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Steuersatz für einen Pulswechselrichter
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(beansprucht wird die Priorität der deutschen Patentanmeldung P 32
08 289.4 vom 8.3.1982) Die Erfindung betrifft einen Steuersatz für einen Pulswech.clrichter
gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Ein derartiger Steuersatz ist als Schaltungsanordnung zur Bildung
von periodischen Impulsmustern aus der deutschen Patentschrift 28 31 589 bereits
bekannt. Soll die Frequenz des periodischen Impulsmusters verändert werden, wie
es z.B. bei Umrichtern zum Erzeugen einer Ausgangswechselspannung mit einer durch
eine Frequenzsteuerspannung vorgegebenen Sollfrequenz und einer durch eine Amplitudensteuerspannung
vorgegebenen Sollamplitude der Fall ist, so kann die Frequenzsteuerspannung einem
frequenzgesteuerten binären Oszillator eingegeben werden, der eine Folge von Zählimpulsen
mit einer der Frequenzsteuerspannung proportionalen Impulsfrequenz erzeugt. Die
Zählimpulse werden von einem nachgeschalteten, jeweils nach einer vollen Periode
der Sollfrequenz rücksetzbaren Zähler gezählt. Mit dem jeweiligen Zählerstand des
Zählers wird ein Festwertspeicher adressiert, der als erster Funktionsgeber dient
und eine abgespeicherte binäre Kurve enthält, die frequenzunabhängig ist.
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Bei dieser bekannten Anordung enthält die binäre Kurve bestimmte Impulse,
durch die jeweils solche Schaltvorgänge im Umrichter gesteuert werden, deren Phasenlage
bezüglizh der gewünschten Ausgangswechselspannung bei allen Aussteuerungszuständen
des Umrichters konstant bleibt.
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1)ie Amplitudensteuerspannung kann einem zweiten Funktionsgeber zum
Erzeugen eines binären Signals zugeführt
werden. In der bekannten
Schaltung enthält dieser zweite Funktionsgeber mehrere Hilfsspeicher. In einem Hilfsspeicher
kann z.B. ein Impulsmuster abgespeichert sein, bei dem jeder Impuls einem solchen
Schaltvorgang entspricht, der innerhalb einer Periode der Ausgangs spannung zu einem
umso späteren Zeitpunkt vorgenommen werden muß, je größer die angestrebte Ausgangsamplitude
ist. Dieser Hilfsspeicher wird adressiert, indem vom Zählerstand eine aus der Ampl
itudensteuerspannung abgeleitete Zahl subtrahiert wird, so daß der die entsprechenden
Schaltimpulse enthaltende Speicherplatz tatsächlich erst später ausgelesen wird.
Ein weiterer Hilfsspeicher kann ein Impulsmuster enthalten, mit dem die bei wachsender
Aussteuerung zu einem früheren Zeitpunkt abzugebende Schaltbefehle erzeugt werden.
Dieser weitere Hilfsspeicher wird dann durch Addition einer aus der Amplitudensteuerspannung
abgeleiteten Zahl zum jeweiligen Zählerstand angesteuert.
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Eine Logikschaltung liefert dann durch Verknüpfen des binären, vom
ersten Funktionsgeber gelieferten Signals mit der Ausgangsgröße des Festwertspeichers
die Steuerspannung für die Betätigung der Wechselrichterschalter.
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Diese bekannte Schaltungsanordnung ist zwar als Steuersatz für praktisch
alle Umrichteranwendungen geeignet, ist jedoch z.B. für Pulswechselrichter sehr
aufwendig.
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Pulswechselrichter dienen z.B. dazu, für Drehfeldmaschinen eine Speisespannung
zu liefern, deren Frequenz proportional der gewünschten Drehzahl verändert werden
soll.
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Ein derartiger Wechselrichter enthält für jeden Wechselspannungsausgang
einen Wechselrichterschalter, der diesen Ausgang alternierend auf den positiven
und negativen Gleichspannungseingang schaltet. Wird ein solcher Schalter jeweils
nur zu Beginn einer Halbperiode der gewünschten Spannung am betreffenden Wechselrichterausgang
betätigt, so entsteht dabei eine "Vollblock"-Spannung, aus jeweils sich über eine
Halbperiode erstreckenden
Spannungsblöcken alternierender Polarität.
