DE3841147A1 - Verfahren zum ansteuern eines wechselstrom-motors sowie nach diesem verfahren ansteuerbarer wechselstrom-motor - Google Patents

Verfahren zum ansteuern eines wechselstrom-motors sowie nach diesem verfahren ansteuerbarer wechselstrom-motor

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Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum An­ steuern eines Wechselstrom-Motors, wobei eine sinusförmige Netz-Wechselspannung zu einer Gleichspannung gleich­ gerichtet und aus dieser Gleichspannung durch steuerbare Polaritätsumkehr eine Motor-Wechselspannung erzeugt wird, wobei die Motor-Wechselspannung pulsweitenmodulierbar ist.
Ferner bezieht sich die Erfindung auch auf einen steuer­ baren Wechselstrom-Motor mit mindestens einer Motorwicklung, einer Netzspannungs-Gleichrichterschaltung, einer mit der Gleichrichterschaltung verbundenen Endstufe mit in Brücken­ schaltung geschalteten, elektronischen Schaltelementen, wobei die Motorwicklung in einen Brücken-Querzweig der Endstufe geschaltet ist, sowie mit einer mit der Endstufe verbundenen, die elektronischen Schaltelemente ansteuernden Ansteuereinrichtung mit einem mit dieser verbundenen Pulsweitenmodulator.
Ein gattungsgemäßes Verfahren ist für einen dreiphasigen Wechselstrom-Motor, d.h. einen Drehstrommotor, bekannt. Hierbei wird die sinusförmige Netz-Wechselspannung zu einer geglätteten Gleichspannung gleichgerichtet und als Speise­ spannung einer aus steuerbaren Leistungshalbleitern beste­ henden Brückenschaltungs-Endstufe zugeführt. Die Leistungs­ halbleiter werden von einer Ansteuerschaltung derart ange­ steuert, daß durch Polaritätsumkehr aus der Speise-Gleich­ spannung eine Rechteck-Wechselspannung erzeugt wird, wobei die Pulsweite der Rechteckimpulse dieser Rechteck-Wechsel­ spannung derart pulsweitenmoduliert wird, daß der sich in den Motorwicklungen ergebende Stromfluß aufgrund der in den Motorwicklungen auftretenden Selbstinduktion einen an­ nähernd sinusförmigen Verlauf erhält. Dies bedeutet, daß ein sinusförmiger Motorstrom durch Pulsweitenmodulation einer Rechteckspannung künstlich synthetisiert wird. Um jedoch den annähernd sinusförmigen Motorstrom zu erhalten, ist es erforderlich, die Motorspannung mit einer sich inner­ halb einer Periode des Stromes laufend verändernden Takt­ frequenz umzupolen, d.h. die Einzelimpulse der Rechteck- Wechselspannung müssen jeweils unterschiedliche Pulsweiten besitzen. Eine Drehzahleinstellung wird hierbei erreicht, indem die Motorspannung so pulsweitenmoduliert wird, daß sich die Amplitude des resultierenden Motorstromes verän­ dert. Für das bekannte Verfahren ist folglich nachteiliger­ weise ein sehr hoher Schaltungsaufwand insbesondere für die Ansteuerschaltung erforderlich. Dies wird bei dem bekann­ ten Motor durch einen teuren Spezial-IC realisiert. Ferner ist von großem Nachteil, daß der sich ergebende Motorstrom je nach Anzahl der "Synthesepunkte" mehr oder weniger stark von der Sinusform abweicht, so daß er jedenfalls stark oberwellenhaltig ist, was zu starken Motorgeräuschen führt.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfah­ ren der beschriebenen Art anzugeben sowie einen insbesondere mit diesem Verfahren ansteuerbaren Wechselstrom-Motor zu schaffen, womit bei reduziertem Schaltungsaufwand eine Verringerung der Laufgeräusche des Motors erreicht werden kann.
Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß die Netz- Wechselspannung zu einer pulsierenden, ungeglätteten Gleich­ spannung mit sinusförmigen Halbwellen gleichgerichtet wird, und daß die Polaritätsumkehr entsprechend der Netzfrequenz derart erfolgt, daß die Motor-Wechselspannung sich im wesentlichen aus den sinusförmigen Halbwellen der pulsieren­ den Gleichspannung zusammensetzt, wobei die Motordrehzahl dadurch veränderbar ist, daß die Motor-Wechselspannung mit einer konstanten, außerhalb des Hörbereiches liegenden Taktfrequenz in pulsweitenmodulierbare Spannungsimpulse getaktet wird.
Erfindungsgemäß haben demnach sowohl die Motorspannung als auch der Motorstrom einen praktisch exakt sinusförmigen und damit auch oberwellenfreien Verlauf, was zu der angestreb­ ten Reduzierung der Motor-Läufgeräusche führt.
