimingauswahl-Schaltkreis 4 ausgegeben. Das Spannungsreferenzsignal V** (k) zeigt ein Signal an, das zu dieser Zeit ausgegeben wird, und das vorhergehende Spannungsreferenzsignal V**(k-l) zeigt ein Signal an, das zu der unmittelbar vorhergehenden Zeit ausgegeben wird.
  • Der Schalttimingauswahl-Schaltkreis 4 wählt ein Schalttimingsignal TChgX (d.h. 0X bis 3X) entsprechend dem Spannungsreferenzsignal V** (k) und dem vorhergehenden Spannungsreferenzsignal V** (k-l) gemäß dem in 9 gezeigten Flussdiagramm aus. Das Flussdiagramm aus 9 trifft für Referenzspannungssignalübergänge von positiv nach negativ oder umgekehrt zu, was angesichts von 11(a) und der nachfolgenden Beschreibung deutlich werden wird. In 9 wird im Schritt S1 der gegenwärtige oder vorliegende Wert von V** mit Null verglichen, und wenn er größer ist als Null oder gleich Null ist, schreitet das Programm zum Schritt S2 vor, wobei der vorhergehende Wert von V** mit Null verglichen wird. Wenn dieser vorhergehende Wert auch größer ist als Null oder gleich Null ist, setzt der Schalttimingauswahl-Schalt kreis 4 den Wert von TChgX auf 0X = 00, was dem Punkt 0a in 8 entspricht. Wenn im Schritt S2 der vorhergehende Wert von V** negativ ist, geht das Programm zum Schritt S4 weiter, wo der Schalttimingauswahl-Schaltkreis 4 den Wert von TChgX auf 1X = 01 setzt, was dem Punkt 1a in 8 entspricht. Wenn im Schritt S1 der gegenwärtige Wert von V** negativ ist, geht das Programm zum Schritt S5 weiter, wo der vorhergehende Wert von V** mit Null verglichen wird. Wenn dieser vorhergehende Wert größer als Null oder gleich Null ist, geht das Programm zum Schritt S6 weiter, wo der Schalttimingauswahl-Schaltkreis 4 den Wert von TChgX auf 3X = 11 setzt, was dem Punkt 3a in 8 entspricht. Wenn im Schritt S5 der vorhergehende Wert von V** negativ ist, geht das Programm zum Schritt S7 weiter, wo der Schalttimingauswahl-Schaltkreis 4 den Wert von TChgX auf 2X = 10 setzt, was dem Punkt 2a in 8 entspricht. In der normalen Anwendung des Algorithmus aus 9 geht das Programm für einen Übergang von negativ auf positiv (siehe 11(a)) gemäß den Schritten S1, S2, S4 oder für einen Übergang von positiv nach negativ (siehe 11(b)) gemäß den Schritten S1, S5, S6 vor.
  • Wie in 10 gezeigt, vergleicht der Schalttiming-Schaltkreis 6 das Schalttimingsignal TChgX 91, das aus zwei Bits besteht, und das Trägerphasensignal 92, das aus zwei Bits besteht. Das Trägerphasensignal 92 kann durch Teilen des Trägersignals in vier gleiche Teile und Kennzeichnen (Unterscheiden) der Phasenbereiche von "0X" bis "3X" erhalten werden, wie in 8 gezeigt. Der Vergleich wird unter Verwendung von XOR-Schaltungen 93 und 95, NOR-Schaltungen 94 und 96 und einer OR-Schaltung 98 durchgeführt. Ein Diskriminierungssignal 90 wird verwendet, um abhängig davon, ob es gewünscht ist, zwischen dem 0X- und dem 2X-Timingzustand zu unterscheiden oder nicht, die NOR-Schaltung 94 zu konditionieren. Wenn kein Bedarf besteht, zwischen 0X und 2X zu unterscheiden, wird das Diskriminierungssignal 90 auf 0 gesetzt, und wenn es gewünscht ist zu unterscheiden, dann wird das Signal 90 auf 1 gesetzt.
  • In 10 bezeichnet L eine niedrigere Stelle und H eine höhere Stelle. Die XOR-Schaltung 93 vergleicht die niedrigen Bits des Trägersignals und des TChgX-Signals und gibt ein logisches Signal 0 aus, wenn diese gleich sind. Die Ausgabe der XOR-Schaltung 93 wird der NOR-Schaltung 94 zugeführt, die ebenso durch das Diskriminierungssignal 90 und das niedrige Trägerbit konditioniert wird. Wenn es nicht gewünscht ist, zwischen dem 0X- und dem 2X-Timing zu unterscheiden (Diskriminierungssignal = 0), gibt die NOR-Schaltung 94 eine logische 0 aus, wenn die niedrigen Bits des TChgX-Signals und des Trägers beide logisch 0 sind, z.B. wenn das Timing entweder 0X oder 2X ist. Wenn das Diskriminierungssignal auf 1 gesetzt ist, ist die Ausgabe der NOR-Schaltung 94 niemals logisch 1, und das Timing wird von den Schaltungen 93, 95 und 96 gesteuert. Die Eingaben an die NOR-Schaltung 96 sind nur beide logisch 0, wenn sowohl die oberen als auch die unteren Bits von TChgX und des Trägers einander gleich sind, und die NOR-Schaltung 96 gibt nur dann eine logische 1 aus, wenn das Timing von TChgX und des Trägers exakt gleich sind. Wenn diese beiden Signale einander gleich sind, wird von dem Schalttiming-Schaltkreis 6 ein Taktsignal erzeugt, das das Einklinken der Ausgabedaten der zweiten Datenverriegelungsschaltung 8 ermöglicht.
  • Die bevorzugte Arbeitsweise ist in den 11(a) und 11(b) veranschaulicht. Wie an diesen Figuren zu sehen ist, ändert sich das Schalttiming zu einem Timing 0X oder 2X, wenn sich die Polarität des Spannungsreferenzsignals nicht ändert. Wenn die Polarität des Spannungsreferenzsignals wechselt, ändert sich das Schalttiming bei einem Timing 1X oder 3X. In diesem Fall wird als das Diskriminierungssignal 90 in 10 eine Null gesetzt, und somit werden das Timing 0X und das Timing 2X nicht unterschieden. Auch schaltet das Schalttiming nicht um, wenn die Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** Träger VCP und VCN kreuzen.