Betätigt man die Schalter jedoch in einem hochfrequenten Takt und verändert die
Dauer jedes Schaltzustandes in Abhängigkeit von der Phasenlage der gewünschten Ausgangsspannung,
so kann dadurch auch eine pulsbreitenmodulierte Ausgangsspannung mit einer anderen
Kurvenform erzeugt werden.
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Im Hinblick auf ein oberschwingungsarmes Drehmoment und eine optimale
Ausnutzung des Umrichters und der angeschlossenen Maschine ist für die Ausgangswechselspannung
bei diesen handelsüblichen Antrieben ein möglichst sinusförmiger Verlauf anzustreben.
Dazu wird für jeden Wechselspannungsausgang eine entsprechende sinusförmige Steuerspannung
erzeugt, deren Schnittpunkte mit einer hochfrequenten Dreieckspannung die Umschaltimpulse
für den auf den jeweiligen Wechselrichterausgang arbeitenden Wechselrichterschalter
liefert und somit die Länge der einzelnen, zu der modulierten Ausgangsspannung zusammenzusetzenden
Spannungspul se bestimmt.
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Dem Wechselrichter ist die Eingangsgleichspannung annähernd konstant
eingeprägt, z.B. indem der Wechselrichtereingang über einen Spannungszwischenkreis
mit dem Gleichspannungsausgang eines an eine Versorgungswechselspannung angeschlossenen
Gleichrichters verbunden ist. Bei Verwendung einer Asynchronmaschine wird im allgemeinen
eine mit abnehmender Drehzahl proportional abnehmende Amplitude der Speisespannung
benötigt, wobei lediglich zu den niedrigsten Drehzahlen hin eine unterproportionale
Abnahme der Spannungsamplitude vorgesehen ist. Die entsprechende Amplitudensteuerung
der Ausgangswechselspannung kann dadurch erreicht werden, daß das Verhältnis von
Sinusamplitude zur Amplitude der als Tastspannung verwendeten Preieckspannung verändert
wird. Das Frequenzverhältnis zwischen Dreieckspannung und Ausgangsspannung bestimmt
die Zahl der Umschaltvorgänge jedes
Schalters innerhalb einer Spannungsperiode
und damit die Annäherung an die Sinusform. Die Dreieckfrequenz aber kann nicht beliebig
hoch gewählt werden, so sonst zu viele Schaltvorgänge mit hohen Schaltverlusten
und einer thermischen Zerstörung der Umrichterschalter auftreten.
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Als Umrichterschalter werden üblicherweise Thyristoren verwendet,
bei denen zusätzlich eine gewisse Mindestdauer für jeden Umschaltvorgang eingehalten
werden muß, so daß die Tastfrequenz praktisch 400 Hz nicht wesentlich überschreiten
kann.
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Bei den meisten Anwendungen wird eine dreiphasige Last über den Wechselrichter
mit einem symmetrischen System aus drei gepulsten, bei hoher Modulationsfrequenz
praktisch sinusförmigen Phasenspannungen gespeist. Die Erzeugung des Sinusspannungssystems
mittels eines Pulswechsel richters ist jedoch verhältnismäßig aufwendig, da drei
um 120° el. gegeneinander versetzte Steuerspannungen in der Wechselrichtersteuerung
erzeugt werden müssen. Dabei ist zu berücksichtigen, daß der Wechselrichter auf
Vollast (Nennbetrieb) des Antriebs auszulegen ist, aber die Grundschwingungsamplitude
bei üblichen Steuerverfahren zur Erzeugung sinusförmiger Ausgangsspannungen nicht
die Werte erreicht, die bei einer vollen Spannungsausnutzung des Umrichters möglich
sind. Es wird daher häufig im oberen Spannungsbereich auf eine Steuerung übergegangen,
bei der von der Sinusform für die Ausgangs spannung abgewichen wird und auf eine
pulsbreitenmodulierte Vollblocksteuerung oder eine die Vollblocksteuerung annähernde
Form, z.B.