Aufgrund der zur Drehzahlstellung vorgesehenen Taktung der Motor-Wechselspannung mit einer erfindungsgemäß konstanten Taktfrequenz kann eine einfache Ansteuerschaltung verwendet werden, wobei die Höhe der Taktfrequenz einen leisen, abge­ sehen von den mechanischen Laufgeräuschen praktisch unhörba­ ren Motorlauf gewährleistet. Durch die Pulsweitenmodulation der Spannungsimpulse ist die die Motorleistung bzw. -dreh­ zahl festlegende Fläche unter der Spannungskurve (Integral der Motorspannung) variabel, wobei aber auch die Einzelim­ pulse der Motorspannung exakt dem Verlauf der Sinusform folgen.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Ansprüchen 2 bis 11 enthalten.
Ein erfindungsgemäßer Motor zeichnet sich durch die Merkmale des Anspruches 12 sowie der von diesem abhängigen Ansprüche 13 bis 27 aus.
Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbei­ spiels soll die Erfindung näher erläutert werden. Dabei zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Wechselstrom-Motors,
Fig. 2 ein Blockschaltbild wie in Fig. 1 in einer erweiterten Ausführungsform,
Fig. 3 einen ersten Teil der Schaltung eines erfindungs­ gemäßen Motors unter anderem mit Endstufe und Pulsweitenmodulator,
Fig. 4 eine Ansteuerschaltung zum Ansteuern der Endstufe nach Fig. 3,
Fig. 5 eine Schaltung zur Strom- bzw. Spannungsversorgung des erfindungsgemäßen Motors sowie der Ansteuer­ schaltung nach Fig. 4,
Fig. 6 eine detaillierte Darstellung einer von in Fig. 4 nur vereinfacht dargestellten Treiberstufen,
Fig. 7a bis 7e den zeitlichen Verlauf von verschiedenen Spannungs- und Steuersignalen,
Fig. 8a bis 8g den zeitlichen Verlauf von weiteren, zum Erzeugen der in Fig. 8h dargestellten Motorspannung vorge­ sehenen Spannungs- und Steuersignalen,
Fig. 8h den Verlauf der Motorspannung einerseits bei Höchstdrehzahl und andererseits bei einer bestimm­ ten Teildrehzahl,
Fig. 9 und 10 Spannungssignale zur Erläuterung der Drehzahl­ steuerung durch Pulsweitenmodulation und
Fig. 11 bis 13 Spannungssignale zur Erläuterung der Anlaufphase des erfindungsgemäßen Motors.
In den verschiedenen Zeichnungsfiguren sind gleiche Teile, Komponenten, Signale, Spannungen usw. jeweils mit den gleichen Bezugszeichen (Ziffern und/oder Buchstaben) versehen.
Fig. 1 zeigt einen Wechselstrom-Motor 2, der seine Motor- Wechselspannung U (siehe auch Fig. 8h) von einer Leistungs- Endstufe 4 erhält, deren Schaltung detailliert in Fig. 3 dargestellt ist, und die im Folgenden noch näher beschrie­ ben werden wird. Die Endstufe 4 besitzt vier Eingänge für Steuersignale S 1, S 2, S 3, S 4, zwei Speisespannungs-Eingänge E 1 und E 2 sowie zwei mit dem Motor 2 verbundene Spannungs­ ausgänge M 1 und M 2.
Eine sinusförmige Netz-Wechselspannung U N wird erfindungsge­ mäß über einen Brücken- bzw. Zweiweg-Gleichrichter 6 derart gleichgerichtet, daß eine pulsierende, ungeglättete Gleich­ spannung U A 1 mit sinusförmigen Halbwellen erzeugt wird (siehe auch Fig. 8g), die der Endstufe 4 über die Eingänge E 1, E 2 zugeführt wird. Die Größe der pulsierenden Gleich­ spannung U A 1 beträgt beispielsweise ca. 300 V.
Weiterhin wird über einen Netz-Transformator 8 aus der Netzspannung U N eine zu dieser gleichphasige, sinusförmige Wechselspannung U A 5 (Fig. 7a) mit zu der Netzspannung U N unterschiedlicher, insbesondere geringerer Spannungshöhe, beispielsweise ca. 15 V, abgeleitet und über eine Leitung A 5 sowie eine Masseleitung A 2 den Eingängen einer Ansteuer­ schaltung 10 als Eingangs- und Vergleichsspannung zugeführt. Diese Ansteuerschaltung 10 ist in Fig. 4 genauer darge­ steilt, worauf weiter unten noch im einzelnen Bezug genom­ men wird. Wie im Folgenden ebenfalls noch erläutert wird, erzeugt die Ansteuerschaltung 10 durch Vergleich mit intern zugeschalteten Referenzspannungen zwei Ausgangssignale U K 1 und U K 2, die über Leitungen K 1 und K 2 einer Verknüpfungs­ schaltung 12 zugeführt werden, die ihrerseits aufgrund dieser Signale U K 1 und U K 2 zur Ansteuerung der Endstufe 4 die vier Steuersignale S 1 bis S 4 erzeugt.