  • Um keine Änderung in dem Spannungsreferenzsignal zu bewirken, ist der normalerweise geschlossene Schalter SW1 geöffnet und der normalerweise offene Schalter SW2 geschlossen. Auf diese Weise wird der vorhergehende Wert des Spannungsreferenzsignals, der in der ersten Datenverriegelungsschaltung 7 gespeichert ist, an den Schalttimingauswahl-Schaltkreis 4 ausgegeben und über den Schalter SW2 auf den Eingang der zweiten Datenverriegelungsschaltung 8 gegeben. Das neu berechnete Spannungsreferenzsignal wird nur zu dem Schalttimingauswahl-Schaltkreis 4 geschickt, aber wird nicht der ersten Datenverriegelungsschaltung 7 zugeführt, weil der Schalter SW1 offen ist. Somit wird der vorhergehende Wert des Spannungsreferenzsignals wiederum bei dem Timing 1X und dem Timing 3X verwendet, solange sich die Polarität des Spannungsreferenzsignals nicht ändert. Beim Timing 0X und beim Timing 2X wird jedoch der neue Wert des Spannungsreferenzsignals benutzt, weil nun der Schalter SW1 geschlossen und der Schalter SW2 geöffnet ist. In diesem Fall wird der neue Wert des Spannungsreferenzsignals der ersten Datenverriegelungsschaltung 7, dem Schalttimingauswahl-Schaltkreis 4 und der zweiten Datenverriegelungsschaltung 8 zugeführt. Die Ausgabe der ersten Datenverriegelungsschaltung 7 wird nun nur dem Schalttimingauswahl-Schaltkreis 4 zugeführt, und seinem Eingang wird der neue Wert des Spannungsreferenzsignals zugeführt. Somit ändert sich in diesem Fall der Wert des Spannungsreferenzsignals, wie in den 11(a) und 11(b) gezeigt.
  • Wenn das Schalttiming immer auf das Timing 0X und das Timing 2X, oder das Timing 1X und das Timing 3X, festgelegt wäre, würden die Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** die Träger VCP und VCN kreuzen und Pulse mit Breiten, die geringer sind als eine minimale EIN-Pulsbreite, würden zu der Zeit erzeugt, wenn die Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** erzeugt werden, wie in den 11(c) und 11(d) gezeigt. Das Timing gibt ein Gebiet an, das nahe einer Spannung von Null oder einem Bereich hoher Spannung ist. Dieses Schalttiming wird daher nicht durchgeführt, weil es zu demselben Problem führen würde, das im Stand der Technik beim Erzeugen von Gatepulsen mit einer Pulsbreite, die geringer ist als die minimale EIN-Pulsbreite, vorliegt.
  • Der Timing- und Trägervergleichs-Schaltkreis 5 ist ähnlich dem Schalttiming-Schaltkreis 6. Er vergleicht das Schalttimingsignal TChgX, das aus zwei Bit besteht, und das Trägerphasensignal, das aus zwei Bit besteht. Wenn die beiden Signale gleich sind, steuert der Schaltkreis 5 die Arbeitsweise der Schalter SW1 und SW2, um den Inhalt der ersten Verriegelungsschaltung 7 auf den neuesten Stand zu bringen und somit beim Auswählen des korrekten Schalttimings zu helfen.
  • Normalerweise wird die Berechnung der neuen Werte der Spannungsreferenzsignale im Wesentlichen augenblicklich durchgeführt, und die oben beschriebene Vorgehensweise ergibt das gewünschte Resultat, wie in den 11(a) und 11(b) gezeigt.
  • Manchmal können jedoch die Berechnungen beträchtlich länger dauern. Zum Beispiel wird das Laden der Daten zur Zeit 0a durchgeführt, wie in 8 gezeigt, und man kann annehmen, dass die neuen Datenwerte für das Spannungsreferenzsignal bis zur Zeit 2a nicht bereit sind. In diesem Fall wird, wenn das Schalten zur Zeit 1a durchgeführt wird, das Schalttimingsignal TChgX vor der Beendigung der Berechnung von V** zur Zeit 2a ausgegeben. Da die resultierenden Daten somit nicht korrekt sind, wird die Ausgabe der zweiten Datenverriegelungsschaltung 8 zwischen den Zeiten 2a und 0b nicht eingeklinkt. In dieser Situation wird, wenn das nächste Schalttiming ausgewählt wird, der Inhalt der ersten Datenverriegelungsschaltung 7 nicht neu geschrieben, weil das korrekte Resultat nicht erhalten werden kann.
  • Im Fall der Pulsbreitenmodulations(PWM)-Steuerung unter Verwendung von Vollsteuergatt(GTO)-Thyristoren konzentriert sich, wenn ein unvollkommener AUS-Gatepuls dem GTO-Thyristor zugeführt wird, Strom in einem Teil innerhalb des GTO-Thyristors, und der GTO-Thyristor versagt. Demgemäß wird die Breite des EIN-Gatepulses kontrolliert, so dass sie nicht geringer ist als die minimale EIN-Pulsbreite.
  • Weil die Pulsbreite in Bereichen TMP und TMN, wo die Spannungsreferenz V** (wobei V** die Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** anzeigt) oberhalb von maximalen Spannungsreferenzwerten Vmax und –Vmax liegt, geringer wird als die minimale AUS-Pulsbreite, werden die GTO-Thyristoren in diesen Gebieten auf EIN gehalten, siehe 11(e). Die maximalen Spannungsreferenzwerte Vmax und –Vmax sind nahe dem Maximalwert der Trägersignale A und B. Das Trägersignal A ist eine Dreieckskurve, die eine konstante Frequenz hat und sich im Pegel zwischen 0 und Vmax ändert. Das Trägersignal B ist eine Dreieckskurve, die eine konstante Frequenz hat, die sich im Pegel zwischen 0 und –Vmax ändert, und die in Phase mit dem Trägersignal A ist. Das heißt, wenn A = Vmax, B = 0, und wenn A = 0, B = – Vmax
  • Im obigen Fall werden der Anfangspunkt und der Endpunkt in dem Bereich TMP zum Timing 0X geändert, und der Anfangspunkt und der Endpunkt in dem Gebiet TMN werden zum Timing 2X geändert. In diesem Fall wird als das Diskriminierungssignal 90 aus 10 der Wert 1 gesetzt, und das Timing 0X und das Timing 2X können somit unterschieden werden. Demgemäß kann ein Gebiet mit positiver maximaler Spannungsausgabe von einem Gebiet mit negativer maximaler Spannungsausgabe unterschieden werden.
  • In der Rechteck-Betriebsart (60°-Konversionsverfahren) wird eine Korrektur durch Umformen von V* in V** erreicht, wobei V** in Bezug auf V* das Vorzeichen wechselt und den Wert des positiven oder negativen minimalen Spannungsreferenzwerts Vmin annimmt. Demgemäß ist eine zu der Ausführungsform, bei der die Spannungsreferenz auf solche minimalen Werte festgelegt wird, alternative Ausführungsform, die Spannungsreferenz auf 0 (Null) festzulegen. Die Spannungsreferenz, die auf Null gesetzt wird, ist der positive oder negative Maximalwert der drei Phasen.
  • 12 zeigt ein Beispiel einer Kurvenform der Spannungsreferenzsignale VU* bis VW* entsprechend der obigen Korrektur, und ein Beispiel der Kurvenform der PWM-gesteuerten Ausgangsspannung (Phasenspannung und Leitungsspannung).
  • Wie in 12 gezeigt, ist das korrigierte Spannungsreferenzsignal VU** während der Zeiten TUP und TUN, bei denen das Spannungsreferenzsignal VU** dem positiven oder negativen Maximalwert entspricht, gleich 0 (Null).