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eine Trapezform, übergegangen. Dabei ist unvermeidlich, daß das Drehmoment
des Antriebes umso mehr Oberschwingungen aufweist und die Verluste wachsen, je stärker
von der Sinusform der Speisespannungen abgewichen wird.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, einen Steuersatz für einen
Pulswechselrichter anzugeben, der es ohne großen Aufwand gestattet, eine pulsbreitenmodulierte
Ausgangswechselspannung anzugeben, deren von einer Vollblocksteuerung abweichende
Kurvenform in einem bestimmten größeren Frequenzbereich hinsichtlich verschiedener
Forderungen (z.B. hohe Spannungsausnutzung, geringe Oberchwingungen) optimiert und
frequenzunabhängig vorgegeben werden kann.
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Das wird gemäß der Erfindung erreicht durch einen Steuersatz mit den
Merkmalen des Anspruchs 1.
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Wird z.B. eine Asynchronmaschine über einen Pulswechselrichter aus
einer Gleichspannung, z.B. dem Gleichspannungszwischenkreis eines Umrichters gespeist,
so wird mittels entsprechender Steuerspannungen die Frequenz der Wechselrichter-Ausgangsspannung
und auch deren Amplitude - zumindest im oberen Drehzahl bereich - proportional der
gewünschten Drehzahl vorgegeben. Für jeden Wechselrichterausgang ist jeweils eine
Sollspannung mit einer für alle Frequenzen und vorzugsweise auch für alle Wechselrichterausgänge
gleichen Kurvenform vorgegeben. Für diese Sollspannung sind nur zwei Spannungswerte,
z.B. tpositivl' und "negativ", zugelassen ("binäre Kurve") Gegenüber einer Vollblocksteuerung,
bei der in der ersten Halbperiode (also zwischen den Phasen 00 und 1800 der Grundschwingung
am entsprechenden Wechselrichterausgang) eine positive Spannung und während der
zweiten Halbperiode (zwischen 1800 und 3600) eine negative Spannung erzeugt wird,
sind zu bestimmte Phasenlagen, die unabhängig von der Drehzahl vorgegeben werden,
Lücken vorgesehen, in denen die Spannung jeweils den entgegengesetzten binären Zustand
aufweist. Die Lücken können z.B. jeweils in Nähe der Nulldurchgänge der Ausgangsspannungs-Grundschwingung
liegen und mit einer Viertelperioden-Symmetrie angeordnet
sein,
d.h. sie liegen symmetrisch bezüglich der Nulldurchgänge und d Maxima der Grundschwingung.
rst die Summe der Lückenbreiten innerhalb jeder Halbperiode wesentlich kleiner als
die Breite des lückenfreien Bereiches in der Mitte jeder Halbperiode, so liegt praktisch
eine bereits pulsbreitenraodulierte trapezförmige ReEerenz-Spannung vor, wobei allerdings
Breite und Abstand der Lücken bzw. Pulse (also das Tastverhältnis dieser ersten
Pubsbreitenmodulation) und damit auch die Ampli tude dieser trapezförmigen Referenzspannung
unabhängig von der Sollfrequenz und der Sollamplitude vorgegeben ist. Die Kurvenform
der Referenzspannung sowie die Anzahl und Anordnung der zur "ersten" Modulation
dieser Referenzspannung vorgesehenen Lücken werden so gewählt und in einem Festwertspeicher
niedergelegt, daß ein Optimum für den gewünschten großen Frequenzbereich hinsichtlich
Oberschwingungsgehalt, Spannungsausnutzung und anderen, von der Last bestimmten
Kriterien erreicht wird.
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Die erwähnte, einer pulsbreitenmodulierten Trapezkurve entsprechende
Sollspannung stellt z.B. wegen der Breite des lückenfreien Bereiches im wesentlichen
eine Vollblocksteuerung dar, die lediglich an den Blockflanken Lücken aufweist.
Dies ermöglicht fast die bei Vollblocksteuerung erreichbare maximale Spannungsausnutzung
des Umrichters. Der Nachteil einer Vollblocksteuerung ist allerdings ein hoher Oberschwingungsgehalt
der Ausgangsströme, der zu Energieverlusten in Umrichter und Maschine führen könnte.