Zur Drehzahlregelung des erfindungsgemäßen Motors 2 ist mit der Verknüpfungsschaltung 12 über eine Leitung 14 ein Puls­ weitenmodulator 16 und mit diesem ein Drehzahlsteller 18 verbunden.
Im folgenden sollen nun die Einzelkomponenten der erfin­ dungsgemäßen Motorschaltung genauer beschrieben werden.
Fig. 5 zeigt eine Schaltung 20 zur Spannungsversorgung des erfindungsgemäßen Motors bzw. der erfindungsgemäßen Motor­ schaltung. Diese Spannungsversorgungsschaltung 20 liefert verschiedene Spannungen, die für die erfindungsgemäße Motor­ schaltung benötigt werden.
Zunächst wird aus der Netzspannung U n über den Gleichrichter 6, der in an sich bekannter Weise als Dioden-Brückenschal­ tung ausgeführt ist, die pulsierende Gleichspannung U A 1 gebildet, die an den Leitungen A 1 und A 2 anliegt.
Weiterhin besitzt die Spannungsversorgungsschaltung 20 gemäß Fig. 5 einen Transformator 22 mit einer an der Netzspannung U N liegenden Primärwicklung 24 und zwei in Reihe geschalte­ ten Sekundärwicklungen 26 und 28, wobei die Primärwicklung 24 zusammen mit der einen Sekundärwicklung 26 den die Ver­ gleichsspannung U A 5 liefernden Transformator 8 (siehe Fig. 1) bildet. Die Spannung U A 5 liegt zwischen den Leitungen A 5 und A 2 (Masse) an, und zwar beispielsweise mit etwa 15 V.
An die aus den beiden in Reihe geschalteten Sekundärwicklun­ gen 26 und 28 gebildete Sekundärseite des Transformators 22 ist ein Brückengleichrichter 30 angeschlossen. Der Plus- Ausgang des Gleichrichters 30 ist über einen positiven Fest­ spannungsregler IC 1 mit einer Leitung A 3 und der Minus- Ausgang über einen negativen Festspannungsregler IC 2 mit einer Leitung A 4 verbunden. Die Masseleitung A 2 ist mit dem gemeinsamen Punkt zwischen den beiden Sekundärwicklungen 26, 28 verbunden. Hierdurch liegt zwischen der Leitung A 3 und Masse A 2 eine positive Gleichspannung +U B und zwischen der Leitung A 4 und Masse A 2 eine negative Gleichspannung -U an.
Gemäß Fig. 4 werden die Spannungen +U B , -U B und U A 5 über die Leitungen A 3, A 4 und A 5 der Ansteuerschaltung 10 zu­ geführt. Die Spannung +U B (Leitungen A 3 und A 2) liegt an einem Spannungsteiler an, der aus zwei in Reihe geschalte­ ten Widerständen R 2 und R 3 gebildet ist. Auch die Spannung -U (Leitungen A 4 und A 2) liegt an einem aus einer Reihen­ schaltung zweier Widerstände R 7 und R 6 bestehenden Span­ nungsteiler an. Schließlich liegt auch die Spannung U A 5 (Leitungen A 5 und A 2) an einem Spannungsteiler R 8 und R 5 an.
Der Mittenabgriff des Spannungsteilers R 2/ R 3 ist mit dem invertierenden Eingang eines ersten Komparators IC 3 a verbunden. Die Höhe dieser als Referenzspannung dienenden, positiven Gleichspannung U ref 1 beträgt beispielsweise etwa 0,1 V. Der Mittenabgriff des Spannungsteilers R 7/ R 6 ist mit dem nicht invertierenden Eingang eines zweiten Kompa­ rators IC 3 b verbunden, wobei die Höhe dieser negativen Referenzspannung U ref 2 z.B. -0,1 V beträgt.
Am Mittenabgriff des Spannungsteilers R 8/ R 5 liegt - bedingt durch die Spannung U A 5 und das Widerstandverhältnis R 8/ R 5 - eine Wechselspannung von etwa 4,7 V an. Der Mittenabgriff zwischen den Widerständen R 8 und R 5 ist nun einerseits über eine für positive Spannungen in Durchlaßrichtung geschal­ tete Diode D 5 mit dem nicht invertierenden Eingang des ersten Komparators IC 3 a sowie andererseits über eine für negative Spannungen in Durchlaßrichtung geschaltete Diode D 6 mit dem invertierenden Eingang des zweiten Komparators IC 3 b verbunden. Die Spannung am nicht invertierenden Eingang des ersten Komparators IC 3 a ist mit U p 1 und die Spannung am invertierenden Eingang des zweiten Komparators IC 3 b mit U N 2 bezeichnet (siehe auch Fig. 7b und 7c).