  • Ein Hauptschaltkreis eines neutralpunktgeklemmten Dreiphaseninverters ist in 13 gezeigt. Weitere Einzelheiten in Bezug auf die Betriebsweise des Inverters können z.B. der oben erwähnten anhängigen Anmeldung entnommen werden.
  • Ein Neutralpunkt wird durch zwei Kondensatoren 103 bereitgestellt. Diese Kondensatoren 103 sind zwischen der positiven Seite P und der negativen Seite N einer Gleichspannungsquelle 104 vorgesehen. Eine Spannung von Null kann ausgegeben werden, weil die Spannungsausgänge VU, VV und VW auf den Neutralpunkt geklemmt sind. Folglich werden ein elektrisches Potential zwischen der positiven Seite P und der negativen Seite N der Gleichspannungsquelle 104 und eine Dreipunkt-Spannungsausgabe erhalten. In Bezug auf 3 ist zu bemerken, dass der Ausgang des Komparators 9 sechs separate Gatepulse bereitstellt, um die GTOs über sechs separate Gateleitungen ein- und auszuschalten.
  • Die GTOs werden paarweise betrieben, wobei der eine eingeschaltet ist, wenn der andere abgeschaltet ist. Die sechs Paare sind: SU1, SU3; SU2, SU4; SV1, SV3; SV2, SV4; SW1, SW3; und SW2, SW4.
  • Wenn die Spannungsreferenz auf die Spannung Null festgelegt ist, wie oben beschrieben, nimmt die Anzahl von Malen, dass die GTO-Thyristoren geschaltet werden müssen, stark ab. Da der Schaltverlust abnimmt, kann sich die Betriebseffizienz verbessern. Da ferner der durch die GTO-Thyristoren fließende Strom in gleichem Maße abwechselnd in positiver Richtung und in negativer Richtung fließt, wird die von den GTO-Thyristoren erzeugte Wärme ausgeglichen und die Verwendungsrate der GTO-Thyristoren verbessert. Weiterhin ist es wegen der Nullkorrektur-Betriebsart möglich, die Ausgangsspannung zu steuern, ohne dass ein Puls ausgegeben wird, dessen Breite gleich ist wie oder geringer ist als die minimale EIN-Pulsbreite nahe dem Nullpunkt der Spannungsreferenz. Zusätzlich ist es möglich, hohe Ausgangsspannungen zu steuern, ohne einen Puls auszugeben, dessen Breite gleich ist wie oder kleiner ist als die minimale AUS-Pulsbreite nahe dem Maximalwert der Spannungsreferenz. Weil es möglich ist, die Leitungsspannung linear über den gesamten Bereich der Ausgangsspannung vom Gebiet niedriger Ausgangsspannungen bis zum Gebiet hoher Ausgangsspannungen zu steuern, lässt sich daher ein genau steuerbarer Inverter erhalten.
  • Als nächstes wird ein zweites Ausführungsbeispiel beschrieben.
  • In diesem Ausführungsbeispiel wird die Nullkorrektur-Betriebsart ausgewählt, wenn irgendein oder mehrere Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* gleich sind wie oder kleiner sind als der minimale Spannungsreferenzwert Vmin. Wenn dies nicht zutrifft, wird die normale Betriebsart ausgewählt. Diese Arbeitsweise wird durch den Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis 2 erreicht. In diesem zweiten Ausführungsbeispiel wird keine Rechteck-Betriebsart verwendet.
  • Im Falle der Nullkorrektur-Betriebsart wird eine Phase (U-Phase, V-Phase oder W-Phase), die gleich ist wie oder kleiner ist als der minimale Spannungsreferenzwert Vmin, unterschieden und dann der Typ der Betriebsart, der "Betriebsart = ± 4" bis "Betriebsart = ± 6" aufweist, ausgewählt, wie in 5(c) gezeigt.
  • Der Spannungsreferenzumform-Schaltkreis 3 wandelt die Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* gemäß den gekennzeichneten Betriebsarten in neue Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** um. Ein Beispiel für "Betriebsart = ± 4" soll dies veranschaulichen.
    • (1) Betriebsart = 4: Nur VU* ist gleich 0 oder größer und ist gleich Vmin oder kleiner. VU** = Vmin (16) VV** = Vmin – (VU* – VV*) (17) VW** = Vmin – (VU* – VW*) (18)
    • (2) Betriebsart = –4: Nur VU* ist gleich –Vmin oder größer und ist kleiner als 0. VU** = – Vmin (19) VV** = – Vmin – (VU* – VV*) (20) VW** = – Vmin – (VU* – VW*) (21)
  • Wie oben beschrieben, ist das Spannungsreferenzsignal in der Phasenspannung unstetig, aber das Spannungsreferenzsignal kann eine stetige Sinuskurve in der Leitungsspannung formen, die die Differenz zwischen den Phasenspannungen ist.
  • Gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel ist es möglich, eine niedrige Ausgangsspannung zu steuern, ohne einen Puls auszugeben, dessen Breite gleich ist wie oder geringer ist als die minimale EIN-Pulsbreite nahe dem Nullpunkt der Spannungsreferenz. Weiter ist es möglich, eine hohe Ausgabespannung zu steuern, ohne einen Puls auszugeben, dessen Breite gleich ist wie oder kleiner ist als die minimale AUS-Pulsbreite nahe dem maximalen Wert der Spannungsreferenz.
  • Wenn diese Arbeitsweise in einem neutralpunktgeklemmten Inverter verwendet wird, ist es folglich möglich, die ausgegebene Leitungsspannung linear über den gesamten Bereich der Ausgangsspannung vom Bereich niedriger Ausgangsspannung bis zum Bereich hoher Ausgangsspannung zu steuern, ohne die Anzahl der Schaltvorgänge für die Schaltelemente, z.B. die GTO-Thyristoren, zu erhöhen.
  • Als nächstes wird ein drittes Ausführungsbeispiel beschrieben. Dieses Ausführungsbeispiel verwendet nur die Rechteckkorrektur-Betriebsart.
  • In diesem Ausführungsbeispiel werden eine erste Methode zum Auswählen des positiven Maximalwertes der Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* und eine zweite Methode zum Auswählen des negativen Maximalwerts der Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* verwendet, und zwar etwa alle 60° bei der Phase des U-Phasen-Spannungsreferenzsignals VU*, in dem Betriebsart-Entscheidungsschaltkreis 2, siehe 3. Zum Beispiel wird in der ersten Methode, wenn der positive Maximalwert das U-Phasen-Spannungsreferenzsignal VU* ist, "Betriebsart = –1" ausgewählt. Wenn der negative Maximalwert das U-Phasen-Spannungsreferenzsignal VU* ist, wird "Betriebsart = 1" ausgewählt.
  • Ferner wandelt der Spannungsreferenzumform-Schaltkreis 3 die Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* gemäß der in dem Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis 2 ausgewählten Betriebsart in neue Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** um.