Daher sind die Lücken vorgesehen, die eine gewisse Annäherung der Vollblocksteuerung
an die Sinusform darstellen. Zwar können durch die Lücken im Oberschwingungsspektrum
bei Vollblocksteuerung vorhandene Oberschwingungen verstärkt werden und außerdem
ändern sich die Oberschwingungsfrequenzen in dem Maße, indem die Grundfrequenz mit
der gewünschten Drehzahl verschoben wird. Durch die Wahl der Lücken kann jedoch
erreicht
werden, daß die Oberschwingungen bei allen Lastzuständen
in einem Bereich liegen, in dem sie für die Last nicht störend wirken.
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aus der jeweiligen binären Sollspannung für den betreffenden Wechselrichterausgang
wird mittels einer von einem zweiten Funktionsgenerator bereitgestellten, aus pulsbreitenmodulierten
Impulsen bestehenden weiteren binären Spannung ein pulsbreitenmoduliertes Steuersignal
zum Umschalten des auf den betreffenden Wechselrichterausgang arbeitenden Wechselrichterschalters
gebildet, wobei das Pulsbreitenverhältnis dieser weiteren binären Spannung entsprechend
der gewünschten Amplitude vorgegeben ist.
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So kann z.B. die binäre Sollspannung mit einer hochfrequenten Dreieckspannung,
deren Amplitude durch die Amplitudensteuerspannung vorgegeben ist, verglichen werden,
um aus den Schnittpunkten die Umschaltbefehle des Wechselrichterschalters zu bilden.
Man kann aber auch vorteilhaft eine periodische Spannung konstanter Amplitude mit
rampenförmigem Verlauf (z.B. eine Dreieckspannung) mit einer Amplitudenspannung
vergleichen und das Vergleichsergebnis, das ein entsprechend der gewünschten Amplitude
pulsbreitenmoduliertes binäres Gleichspannungssignal darstellt, zusammen mit der
binären Sollspannung einem EXKLUSIV-ODER-Gatter zuführen, an dessen Ausgang dann
die pulsbreitenmodulierte Sollspannung als Steuerspannung zum Ansteuern der Wechselrichterschalter
ansteht.
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Die Steuerung des Pulswechselrichters wird besonders einfach, wenn
die Tastspannung drehzahlunabhängig vorgegeben wird, wobei die Tastfrequenz wesentlich
höher als die maximale Sollfrequenz liegt, z.B. über etwa 1 kHz. Der Pulswechselrichter
kann ohne Schwierigkeiten mit derart hohen Tastfrequenzen betrieben werden, wenn
als Wechselrichter ein Wechselrichter mit Schaltern aus Leistunas-
transistoren
verwendet wird. Ein derlrti.ger Transistol-Wechselrichter ist z.B. in der deutschen
Patentanmeldung 30 30 485.9 beschrieben.
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Anhand eines Ausführungsbeispiels und 5 Figuren ist die Erfindung
näher erläutert.
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Fig. 1 zeigt einen Pulswechselrichter im Zusammenhang mit einer umrichtergespeisten
Asynchronmaschine, Fig. 2 zeigt verschiedene Impulsmuster für die pulsbreitenmodulierte
Steuerspannung eines Wechselrichterschalters, Fig. 3 veranschaulicht die Tastung
der entsprechend dem Pulsmuster vorgegebenen Steuerspannung zur Erzeugung der pulsbreitenmodulierten
Ausgangs spannung und Fig. 4 zeigt die entsprechende Steuerung des Pulswechsel richters.
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Der in Fig. 1 dargestellte Antrieb enthält eine Asynchronmaschine
10, einen aus dem Wechselspannungsnetz 13 gespeisten Umrichter mit einem Pulswechselrichter
20, der über den Spannungszwischenkreis 21 mit dem Gleichrichter 22 verbunden ist,
einen Drehzahlgeber 23 und die Umrichtersteuerung 24.
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Der Gleichrichter 22 ist als ungesteuerte Gleichrichterbrücke ausgeführt,
die über Sicherungen 25 und Umrichterschalter 26 an die Phasen R S T des Netzes
13 angeschlossen ist. Ein Stromversorgungsteil 27 liefert die Versorgungsspannung
für die Steuerung. Der Zwischenkreis 21 enthält den Zwischenkreiskondensator 28,
der über einen nach einer Verzögerungszeit kurzschließbaren Vorwiderstand 29 aufgeladen
wird. Ferner sind zwei Meß-Shunts
vorgesehen, um mittels des Schütz
31 das Kurzschließen des Vorwiderstandes 29 und das Ein- und Ausschalten des Wechselrichters
20 vorzunehmen. Dadurch ist auch ein Abschalten des Wechselrichters bei einer Störung
möglich.