Der Ausgang des ersten Komparators IC 3 a ist über eine Leitung K 1 und eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode D 13 mit einem Eingang Y 1 der Verknüpfungsschaltung 12 ver­ bunden. Das über die Leitung K 1 übertragene Steuersignal ist mit U K 1 bezeichnet. Der Ausgang des zweiten Kompara­ tors IC 3 b ist in Analogie hierzu über eine Leitung K 2 und eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode D 14 mit einem zweiten Eingang Y 2 der Verknüpfungsschaltung 12 verbunden. Das über die Leitung K 2 übertragene Steuersignal ist mit U K 2 bezeichnet (siehe auch Fig. 7d und 7e).
Die Verknüpfungsschaltung 12 besitzt vier Steuerausgänge Z 1, Z 2, Z 3 und Z 4 für die Steuersignale S 1, S 2, S 3 und S 4. Weiterhin besitzt die Verknüpfungsschaltung 12 zwei Zusatzeingänge Y 3 und Y 4, die Einfluß auf die Ausgänge Z 3 und Z 4 haben, wie dies noch erläutert werden wird. Die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 sind jeweils über die Kollektor/ Emitterstrecke eines Transistors T 1 bzw. T 2 mit der Masse­ leitung A 2 verbunden. Die Basen der Transistoren T 1 und T 2 sind über jeweils einen Basiswiderstand R 15 bzw. R 26 mit einer gemeinsamen Ansteuerleitung S 5 verbunden.
Wie weiterhin in Fig. 4 zu erkennen ist, ist in jede der Ausgangsleitungen der Ausgänge Z 1 und Z 2 der Verknüpfungs­ schaltung 12, die die Steuersignale S 1 bzw. S 2 führen, über Anschlußpunkte X 1, X 2 bzw. X 3, X 4 eine Treiberstufe TR geschaltet. Der Aufbau dieser Treiberstufen TR ist genauer in Fig. 6 dargestellt und wird später noch erläutert.
Gemäß Fig. 3 besteht die Endstufe 4 aus vier in H-Brücken­ schaltung geschalteten Leistungshalbleitern und zwar ins­ besondere aus Feldeffekttransistoren (FET) T 3, T 4, T 5 und T 6. Bei den FET handelt es sich im dargestellten Beispiel um n-Kanal-MOSFET mit Drain D, Source S und Gate G. Die H- Brückenschaltung besteht aus zwei parallelen Brückenzweigen mit jeweils zwei in Reihe geschalteten FET T 3 und T 5 sowie T 4 und T 6, wobei der Motor 2 im Querzweig der Brückenschal­ tung zwischen den FET T 3 und T 5 einerseits und zwischen den FET T 4 und T 6 andererseits angeschlossen ist. In jedem Brückenzweig liegt weiterhin in Reihe mit den FET T 3, T 5 bzw. T 4, T 6 eine Diode D 8 bzw. D 11. Die Drain-Elektroden D der "oberen" FET T 3 und T 4 sind jeweils mit der die pulsierende Gleichspannung U A 1 führenden Leitung A 1 und die Source-Elektroden S dieser FET T 3, T 4 über die Anoden- Kathodenstrecke der Dioden D 8 bzw. D 11 mit den Drain- Elektroden D der "unteren" FET T 5 bzw. T 6 verbunden. Die Source-Elektroden S der "unteren" FET T 5, T 6 sind über einen gemeinsamen, niederohmigen Widerstand R 19 an der Masseleitung A 2 angeschlossen. zur Ansteuerung der FET sind deren Gate-Elektroden G mit den die Steuersignale S 1 bis S 4 führenden Leitungen verbunden, und zwar T 4 mit S 1, T 3 mit S 2, T 5 mit S 3 sowie T 6 mit S 4.
Im folgenden soll nun die Funktionsweise des erfindungs­ gemäßen Motors 2 bzw. der erfindungsgemäßen Ansteuerung erläutert werden, und zwar zunächst noch ohne Maßnahmen zur Drehzahlsteuerung.
Gemäß Fig. 4 liegt am invertierenden Eingang des ersten Komparators IC 3 a die konstante Referenzspannung U ref 1 von ca. 0,1 V und am nicht invertierenden Eingang die positive Halbwelle U p 1 von ca. 4,7 V der am Spannungsteiler R 8/ R 5 abgegriffenen Wechselspannung an.