  • Beispielsweise werden im Fall von "Betriebsart = 1" neue Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** nach den Ausdrücken (16) bis (18) erhalten. Ferner ergeben sich im Fall "Betriebsart = – 1" neue Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** gemäß den Ausdrücken (19) bis (21).
  • Folglich sind die neuen Spannungsreferenzsignale in der Phasenspannung unstetig, aber die neuen Spannungsreferenzsignale können eine stetige Sinuskurve in der Leitungsspannung bilden, die die Differenz zwischen den Phasenspannungen ist.
  • Als nächstes wird unter Bezug auf 14 ein viertes Ausführungsbeispiel beschrieben.
  • Wie in 14 gezeigt, sind in dem vierten Ausführungsbeispiel der Schalttimingauswahl-Schaltkreis 4, der Timing- und Trägervergleichs-Schaltkreis 5 und die ersten Datenverriegelungsschaltung 7 weggelassen. Anstelle des Schalttiming-Schaltkreises 6 ist ein Timing-Schaltkreis 6A vorgesehen.
  • Der Timing-Schaltkreis 6A ändert das Spannungsreferenzsignal zu den festen Timings 0X und 2X und kann mit einer einfachen NOR-Schaltung implementiert sein.
  • In diesem Fall werden die Pulsbreiten des minimalen Spannungsreferenzwerts Vmin und des maximalen Spannungsreferenzwerts Vmax so gesetzt, dass sie zweimal so groß sind wie die minimale EIN-Pulsbreite und die minimale AUS-Pulsbreite, weil bei den Timings 0x und 2X, wenn die Spannungsreferenz geändert wird, ein Puls erzeugt wird, der eine halb so große Breite wie die minimale EIN-Pulsbreite oder die minimale AUS-Pulsbreite hat, siehe 11(c) und 11(d).
  • Gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel ist es möglich, die Leitungsspannung linear über den gesamten Bereich der Ausgangsspannung zu steuern.
  • Als nächstes wird ein fünftes Ausführungsbeispiel unter Bezug auf 15 beschrieben.
  • In diesem fünften Ausführungsbeispiel sind zusätzlich zu den Elementen des vierten Ausführungsbeispiels ein Pegelerfassungs-Schaltkreis 11 und ein Pulskorrektur-Schaltkreis 12 vorgesehen.
  • Der Pegelerfassungs-Schaltkreis 11 unterscheidet, ob die neuen Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** nahe dem Nullpunkt oder nahe dem maximalen Spannungswert sind.
  • Der Pulskorrektur-Schaltkreis 12 entfernt einen Puls oder legt die Pulsbreite auf die minimale EIN-Pulsbreite oder die minimale AUS-Pulsbreite fest.
  • Der Puls wird erzeugt, wenn die Spannungsreferenz sich ändert, und er hat eine halbe Breite (T1/2 in 11(c)) wie die minimale EIN-Pulsbreite oder die minimale AUS-Pulsbreite.
  • Als nächstes wird unter Bezug auf die 16 und 17 eine Methode zum Bestimmen der Betriebsart während der Rechteck-Betriebsart als ein sechstes Ausführungsbeispiel beschrieben.
  • In diesen Ausführungsbeispiel wird ein periodischer Taktpuls gezählt, wenn die Betriebsart in die Rechteck Betriebsart geändert wird. Immer wenn die gezählte Anzahl eine vorbestimmte Anzahl von Taktpulsen erreicht, wird die gezählte Anzahl initialisiert und das Vorzeichen der Flagge PNFLG geändert. Als Ergebnis kann der Typ der Betriebsart an dem Vorzeichen von PNFLG erkannt werden. Als Betriebsarten kommen hier die sechs Arten "Betriebsart = ± 1" bis "Betriebsart = ± 3" vor.
  • Bei dieser Methode wechselt das Vorzeichen von PNFLG periodisch. Die Änderung steht in keinem Bezug zur Frequenz der Spannungsfrequenzsignale VU*, VV* und VW*. Dieses Verfahren wird "Zeitänderungsmethode der Rechteck-Betriebsart" genannt.
  • Ein Beispiel der Kurvenform, die sich ergibt, wenn das Vorzeichen von PNFLG alle 20ms unter Verwendung des obigen Verfahrens geändert wird, ist in 17 dargestellt.
  • Weil die an der positiven Seite und der negativen Seite vorgesehenen Schaltelemente (GOT-Thyristoren) ohne Beziehung zu der Frequenz der Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* in den EIN-Zustand gelangen, kann gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel der Bereich der Temperaturvariationen der Schaltelemente so kontrolliert werden, dass er klein ist.
  • Folglich ist die Effizienz beim Betreiben eines Inverters stark verbessert.
  • Als nächstes wird unter Bezug auf 18 ein siebtes Ausführungsbeispiel beschrieben.
  • Wenn die Betriebsart in die Rechteck-Betriebsart geändert wird, unterscheidet das System, ob die Frequenz der Änderungen in den Spannungsreferenzsignalen VU*, VV* und VW* größer ist als ein vorgegebener Wert oder nicht, siehe 18. Wenn die Frequenz gleich dem vorgegebenen Wert oder größer als der vorgegebene Wert ist, wird als Ergebnis die Entscheidung für die Betriebsart so durchgeführt, wie in 5(b) beschrieben. Wenn die Frequenz kleiner ist als der vorgegebene Wert, wird die Entscheidung für die Betriebsart so durchgeführt, wie in 16 beschrieben.
  • Ein Beispiel für eine Kurvenform ist in 19 dargestellt. In diesem Beispiel wird die Kurvenform erzeugt, wenn sich die Frequenz der Spannungsreferenz von 5 Hz auf 10 Hz ändert und die Zeitänderungsmethode zu der 60°-Änderungsmethode nahe 8,3 Hz geändert wird.
  • Gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel ist es möglich, im Bereich niedriger Frequenzen oder während der Ausgabe von Gleichspannung infolge der Zeitänderungsmethode den Anstieg der Temperatur der Schaltelemente zu kontrollieren.
  • Demgemäß wird die Effizienz der Arbeitsweise verbessert.
  • Im normalen Frequenzbereich nimmt die Anzahl der erforderlichen Schaltvorgänge für die Schaltelemente, wie z.B. den GTO-Thyristor, stark ab.
  • Folglich ist es möglich, den Inverter auf eine effiziente Weise zu betreiben.
  • Als nächstes wird unter Bezug auf 20 ein achtes Ausführungsbeispiel beschrieben.
  • 20 zeigt einen neutralpunktgeklemmten Inverter, der eine PWM-Steuerung verwendet. Eine Steuereinheit 201 gibt Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* aus und steuert einen Inverter (nicht gezeigt). Ein Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis 202 setzt bei jeder positiven oder negativen Periode T von V** eine 1 oder – 1 in ein sich positiv/negativ änderndes Signal PNFLG. Die Periode wird mittels eines Timers oder Zählers (nicht gezeigt), der einen Index i wie in 21 gezeigt erhöht, in einer Weise ähnlich wie in 16 zeitlich festgelegt.