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Die Wechselspannnysausgänge U, V, W des Wechselrichters 20 sind jeweils
über einen Wechselrichterschalter alternierend an die Gleichspannungsausgänge des
Zwischenkreises 21 angeschlossen. Jeder Wechselrichterschalter wird über ein binäres
Ansteuersignal (Leitungen 15u, 15V' 15W) angesteuert und enthält jeweils zwei Leistungs-Feldeffekttransistoren,
wie sie z.B. unter dem eingetragenen Warenzeichen SIPMOS der Firma Siemens handelsüblich
sind.
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So ist der Wechselrichterausgang U z.B. über den FET 31, der bei dem
'tl"-Zustand der zugehörigen Signalleitung 15U leitend und bei einem "0"-Zustand
sperrend angesteuert ist, mit dem positiven Gleichspannungspol und über den FET
32, der bei einem "0"-Zustand leitend ist, mit dem negativen Gleichspannungspol
verbunden. Ein derartiger Leistungs-FET besitzt entgegen seiner Stromführungsrichtung
eine Diodenkennlinie, wie durch den entsprechenden Pfeil im Schaltsymbol dargestellt
ist. Mit einem derartigen Transistorschalter kann ein eingeschalteter Strom im Gegensatz
zu Thyristoren auch abgeschaltet werden. Antiparallele Dioden sowie Entlastungsnetzwerke
sind nicht erforderlich. Die Ansteuerung ist einfach und verlustarm.
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In Verbindung mit einem ungesteuerten Eingangsgleichrichter ergibt
sich dabei eine kostengünstige Lösung mit geringem Aufwand an Leistungsbauteilen
und Montage sowie einem hohen Leistungsfaktor für den Netz strom.
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Als Drehzahlgeber zur Erzeugung eines Drehzahlsollwertes kann z.B.
ein Regler 23 verwendet werden, dem die Regelabweichung zwischen dem Lastzustands-Istwert
t p und einem entsprechenden Sollwert ap* zugeführt wird.
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Der Pulswechselrichter erzeugt bei dem erfindungsgemäßen 'Jerfahren
eine Speisespannung für die Asynchronmaschine, für die in Fig. 2 verschiedene Möglichkeiten
des Kurvenverlaufs angegeben sind.
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Mit U0 ist in der obersten Zeile der Fig. 2 die Grundschwingung der
Ausgangsspannung dargestellt, auf deren Nullpunkt sich alle folgenden Phasenangaben
beziehen.
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Während bei der anfangs erwähnten, üblichen Pulswechselsteuerung diese
Kurve U0 bereits die Sollkurve darstellt, die mittels einer höherfrequenten Tastfrequenz
abgetastet wird, um eine annähernd sinusförmige Ausgangsspannung zu erhalten, stellen
die in Fig. 2 angeführten Kurvenformen U1 bis U5 im Grund bereits eine gepulste
Spannung dar und werden bei der erfindungsgemäßen Steuerung als Sollkurve für die
Ausgangsspannung ihrerseits noch durch die hochfrequente Tastfrequenz pulsbreitenmoduliert.
Für den Verlauf der Spannung, z.B. am Ausgang U des Pulswechselrichters, wird eine
der Sollkurven U1 bis U5 vorgegeben, die für T = 0 ... 1800 im wesentlichen 0 0
positiv und für t = 180 ... 360 im wesentlichen negativ ist. Symmetrisch um t= 00,
900, 1800 und 2700 sind jeweils Pulslücken vorgesehen, deren Pulsbreiten 30 oder
0 6 betragen. Bei den Kurven U1 und U3 beginnt jede Halbperiode mit einer Lücke,
die Summe der Lückenbreiten in jeder Viertelperiode (d.h. zwischen 0° und 900) beträgt
60. Kurvenformen mit mehr als 3 Lücken und einer Gesamt-Lückenbreite über 120 pro
Viertelperiode sind zwar möglich, werden aber weniger vorteilhaft angesehen im Hinblick
auf eine gute Spannungsausnutzung einerseits und geringe Stromoberschwingungen andererseits.