Am nicht invertierenden Eingang des zweiten Komparators IC 3 b liegt die konstante Referenzspannung U ref 2 von ca. -0,1 V und am invertierenden Eingang die negative Halbwelle U N 2 von -4,7 V der am Spannungsteiler R 8/ R 5 abgegriffenen Spannung an.
In Fig. 7a ist der zeitliche Verlauf der Spannung U A 5 darge­ stellt. Weiterhin sind in den Fig. 7b und 7c die aus der Spannung U A 5 abgeleiteten Spannungssignale U p 1 bzw. U N 2 zusammen mit den entsprechenden Referenzspannungen U ref 1 und U ref 2 dargestellt.
Zunächst sollen die Vorgänge am ersten Komparator IC 3 a betrachtet werden. Am ersten Komparator IC 3 a steigt die Spannung U p 1 der positiven Halbwelle vom Nullpunkt aus an und liegt zunächst unterhalb der Referenzspannung U ref 1. Das in Fig. 7d dargestellte Ausgangssignal U K 1 des ersten Komparators IC 3 a ist demzufolge 0. Mit zunehmender Span­ nung der positiven Halbwelle der Spannung U p 1 wird nun der Schnittpunkt mit der Referenzspannung U ref 1 erreicht. Dies erfolgt im Zeitpunkt t o in Fig. 7b. Der Komparator IC 3 a schaltet nun durch und gibt an seinem Ausgang ein positives Ausgangssignal in Höhe der Spannung +U B als Ausgangssignal U K 1 ab, welches solange andauert, bis die abfallende Flanke der positiven Halbwelle der Spannung U p 1 die Referenzspan­ nung U ref 1 wieder unterschreitet, was im Zeitpunkt t der Fall ist.
Beim zweiten Komparator IC 3 b ergeben sich analoge Vorgänge. Unterschreitet die negative Halbwelle der Spannung U N 2 (Fig. 7c) die Referenzspannung U ref 2 im Zeitpunkt t 2, so gibt der zweite Komparator IC 3 b ein positives Ausgangs­ signal U K 2 ab, welches in Fig. 7e dargestellt ist. Dieses Signal U K 2 dauert solange an, bis die negative Halbwelle der Spannung U N 2 den Wert der Referenzspannung U ref 2 wieder überschreitet (Zeitpunkt t 3).
In der weiteren Beschreibung wird zur Vereinfachung das Anliegen einer das Durchschalten eines entsprechenden Transistors bewirkenden Spannung mit logisch "1" und der Spannungswert von ca. 0 V mit logisch "0" bezeichnet.
Auf die oben beschriebene Weise ergeben sich zwischen den Ausgangssignalen U K 1 und U K 2 der beiden Komparatoren IC 3 a und IC 3 b Tastlücken Δ t=t 2-t 1=t 0-t 3, wobei inner­ halb dieser Tastlücken Δ t beide Ausgangssignale U K 1 und U K 2 auf logisch "0" liegen, wie dies deutlich in Fig. 7d und 7e zu erkennen ist. Der Zweck dieser Maßnahme ist, das gleichzeitige Einschalten beider Brückenzweige der Endstufe 4 sicher zu vermeiden und eine Überlappungsfreiheit zu garantieren.
Die Verknüpfungsschaltung 12 steuert die Auswahl der Tran­ sistoren T 3 bis T 6 der Endstufe 4 nach Fig. 3 und legt auch deren Ansteuerzeitpunkte fest. Hierzu werden die Signale S 1 bis S 4 derart erzeugt, daß bei U K 1=logisch "1" und U K 2=logisch "0" die Ausgänge Z 2 und Z 4 der Verknüpfungs­ schaltung 12 das Potential logisch "1" und die Ausgänge Z 1 und Z 3 logisch "0" führen. Im umgekehrten Fall, d.h. wenn am Ausgang des zweiten Komparators IC 3 b das Signal U K 2=logisch "1" und am Ausgang des ersten Komparators IC 3 a das Signal U K 1=logisch 0 vorhanden ist, so liegt an den Ausgängen Z 1 und Z 3 der Verknüpfungsschaltung 12 logisch "1" und an den Ausgängen Z 2 und Z 4 logisch "0".
Die über die Ausgänge Z 1 bis z 4 erhaltenen Steuersignale S 1 bis S 4 sind in den Fig. 8c bis 8f dargestellt. Dabei zeigen die Fig. 8a und 8b noch einmal die Ausgangssignale U K 1 bzw. U K 2 der beiden Komparatoren IC 3 a und IC 3 b in entsprechender zeitlicher Zuordnung zu den Steuersignalen S 1 bis S 4.