  • Wenn das Signal PNFLG gleich 1 ist, wird ein Spannungsreferenzsignal, das den positiven Maximalwert der drei Signale VU*, VV* und VW* hat, ausgewählt. Wenn das ausgewählte Signal VU* ist, wird "Betriebsart 1" ausgewählt. Wenn das ausgewählte Signal VV* oder VW* ist, wird "Betriebsart 2" bzw. "Betriebsart 3" gewählt. Wenn das Signal PNFLG gleich –1 ist, wird zusätzlich das Spannungsreferenzsignal, das den negativen Maximalwert der drei Signale VU*, VV* und VW* hat, ausgewählt. Wenn das ausgewählte Signal VU*, VV* oder VW* ist, wird "Betriebsart –1", "Betriebsart –2" bzw. "Betriebsart –3" gewählt.
  • Demgemäß gibt der Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis 202 einen der möglichen sechs Typen von Betriebsarten aus, wie oben beschrieben.
  • Ein Spannungsreferenzumform-Schaltkreis 203 korrigiert die Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* und gibt gemäß den obigen Betriebsarten neue Spannungsreferenzsignale VU*, VV** und VW** aus. Ein Beispiel für die U-Phase lautet wie folgt; die Beziehungen für die anderen Phasen ergeben sich auf ähnliche Weise.
    • (1) Betriebsart = 1: Wenn VU* der positive Maximalwert der drei Signale ist. VU** = Vmax (22) VV** = Vmax – (VU* – VV*) (23) VW* = Vmax – (VU* – VW*) (24)
    • (2) Betriebsart = –1: Wenn VU* der negative Maximalwert der drei Signale ist. VU** = – Vmax (25) VV** = – Vmax – (VU* – VV*) (26) VW** = – Vmax – (VU* – VW*) (27)
  • Vmax bedeutet die maximale Spannungsreferenz.
  • 22 zeigt Kurvenformen der Spannungsreferenzsignale, wobei die Phasenspannungen und die Leitungsspannungen gemäß dem achten Ausführungsbeispiel verlaufen.
  • Die Steuereinheit 201, der Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis 202 und der Spannungsreferenzumform-Schaltkreis 203 können über einen programmierten Datenprozessor wie einen Mikroprozessor über Software implementiert sein. Diese Elemente können daher als CPU 205 ausgewiesen sein.
  • Wie oben beschrieben, ist in diesem Ausführungsbeispiel die Spannungsreferenz unstetig in der Phasenspannung; die neuen Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** können jedoch eine stetige Sinuskurve in der Leitungsspannung bilden, die die Differenz zwischen den Phasenspannungen ist.
  • Ein Komparator 204 vergleicht die neuen Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** aus dem Spannungsreferenzumform-Schaltkreis 203 mit den Trägersignalen und erzeugt ein Gatesignal, wenn die Referenzsignale die Trägersignale kreuzen.
  • Demgemäß werden die Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* nicht als ein Puls, dessen Breite gleich ist wie oder kleiner ist als die minimale EIN-Pulsbreite, von dem Spannungsreferenzumform-Schaltkreis 203 ausgegeben. Ferner wird die Leitungsspannung in neue Spannungsreferenzsignale VU**, VV** bzw. VW** umgewandelt. Die Leitungsspannungssignale entsprechend VU**, VV** und VW** bilden eine stetige Sinuskurve.
  • Wenn die Ausgabefrequenz von dem Inverter im Bereich niedriger Spannungen liegt, ist folglich der Anstieg in der Temperatur der Schaltelemente, wie GTO-Thyristoren, begrenzt, und es ist möglich, die ausgegebene Leitungsspannung linear zu steuern.
  • Als nächstes wird ein neuntes Ausführungsbeispiel beschrieben.
  • In diesem Ausführungsbeispiel wird in dem Betriebsartentscheidungs-Schaltkreis 202 (in 20 gezeigt) ein positives/negatives Änderungssignal PNFLG auf "+1" oder "–1" gesetzt, und zwar bei jeder sich positivnegativ ändernden Periode T von einem Timer (nicht gezeigt). Dann werden infolge des positiven/negativen Änderungssignals PNFLG unter Verwendung der folgenden Ausdrücke die Spannungsreferenzsignale VU*, VV* und VW* zu einer festen Spannungsreferenz addiert, und es werden neue Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** erhalten, wie in 23 gezeigt.
  • Alle neuen Spannungsreferenzsignale VU**, VV** und VW** werden bei jeder sich positivnegativ ändernden Periode T nach positiv oder negativ geändert.
    • (1) Wenn PNFLG "1" ist: VU** = VU* + 1/2·Vmax (28) VV** = VV* + 1/2·Vmax (29) VW** = VW* + 1/2·Vmax (30)
    • (2) Wenn PNFLG "–1" ist: VU** = VU* – 1/2·Vmax (31) VV** = VV* – 1/2·Vmax (32) VW** = VW* – 1/2·Vmax (33)
  • Vmax bedeutet die maximale Spannungsreferenz, und VU* ist gleich 1/2 Vmax oder weniger. In Absolutbeträgen ausgedrückt, ist V** somit kleiner gleich Vmax.
  • Das neunte Ausführungsbeispiel hat den Vorteil einer besonders einfachen Konstruktion. Wenn die Ausgangsfrequenz von dem Inverter im Bereich niedriger Werte liegt, ist der Anstieg der Temperatur der Schaltelemente, wie von GTO-Thyristoren, begrenzt, und es ist möglich, die ausgegebene Leitungsspannung linear zu steuern.
  • Die vorliegende Erfindung ist, um eine anschauliche Beschreibung zu gewährleisten, über Blockdiagramme von Hardware dargestellt. Es ist jedoch klar, dass bei der Realisierung der Erfindung auch arithmetische Operationen verwendet werden können, die mittels Software unter Benutzung eines Mikrocomputers oder einer ähnlichen Komponente ausgeführt werden können.
  • Weiterhin ist in den obigen Ausführungsbeispielen die vorliegende Erfindung auf eine Invertervorrichtung zum Umwandeln von Gleichspannung in Wechselspannung angewendet. Wie für einen Fachmann klar ist, ist die vorliegende Erfindung jedoch gleichermaßen auf eine Umformervorrichtung zum Umwandeln von Wechselspannung in Gleichspannung anwendbar.