Auch eine einzige Lücke in Nähe des Amplitudendurchganges (y= 900, 2700) bringt
bereits eine wesentliche Reduzierung der Stromoberschwingungen. In der Regel haben
sich die Kurven Ul, U2 und Ug bewährt, Die Lückenbreiten von
30
oder 60 ergeben sich daraus, daß durch den binären Oszillator jede Sollfrequenz-Periode
in 12() Zählschritte zerlegt wird, wie noch erläutert wird.
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Fig. 3 erläutert, wie durch Abtasten einer Sollspannung, z.B. U1,
mit der hochfrequenten Tastspannung UT jeweils bei Gleichheit beider Spannungen
die Umschaltimpulse für den Wechselrichterschalter gebildet werden können. ATa Ausgang
eines entsprechenden Vergleichers entsteht dadurch eine modulierte, binäre Sollspannung
UmOd, die im gezeigten Fall als Ansteuerspannung für den auf den Wechselrichterausgang
U arbeitenden Wechselrichterschalter die Transistoren 31, 32, Fig. 1) diesen Ausgang
U während der Zeiten tT1 auf den positiven Gleichspannungseingang und während der
Zeiten 6 T2 an den negativen Gleichspannungseingang legt.
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Die modulierte Sollspannung Umod stellt also sozusagen eine "doppelt
modulierte" Spannung mit einer ersten, 2-t T0 entsprechenden Modulationsfrequenz
und einer zweiten, höheren Modulationsfrequenz UT (entsprechend tT1 + A T2) Diese
"zweite" Modulation ist erforderlich, um die Amplitude der Ausgangsspannung proportional
zu dem Modulationsverhältnis ( T - AT )/( T1 + #T2) einzunstel- 2 1 2 A T1+ AT )
einzustellen, das durch das Amplitudenverhältnis von Tastspannung und Sollspannung
gegeben ist. Die Form der Sollkurve U1 ist unabhängig von der Drehzahl vorgegeben,
während ihre Periodendauer durch die geforderte Grundschwingungsperiode der Ausgangs
spannung bestimmt und somit mit der geforderten Drehzahl veränderlich ist. Bei einer
Maschine, die ihre Vollaussteuerung (Nenndrehzahl 2850 U/Min.) bei einer Speisefrequenz
von 50 Hz erreicht, entspricht die Lückendauer von 60 einer "ersten" Modulationsfrequenz
von etwa 1,5 kHz. Im Teillastbereich ergeben sich wegen der drehzahlabhängigen Veränderung
der Grundschwingungsperiode entsprechend längere Lückendauern mit niedrigeren Fre-
quenzen.
Es hat sich jedoch gezeigt, daß durch die geschilderte Form der Sollspannung im
Zusammenwirken mit der für die Amplitudensteuerung vorgesehenen Pulsbreitenmodulation
bei genügend hoher Tastfrequenz (z.B. 5 kHz) insgesamt im Oberschwingungsspektrum
des Maschinendrehmomentes praktisch keine störenden Frequenzen angeregt werden.
So werden z.B. bei den Kurvenformen U2 und U3 die Strom-Oberschwingungen 5., 7.
und 11. Ordnung gegenüber der erwähnten Vollblocksteuerung weniger stark angeregt,
während höhere Frequenzen (z.B. 17. und 19. Ordnung) wesentlich stärker hervortreten,
aber weder zu nennenswerten Energieverlusten noch zu Drehmomentschwankungen führen.
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Um sicherzustellen, daß die Tastfrequenz ihrerseits im gesamten Lastbetreich
keine störenden Oberschwingungen anregt, wird vorteilhaft eine Tastfrequenz über
einem Minimalwert (z.B. 1 kHz, vorzugsweise 5 kHz) verwendet.
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Das kann dadurch leicht erreicht werden, daß die Tastfrequenz drehzahiunabhängig,
z.B. zu etwa 6 kHz, vorgegeben wird.
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Die bei der Vorrichtung nach Fig. 1 verwendete Wechselrichtersteuerung
24 ist im wesentlichen in Fig. 4 dargestellt. Der Drehzahlsollwert n* wird als Drehzahl
steuerspannung einem ersten Funktionsgeber 50 eingegeben, der die zwischen zwei
binären Spannungswerten alternierende Sollspannung mit einer dem Drehzahlsollwert
entsprechenden Frequenz und einer frequenzunabhängigen Kurvenform erzeugt.