Die in der Verknüpfungsschaltung 12 realisierte zuordnung zwischen den Signalen U K 1 und U K 2 und den Steuersignalen S 1 bis S 4 läßt sich durch die folgende Funktionstabelle wieder­ geben:
In der letzten Zeile der obigen Tabelle ist der theoretisch unmögliche Zustand U K 1=1 und U K 2=1 dargestellt, der allenfalls bei einem Defekt an den Komparatoren IC 3 a und IC 3 b auftreten könnte. Jedoch ist in diesem hypothetischen Fall vorteilhafterweise sichergestellt, daß die Ansteuerung der Endstufen-Transistoren T 3 bis T 6 unterbleibt.
Mittels der Ansteuersignale S 1 bis S 4 werden die Gate- Elektroden G der Leistungstransistoren T 3 bis T 6 angesteu­ ert. Eine Ansteuerung der FET T 3 und T 6 über die Signale S 2 und S 4 bewirkt einen Stromfluß von der Leitung A 1 über T 3, D 8, Motor 2, T 6, R 19 zur Minusleitung A 2. Bei Ansteuerung der FET T 4 und T 5 über die Signale S 1 und S 3 erfolgt ein Stromfluß von der Leitung A 1 über T 4, D 11, Motor 2, T 5, R 19 zur Minusleitung A 2.
Die Ansteuerung der Endstufen-Transistoren T 3 bis T 6 erfolgt erfindungsgemäß mit einer der Netzfrequenz entsprechenden Frequenz, wodurch aufgrund der an der Leitung A 1 anliegen­ den, pulsierenden Gleichspannung U A 1, die in Fig. 8g darge­ stellt ist, und aufgrund der alternierenden Einschaltung der Transistoren T 3, T 6 bzw. T 4, T 5 an dem Motor 2 die - abgesehen von den Tastlücken Δ t-exakt sinusförmige Wechselspannung U M nach Fig. 8h (im zeitraum von t 0 bis t 3 anliegt.
Aus der pulsierenden Gleichspannung U A 1 wird somit eine sinusförmige Wechselspannung erzeugt, wobei sichergestellt ist, daß eine Überlappung der Ansteuersignale, die das gleichzeitige Durchschalten aller Brückentransistoren T 3 bis T 6 zur Folge hätte, sicher vermieden wird.
Bei der bisherigen Beschreibung wurde für den Zeitraum t 0 bis t 3 davon ausgegangen, daß die Ansteuerleitung S 5 signal­ frei, d.h. auf logisch "0" liegend, ist. Hierdurch befinden sich die beiden Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4) in nicht leitendem Zustand, so daß die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 der Verknüpfungsschaltung 12 "unbeschaltet" sind. Hierdurch ist die beschriebene Ansteuerfunktion über die Ausgänge Z 1 bis Z 4 bzw. die Steuersignale S 1 bis S 4 für eine Maximal­ drehzahl des Motors 2 gewährleistet.
Nun besteht allerdings erfindungsgemäß noch die Möglichkeit, durch Taktung der Transistoren T 5 und T 6 über ein über die Ansteuerleitung S 5 zugeführtes Steuersignal U K 4 (Fig. 10) sowie über die Transistoren T 1 und T 2 eine Veränderung der Drehzahl vornehmen zu können, was auf dem Wege der im fol­ genden beschriebenen Pulsweitenmodulation erfolgt.
Gemäß Fig. 3 besteht der Pulsweitenmodulator 16 im wesent­ lichen aus einem "Drehzahl"-Komparator IC 8 b und einem Sägezahngenerator 32, dessen Ausgang mit dem nicht invertie­ renden Eingang des Drehzahl-Komparators IC 8 b verbunden ist. Der Sägezahngenerator 32 erzeugt eine einer Gleichspannung überlagerte Sägezahnspannung U SZG (siehe auch Fig. 9), deren Frequenz erfindungsgemäß oberhalb der Hörfrequenz, d.h. insbesondere bei ca. 20 kHz, liegt. Die Potentialhöhe der Sägezahnspannung U SZG liegt beispielsweise im Bereich zwischen 4 V und 8 V. Der invertierende Eingang des Komparators IC 8 b ist über einen Punkt B und gegebenenfalls über einen Kontakt BR 2 eines Umschalters 34 mit dem Schleif­ kontakt eines den Drehzahlsteller 18 (Fig. 1) bildenden Drehzahlstell-Potentiometers P 2 verbunden. Das Drehzahl­ stell-Potentiometer P 2 liegt in Reihe zwischen zwei Wider­ ständen R 29 und R 30 und bildet mit diesen einen Spannungs­ teiler R 29/ P 2/ R 30. In Abhängigkeit von dem Widerstandsver­ hältnis dieses Spannungsteilers und der Stellung des Schleifkontaktes des Potentiometers P 2 wird mit diesem eine Referenz- bzw. "Drehzahl-" Spannung U DZ (Fig. 9) eingestellt und dem invertierenden Eingang des Drehzahl-Komparators IC 8 b zugeführt. Der Ausgang dieses Komparators IC 8 b ist mit der Ansteuerleitung S 5 verbunden und erzeugt ein Ausgangs­ signal U K 4 (Fig. 10), welches über die Widerstände R 15, R 26 die Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4) ansteuert.