Claims (8)

  1. Verfahren zum Steuern eines Inverters, der eine Anzahl von Phasenspannungen und eine entsprechende Anzahl von Leitungsspannungen, die als die Differenzen zwischen den Phasenspannungen definiert sind, erzeugt, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Erzeugen von Spannungsreferenzsignalen entsprechend den Phasenspannungen; Bestimmen einer Betriebsart des Inverters, ausgewählt aus (a) einer normalen Betriebsart, (b) einer Rechteck-Betriebsart und (c) einer Nullkorrektur-Betriebsart, in Antwort auf Werte und Vorzeichen der Spannungsreferenzsignale, wobei: die normale Betriebsart bestimmt wird, wenn die Absolutwerte alle drei Spannungsreferenzsignale oberhalb eines vorgewählten, positiven Wertes liegen, die Rechteck-Betriebsart bestimmt wird, wenn eine der folgenden Bedingungen vorliegt: – die Absolutwerte von wenigstens zwei Spannungsreferenzsignalen sind kleiner als oder gleich groß wie der vorgewählte Wert, oder – die Absolutwerte von wenigstens zwei Spannungsreferenzsignalen sind kleiner als oder gleich groß wie zweimal der vorgewählte Wert, und die Vorzeichen dieser wenigstens zwei Spannungsreferenzsignale sind unterschiedlich, und – die Nullkorrektur-Betriebsart bestimmt wird, wenn der Absolutwert eines Spannungsreferenzsignals kleiner ist als oder gleich groß ist wie der vorgewählte Wert, und wenn die Absolutwerte der beiden anderen Spannungsreferenzsignale kleiner sind als oder gleich groß sind wie zweimal der vorgewählte Wert und diese beiden Spannungsreferenzsignale dasselbe Vorzeichen haben; und Verwenden der Spannungsreferenzsignale oder umgeformter Spannungsreferenzsignale in Abhängigkeit von der bestimmten Betriebsart als Referenzwert zum Steuern des Inverters, wobei in der normalen Betriebsart die Spannungsreferenzsignale verwendet werden, in der Rechteck-Betriebsart nach folgendem Algorithmus umgeformte Spannungsreferenzsignale verwendet werden: – Auswählen des Spannungsreferenzsignals mit dem größten Absolutwert, – Festlegen des dem ausgewählten Spannungsreferenzsignal entsprechenden umgeformten Spannungsreferenzsignals auf einen vorbestimmten Wert, der das in bezug auf das ausgewählte Spannungsreferenzsignal entgegengesetzte Vorzeichen hat, und – Festlegen der anderen beiden umgeformten Spannungsreferenzsignale so, dass die resultierenden Leitungsspannungen sich im Vergleich zu den unter Verwendung der Spannungsreferenzsignale erzeugten Leitungsspannungen nicht ändern, und in der Nullkorrektur-Betriebsart nach folgendem Algorithmus umgeformte Spannungsreferenzsignale verwendet werden: – Auswählen des Spannungsreferenzsignals, das die Nulllinie durchfährt, – Festlegen des dem ausgewählten Spannungsreferenzsignal entsprechenden umgeformten Spannungsreferenzsignals auf einen vorbestimmten Wert, der das in bezug auf das ausgewählte Spannungsreferenzsignal entgegengesetzte Vorzeichen hat, und – Festlegen der anderen beiden umgeformten Spannungsreferenzsignale so, dass die resultierenden Leitungsspannungen sich im Vergleich zu den unter Verwendung der Spannungsreferenzsignale erzeugten Leitungsspannungen nicht ändern.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die umgeformten Spannungsreferenzsignale Phasen VU**, VV** und VW** entsprechend den Phasen VU*, VV* bzw. VW* der Spannungsreferenzsignale haben und dass der Schritt zum Umwandeln der Spannungsreferenzsignale in die umgeformten Spannungsreferenzsignale in der Rechteck-Betriebsart die folgenden Schritte aufweist: a) wenn das Spannungsreferenzsignal VU* das größte der drei Phasen ist und positiv ist, Setzen der Werte der korrigierten Spannungsreferenzsignale nach den folgenden Beziehungen: VU** = – Vmin VV** = – Vmin – (VU* – VV*) VW** = – Vmin – (VU* – VW*), undwenn das Spannungsreferenzsignal VU* das größte der drei Phasen ist und negativ ist, Setzen der Werte der korrigierten Spannungsreferenzsignale nach den folgenden Beziehungen: VU** = Vmin VV** = Vmin – (VU* – VV*) VW** = Vmin – (VU* – VW*)wobei Vmin ein vorbestimmter Wert ist.
  3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die umgeformten Spannungsreferenzsignale Phasen VU**, VV** und VW** entsprechend den Phasen VU*, VV* bzw. VW* der Spannungsreferenzsignale haben und dass der Schritt zum Umwandeln der Spannungsreferenzsignale in die umgeformten Spannungsreferenzsignale in der Rechteck-Betriebsart die folgenden Schritte aufweist: a) wenn das Spannungsreferenzsignal VU* das größte der drei Phasen ist und positiv ist, Setzen der Werte der korrigierten Spannungsreferenzsignale nach den folgenden Beziehungen: VU** = 0 VV** = – Vmin – (VU* – VV*) VW* = – Vmin – (VU* – VW*), undwenn das Spannungsreferenzsignal VU* das größte der drei Phasen ist und negativ ist, Setzen der Werte der korrigierten Spannungsreferenzsignale nach den folgenden Beziehungen: VU** = 0 VV** = Vmin – (VU* – VV*) VW** = Vmin – (VU* – VW*),wobei Vmin ein vorbestimmter Wert ist.
  4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt zum Umwandeln der Spannungsreferenzsignale in die umgeformten Spannungsreferenzsignale in der Rechteck-Betriebsart stattfindet entweder (1) zu einer festen Zeit, wenn die Frequenz der Spannungsreferenzsignale kleiner ist als ein vorher festgelegter Wert, oder (2) zu einer Zeit, die durch eine vorbestimmte Phase der Spannungsreferenzsignale bestimmt wird, wenn die Frequenz der Spannungsreferenzsignale größer ist als oder gleich groß ist wie der vorher festgelegte Wert.
  5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt zum Umwandeln der Spannungsreferenzsignale in umgeformte Spannungsreferenzsignale in der Rechteck-Betriebsart stattfindet entweder (1) zu einer festen Zeit, wenn die Frequenz der Spannungsreferenzsignale kleiner ist als ein vorher festgelegter Wert, oder (2) zu einer Zeit, die durch eine vorbestimmte Phase der Spannungsreferenzsignale bestimmt wird, wenn die Frequenz der Spannungsreferenzsignale größer ist als oder gleich groß ist wie der vorher festgelegte Wert.
  6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt zum Umwandeln der Spannungsreferenzsignale in die umgeformten Spannungsreferenzsignale in der Rechteck-Betriebsart stattfindet entweder (1) zu einer festen Zeit, wenn die Frequenz der Spannungsreferenzsignale kleiner ist als ein vorher festgelegter Wert, oder (2) zu einer Zeit, die durch eine vorbestimmte Phase der Spannungsreferenzsignale bestimmt wird, wenn die Frequenz der Spannungsreferenzsignale größer ist als oder gleich groß ist wie der vorher festgelegte Wert.