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Ein zweiter Frequenzgeber 51 erzeugt die hochfrequente Tastspannung
UT. Die Drehzahl-Steuerspannung ist ferner einem Kennliniengeber 52 eingegeben,
der entsprechend dem bei Asynchronmaschinen einzuhaltenden Zusammenhang
zwischen
Spannun«Ercquenz und Amplitude eine Amplitudensteuerspannung erzeugt, die bei höheren
Drehzahlen proportional der Drehzahl ist und zu niedrigeren Drehzahlen unterproportional
abnimmt.
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Tastspannung und Reierenzspannung sind einem Schwellwertgeber mit
einem binären Ausgangssignal zugeführt, das anzeigt, ob der Mornentanwert der Dreieckspannung
größer oder kleiner ist als die Referenzspannung. Kennliniengeber und Schwellwertdetektor
stellen eine Modulationsstufe dar, die durch Vergleich der Tastspannung mit der
vom Drehzahlsollwert abhängigen Amplitudensteuerspannung pulsbreitenmodulierte Impulse
erzeugt, mit denen eine Logikschaltung 54 aus der im ersten Funktionsgeber 50 erzeugten
Steuerspannung für einen Wechselrichterschalter (Ansteuerleitung 15u) eine pulsbreitenmodulierte
Steuerspannung bildet, mit der der betreffende Wechselrichterschalter umgeschaltet
wird. Die anderen Ansteuerleitungen (15v, 15W) erhalten Steuerspannungen, die jeweils
um 1200 gegenüber der Steuerspannung an der Ansteuerleitung 15U phasenverschoben
sind.
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Vorteilhaft besteht der Funktionsgeber 50 aus einem Spannungsfrequenzumsetzer
55, der mit dem Zähleingang C eines Zählers 56, z.B. eines rücksetzbaren 7bit-Zählers
56, verbunden ist. Mit dem Zählerstand wird ein Festwertspeicher 57 adressiert,
in dem die Kurvenform abgespeichert ist. Im vorliegenden Fall ist jede Periode in
120 Zählschritte unterteilt, so daß die zeitlichen Abstände der vom Frequenzumsetzer
55 erzeugten Zählimpulse jeweils einer um 3 el. fortschreitenden Phase in der Steuerspannung
entsprechen und im Speicher 57 jeweils nach 30 ein neuer Speicherplatz angesteuert
wird, in dem der jeweils zur betreffenden Phase gehörende Wert der binären Steuerspannung
gespeichert ist. Die Auflösung der Steuerspannung beträgt also 30. Mit dem 120.
Zählschritt des Zäh-
lers 56 ist jeweils eine Periode beendet und
in dem entsprechenden Speicherplatz ist ein Rücksetzimpuls abgelegt, der über die
Leitung 58 an den Rücksetzeingang des Zählers 56 gegeben wird und somit einen neuen
Zyklus für die nächste Periode einleitet. Vorteilhaft ist im Festwertspeicher 57
für jeden der Wechselrichterschalter eine eigene, entsprechend phasenverschobene
Sollspannung dogelegt und der Festwertspeicher liefert bei jeder Ansteuerung durch
den Zähler 56 über getrennte Ausgänge diese Sollspannungen an die Logikschaltuny
54. Die Logikschaltung 54 kann dann vorteilhaft für jeden der Wechselrichterschalter
ein Exklusiv-Oder-Gatter enthalten, dem lediglich die entsprechende Steuerspannung
aus dem Festwertspeicher 57 und die pulsbreitenmodulierten Impulse des Schwellwertdetektors
53 zugeführt zu werden brauchen.
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Der Aufbau dieser Steuerung ist besonders einfach, da er mit nur einem
einzigen Festwertspeicher und einem einzigen, einfachen Analog/Digital-Wandler (Spannungsfrequenzumsetzer
55) auskommt.
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Somit steht,insbesondere für einen Transistor-Wechselrichter zur Speisung
von Drehfeldmaschinen, ein einfacher, weitgehend digital arbeitender Steuersatz
zur Verfügung.
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L e e r s e i t e