Es soll nun die Funktion des Pulsweitenmodulators 16 und des Drehzahlstellers 18 insbesondere anhand der Fig. 9 und 10 erläutert werden.
In Fig. 9 ist die Abszisse (Zeit t) in drei Bereiche unter­ teilt, in denen drei verschiedene, durch das Drehzahlstell- Potentiometers P 2 vorgenommene Spannungseinstellungen der Referenzspannung U DZ eingezeichnet sind. Dabei wurde der Übersichtlichkeit halber auf die Darstellung der Übergangs­ vorgänge bei Änderung der Drehzahleinstellung bzw. der Referenzspannung U DZ verzichtet.
Im Zeitraum von t 0 bis t 3 ist die Referenzspannung U DZ mittels des Potentiometers P 2 auf einen Wert eingestellt, der stets größer als die maximale Amplitude der Sägezahn­ spannung U SZG ist. Demzufolge ist die Spannung U DZ am invertierenden Eingang des Komparators IC 8 b ständig höher als die Spannung U SZG am nicht invertierenden Eingang, so daß folglich das Ausgangssignal U K 4 ständig auf logisch "0" liegt (Fig. 10). Demzufolge ist die Ansteuerleitung S 5 "signalfrei", so daß die Transistoren T 1 und T 2 in nicht leitendem Zustand bleiben. Es liegen hier somit die oben bereits beschriebenen Verhältnisse bei Maximaldrehzahl vor (vgl. das Zeitinterval t 0 bis t 3 in Fig. 8a bis 8h).
Wird nun die Spannung U DZ am Drehzahlstell-Potentiometer P 2 verringert, so ergeben sich Schnittpunkte a, b, c, d, e, f mit der Sägezahnspannung U SZG, wie im Zeitinterval t 4 bis t 7 in den Fig. 9 und 10 dargestellt ist. Das Ausgangssignal U K 4 des Komparators IC 8 b ist jeweils logisch "0", wenn U DZ <U SZG, und logisch "1", wenn U<U SZG. Auf diese Weise ergeben sich Rechteckimpulse U K 4 in der Frequenz der Säge­ zahnspannung U SZG, wobei diese Impulse U K 4 über die Ansteu­ erleitung S 5 die Transistoren T 1 und T 2 getaktet ansteuern (Fig. 4). Die Transistoren T 1 und T 2 legen in durchgeschal­ tetem Zustand, d.h. bei U K 4="1", Massepotential auf die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 der Verknüpfungsschaltung 12. Die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 beeinflussen die an den Ausgängen Z 3 und Z 4 anstehenden Steuersignale S 3 und S 4 derart, daß bei Massepotential an den Zusatzeingängen Y 3, Y 4 stets, d.h. unabhängig von den Signalen an den Eingängen Y 1 und Y 2, logisch "0" an den Ausgängen Z 3 und Z 4 anliegt, d.h. S 3=S 4="0". Da die Signale S 3 und S 4 die Endstufen- Transistoren T 5 und T 6 ansteuern, wird hierdurch folglich im Zeitraum von t 4 bis t 7 die Motorspannung U M getaktet (vgl. hierzu auch Fig. 8e, 8f und 8h).
Durch Änderung der Spannung U DZ am Potentiometer P 2 verschiebt sich die Spannung U DZ in Fig. 9 in Doppelpfeil­ richtung 36, wodurch sich auch die Abstände zwischen den Schnittpunkten a und b, c und d usw. verändern. Da diese Abstände aber die Impulsdauer bzw. "Pulsweite" der Spannung­ simpulse U K 4 definieren, erfolgt somit eine Pulsweitenmodu­ lation der Spannungsimpulse U K 4 und damit auch der Motor­ spannung U M über die Transistoren T 1 und T 2, die über die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 und die Ausgänge Z 3 und Z 4 der Verknüpfungsschaltung 12 die Steuersignale S 3 und S 4 takten. Durch die beschriebene Pulsweitenmodulation sind die sich unter der Spannungskurve der Motorspannung U M (Fig. 8h) ergebenden Flächeninhalte (Spannungs-Integral) variabel, so daß die Motordrehzahl stufenlos von 0 bis max. veränder­ bar ist.