  7. Inverter-Steuervorrichtung für einen Inverter, der eine Anzahl von Phasenspannungen und eine entsprechende Anzahl von Leitungsspannungen, die als die Differenzen zwischen den Phasenspannungen definiert sind, erzeugt, mit: Betriebsartentscheidungs-Einrichtungen (2) zum Bestimmen einer Betriebsart, ausgewählt aus (a) einer normalen Betriebsart, (b) einer Rechteck-Betriebsart und (c) einer Nullkorrektur-Betriebsart, in Antwort auf Werte und Vorzeichen von drei Spannungsreferenzsignalen entsprechend den Phasenspannungen, wobei die Betriebsartentscheidungs-Einrichtungen (2) aufweisen: Einrichtungen zum Bestimmen der normalen Betriebsart, wenn die Absolutwerte alle drei Spannungsreferenzsignale oberhalb eines vorgewählten, positiven Wertes liegen, Einrichtungen zum Bestimmen der Rechteck-Betriebsart, wenn eine der folgenden Bedingungen vorliegt: – die Absolutwerte von wenigstens zwei Spannungsreferenzsignalen sind kleiner als oder gleich groß wie der vorgewählte Wert, oder – die Absolutwerte von wenigstens zwei Spannungsreferenzsignalen sind kleiner als oder gleich groß wie zweimal der vorgewählte Wert, und die Vorzeichen dieser wenigstens zwei Spannungsreferenzsignale sind unterschiedlich, und Einrichtungen zum Bestimmen der Nullkorrektur-Betriebsart, wenn der Absolutwert eines Spannungsreferenzsignals kleiner ist als oder gleich groß ist wie der vorgewählte Wert, und wenn die Absolutwerte der beiden anderen Spannungsreferenzsignale kleiner sind als oder gleich groß sind wie zweimal der vorgewählte Wert und diese beiden Spannungsreferenzsignale dasselbe Vorzeichen haben; und Spannungsreferenzumform-Einrichtungen (3), die dazu eingerichtet sind, die Spannungsreferenzsignale in Abhängigkeit von der bestimmten Betriebsart in umgeformte Spannungsreferenzsignale umzuformen, wobei in der normalen Betriebsart die umgeformten Spannungsreferenzsignale identisch mit den Spannungsreferenzsignalen sind, in der Rechteck-Betriebsart die umgeformten Spannungsreferenzsignale nach folgendem Algorithmus gebildet werden: – Auswählen des Spannungsreferenzsignals mit dem größten Absolutwert, – Festlegen des dem ausgewählten Spannungsreferenzsignal entsprechenden umgeformten Spannungsreferenzsignals auf einen vorbestimmten Wert, der das in bezug auf das ausgewählte Spannungsreferenzsignal entgegengesetzte Vorzeichen hat, und – Festlegen der anderen beiden umgeformten Spannungsreferenzsignale so, dass die resultierenden Leitungsspannungen sich im Vergleich zu den unter Verwendung der Spannungsreferenzsignale erzeugten Leitungsspannungen nicht ändern, und in der Nullkorrektur-Betriebsart die umgeformten Spannungsreferenzsignale nach folgendem Algorithmus gebildet werden: – Auswählen des Spannungsreferenzsignals, das die Nulllinie durchfährt, – Festlegen des dem ausgewählten Spannungsreferenzsignal entsprechenden umgeformten Spannungsreferenzsignals auf einen vorbestimmten Wert, der das in bezug auf das ausgewählte Spannungsreferenzsignal entgegengesetzte Vorzeichen hat, und – Festlegen der anderen beiden umgeformten Spannungsreferenzsignale so, dass die resultierenden Leitungsspannungen sich im Vergleich zu den unter Verwendung der Spannungsreferenzsignale erzeugten Leitungsspannungen nicht ändern.
  8. Inverter-Steuervorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Inverter ein neutralpunktgeklemmter Inverter ist, der drei Phasenspannungen ausgibt, und dass in der Rechteck-Betriebsart die Spannungsreferenzumform-Einrichtungen eine Phase der korrigierten Spannungsreferenzsignale auf einen Nullwert festlegen.
DE4302282A 1992-01-24 1993-01-25 Verfahren und Vorrichtung zum Steuern eines Inverters Expired - Lifetime DE4302282B4 (de)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPP4-011110 1992-01-24
JP1111092 1992-01-24
JP14123392 1992-06-02
JPP4-141233 1992-06-02
JPP4-244428 1992-09-14
JP4244428A JP2539146B2 (ja) 1992-01-24 1992-09-14 Pwm制御を用いたインバ―タの制御方法及び装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE4302282A1 DE4302282A1 (de) 1993-10-14
DE4302282B4 true DE4302282B4 (de) 2008-01-24

Family

ID=27279277

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE4302282A Expired - Lifetime DE4302282B4 (de) 1992-01-24 1993-01-25 Verfahren und Vorrichtung zum Steuern eines Inverters

Country Status (5)

Country Link
US (2) US5361197A (de)
KR (1) KR970004362B1 (de)
AU (1) AU651920B2 (de)
CA (1) CA2087832C (de)
DE (1) DE4302282B4 (de)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5790396A (en) * 1995-12-19 1998-08-04 Kabushiki Kaisha Toshiba Neutral point clamped (NPC) inverter control system
US6385060B1 (en) * 2000-12-21 2002-05-07 Semiconductor Components Industries Llc Switching power supply with reduced energy transfer during a fault condition
IT1393717B1 (it) * 2009-03-31 2012-05-08 Meta System Spa Dispositivo e metodo per la conversione di corrente continua in corrente alternata
US8619446B2 (en) 2012-04-27 2013-12-31 Rockwell Automation Technologies, Inc. Cascaded H-bridge (CHB) inverter level shift PWM with rotation
US8982593B2 (en) 2012-04-27 2015-03-17 Rockwell Automation Technologies, Inc. Cascaded H-Bridge (CHB) inverter level shift PWM with rotation
US9007787B2 (en) 2012-08-13 2015-04-14 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for bypassing Cascaded H-Bridge (CHB) power cells and power sub cell for multilevel inverter
US9425705B2 (en) 2012-08-13 2016-08-23 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for bypassing cascaded H-bridge (CHB) power cells and power sub cell for multilevel inverter
US9240731B2 (en) 2013-03-18 2016-01-19 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power cell bypass method and apparatus for multilevel inverter
US9083230B2 (en) 2013-06-20 2015-07-14 Rockwell Automation Technologies, Inc. Multilevel voltage source converters and systems
US9520800B2 (en) 2014-01-09 2016-12-13 Rockwell Automation Technologies, Inc. Multilevel converter systems and methods with reduced common mode voltage
US9325252B2 (en) 2014-01-13 2016-04-26 Rockwell Automation Technologies, Inc. Multilevel converter systems and sinusoidal pulse width modulation methods
US9559541B2 (en) 2015-01-15 2017-01-31 Rockwell Automation Technologies, Inc. Modular multilevel converter and charging circuit therefor
US9748862B2 (en) 2015-05-13 2017-08-29 Rockwell Automation Technologies, Inc. Sparse matrix multilevel actively clamped power converter
US9812990B1 (en) 2016-09-26 2017-11-07 Rockwell Automation Technologies, Inc. Spare on demand power cells for modular multilevel power converter
US10637692B2 (en) * 2017-09-26 2020-04-28 Micron Technology, Inc. Memory decision feedback equalizer
US10158299B1 (en) 2018-04-18 2018-12-18 Rockwell Automation Technologies, Inc. Common voltage reduction for active front end drives
CN109275255B (zh) * 2018-10-29 2024-04-26 同方威视技术股份有限公司 用于电子加速器的灯丝电源和电子加速器
US11211879B2 (en) 2019-09-23 2021-12-28 Rockwell Automation Technologies, Inc. Capacitor size reduction and lifetime extension for cascaded H-bridge drives
US11342878B1 (en) 2021-04-09 2022-05-24 Rockwell Automation Technologies, Inc. Regenerative medium voltage drive (Cascaded H Bridge) with reduced number of sensors

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3230055A1 (de) * 1982-03-08 1983-09-22 Siemens Ag Steuersatz fuer einen pulswechselrichter
JPS60229676A (ja) * 1984-04-26 1985-11-15 Mitsubishi Electric Corp Pwmインバ−タ
EP0373381A1 (de) * 1988-12-14 1990-06-20 Asea Brown Boveri Ag Verfahren zur Steuerung eines dreiphasigen Wechselrichters
DE4206263A1 (de) * 1991-02-28 1992-09-10 Toshiba Kawasaki Kk Steuergeraet fuer stern- oder nullpunkt-angeklammerten leistungs- oder stromumformer

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4226476A (en) * 1977-11-28 1980-10-07 Fairchild Incorporated Continuous miner with improved roof-to-floor anchoring canopy units for advancing and turning machine and installing roof bolts
CA1143787A (en) * 1978-09-21 1983-03-29 Richard H. Baker Bridge converter circuit
AU589036B2 (en) * 1987-09-01 1989-09-28 Nishimu Electronics Industries Co., Ltd. Power source using high frequency phase control
US4961129A (en) * 1989-12-04 1990-10-02 Allied-Signal, Inc. Current controlled active flywheel type neutral point clamped inverter
WO1991010280A1 (en) * 1989-12-22 1991-07-11 Allied-Signal Inc. A power inverter snubber circuit
JP2728575B2 (ja) * 1991-06-14 1998-03-18 株式会社日立製作所 電力変換方法及び装置
US5120986A (en) * 1991-09-06 1992-06-09 Allied-Signal Inc. Sine wave synthesis controller circuit for use with a neutral-point clamped inverter
JP3156346B2 (ja) * 1992-03-19 2001-04-16 株式会社日立製作所 インバータ装置及びその瞬時停電再始動方法
US5418707A (en) * 1992-04-13 1995-05-23 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy High voltage dc-dc converter with dynamic voltage regulation and decoupling during load-generated arcs
US5367448A (en) * 1992-08-07 1994-11-22 Carroll Lawrence B Three phase AC to DC power converter
JPH06292365A (ja) * 1992-10-30 1994-10-18 Fuji Electric Co Ltd Pwmインバータの制御方法および制御装置
JP3212738B2 (ja) * 1993-03-10 2001-09-25 東京電力株式会社 電圧形自励式変換システム

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3230055A1 (de) * 1982-03-08 1983-09-22 Siemens Ag Steuersatz fuer einen pulswechselrichter
JPS60229676A (ja) * 1984-04-26 1985-11-15 Mitsubishi Electric Corp Pwmインバ−タ
EP0373381A1 (de) * 1988-12-14 1990-06-20 Asea Brown Boveri Ag Verfahren zur Steuerung eines dreiphasigen Wechselrichters
DE4206263A1 (de) * 1991-02-28 1992-09-10 Toshiba Kawasaki Kk Steuergeraet fuer stern- oder nullpunkt-angeklammerten leistungs- oder stromumformer

Also Published As

Publication number Publication date
DE4302282A1 (de) 1993-10-14
US5361197A (en) 1994-11-01
KR970004362B1 (ko) 1997-03-27
AU3195693A (en) 1993-08-12
AU651920B2 (en) 1994-08-04
US5502633A (en) 1996-03-26
CA2087832A1 (en) 1993-07-25
CA2087832C (en) 1998-06-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE4302282B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zum Steuern eines Inverters
DE69108650T2 (de) Leistungswechselrichtereinrichtung.
DE4312019C2 (de) Dreipunkt-Dreiphasen-Wechselrichter
DE4020490C2 (de) PWM-Parallel-Wechselrichter-Anordnung
DE69301061T2 (de) Leistungswandler zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Dreistufenwechselspannung, die eine positive, eine null- und eine negative Spannung aufweist
DE69521370T2 (de) Mehrfach gekoppelter leistungswandler und seine steuerverfahren
DE69313340T2 (de) Steuereinrichtung für Leistungskonverter und Steuereinrichtung für Fahrzeug mit elektrischem Motor
DE10243602B4 (de) Leistungsumrichter, der zum Minimieren von Schaltungsverlusten entworfen ist
DE3779430T2 (de) Steuerverfahren fuer impulsbreitenmodulationswechselrichter.
DE69419522T2 (de) Leistungswechselrichtereinrichtung
DE69733798T2 (de) Wechselrichtersteuerschaltung
EP1253706B1 (de) Leistungselektronische Schaltungsanordnung und Verfahren zur Uebertragung von Wirkleistung
DE69210955T2 (de) Elektrischer Leistungswandler
DE10393516T5 (de) Raumvektor PWM Modulator für Permanentmagnet-Motorantrieb
DE3881161T2 (de) Pulsbreitenmodulierte Steuereinrichtung.
DE4208114A1 (de) Verfahren und einrichtung zum steuern eines pulsbreitenmodulations (pwm)-umrichters
DE102011083752A1 (de) Verfahren und Vorrichtung zur diskontinuierlichen Pulsweiten-Ansteuermodulation
DE3817338A1 (de) Pwn-inverter
EP1759450A1 (de) Oberschwingungsarme mehrphasige umrichterschaltung
DE10108766A1 (de) Impulsbreitenmodulationsgesteuerte Stromumwandlungseinheit
DE112010000468T5 (de) Steuerungsvorrichtung für eineElektromotorantriebsvorrichtung
DE69421149T2 (de) Leistungsumwandlungssystem und Steuereinrichtung dafür
EP0884831A2 (de) Verfahren zum Betrieb einer leistungselektronischen Schaltungsanordnung
DE69127664T2 (de) Vorrichtung zur Erzeugung eines dreiphasigen PWM-Signals für Wechselrichter
DE3012330A1 (de) Impulsbreitenmodulierter wechselrichter und betriebsverfahren

Legal Events

Date Code Title Description
OP8 Request for examination as to paragraph 44 patent law
8364 No opposition during term of opposition
R071 Expiry of right
R071 Expiry of right