Im Zeitraum von t 8 bis t 9 (Fig. 9 und 10) ist nun der Fall dargestellt, in dem die Referenzspannung U DZ stets kleiner als die minimale Amplitude der Sägezahnspannung U SZG ist. Demzufolge ist das Ausgangssignal U K 4 des Komparators IC 8 b stete logisch "1", so daß die Transistoren T 1 und T 2 über die Ansteuerleitung S 5 dauernd durchgeschaltet sind und Massepotential an die zusatzeingänge Y 3, Y 4 der Verknüp­ fungsschaltung 12 legen, was dazu führt, daß die Steuer­ signale S 3 und S 4 in jedem Fall, d.h. auch unabhängig von den Signalen an den Eingängen Y 1 und Y 2 der Verknüpfungs­ schaltung 12, logisch "0" sind. Dabei wirkt der Transistor T 1 über den Eingang Y 3 auf den Ausgang Z 3 und damit auf das Steuersignal S 3. Der Transistor T 2 wirkt über den Eingang Y 4 auf den Ausgang Z 4 und das Steuersignal S 4. Diese "0"- Signale S 3 und S 4 bewirken, daß die Endstufen-Transistoren T 5 und T 6 "zwangsweise" in nicht durchgeschaltetem Zustand gehalten werden, was zu einem Stillstand des Motors führt (Drehzahl=0).
In einer Weiterbildung der Erfindung kann - wie oben bereits angedeutet - in die Verbindungsleitung zwischen dem Schleif­ kontakt des Drehzahlstell-Potentiometers P 2 und dem Punkt B bzw. dem invertierenden Eingang des Drehzahl-Komparators IC 8 b der Kontakt BR 2 des Umschalters 34 geschaltet sein. Der Umschalter 34 besitzt einen zweiten Kontakt BR 1, über den durch Umschalten anstatt der variablen Drehzahlspannung U DZ eine externe Steuerspannung U E als Referenzspannung gegebenenfalls über einen Widerstand R 31 dem Punkt B und dem invertierenden Eingang des Komparators IC 8 b zugeführt werden kann, wobei dann die Höhe dieser Steuerspannung U E der an dem Potentiometer P 2 einzustellenden Spannung U DZ entspricht.
Im folgenden soll der Aufbau der oben bereits kurz erwähnten Treiberstufen TR näher erläutert werden, die mit Vorteil jeweils in die Steuerleitungen S 1 und S 2 geschaltet sein können (Fig. 4) .
Gemäß Fig. 6 besitzt jede Treiberstufe TR einen Netztrans­ formator 38, dessen Primärwicklung 38 a an der Netzspannung U N liegt und dessen Sekundärwicklung 38 b mit einer Gleich­ richter-Brückenschaltung 40 verbunden ist. zur Spannungs­ glättung sind in Reihe mit der Gleichrichterschaltung 40 ein Widerstand R 10 sowie parallel zu der Gleichrichterschaltung 40 ein Kondensator C 6 geschaltet. Die Plusleitung ist mit dem Kollektor der Sekundärseite eines Optokopplers OPK ver­ bunden. Der Emitter des Optokopplers OPK ist mit dem Aus­ gang X 2 bzw. X 4 der Treiberstufe TR verbunden. Die an dem "Minuspunkt" der Gleichrichterschaltung 40 angeschlossene Minusleitung liegt an einem Ausgang A 6 bzw. A 7. Der Ausgang A 6 ist mit der Source-Elektrode S des Entstufen-Transistors T 3 und der Ausgang A 7 mit der Source-Elektrode S des Endstufen-Transistors T 4 verbunden (siehe Fig. 3). Der Ein­ gang X 1 bzw. X 3 der Treiberstufe TR ist über einen Wider­ stand R 12 mit der Primärseite, z.B. einer Leuchtdiode, des Optokopplers OPK verbunden, die anderseitig an der Masse­ leitung A 2 liegt. Parallel zu den Ausgangsleitungen X 2 bzw. X 4 und A 6 bzw. A 7 kann zum Abbau eventuell auftretender Spannungsspitzen eine Zenerdiode ZD 1 geschaltet sein. Ein weiterhin parallel zu der Zenerdiode ZD 1 geschalteter Wider­ stand R 11 dient dazu, während der Sperrphase des Optokopp­ lers OPK ein definiertes Ausgangssignal von OV am Ausgang X 2 bzw. X 4 vorzusehen, welches die Entladung der Gate- Elektrode G zur Sperrung der Endstufen-Transistoren T 3 bzw. T 4 bewirkt.
Die Funktion der Treiberstufe ist wie folgt. Über den Transformator 38 und die Gleichrichterschaltung 40 wird eine Gleichspannung erzeugt, die über den Widerstand R 10 und den Kondensator C 6 geglättet wird. Die Kollektor/Emitter- Strecke des Optokopplers OPK liegt in der Plusleitung, wobei sie leitend wird, sobald der Primärseite über X 1 bzw. X 3 ein logisches "1"-Signal zugeführt wird. Es wird somit in Abhängigkeit von dem Signal S 1 bzw. S 2 der Verknüpfungs­ schaltung 12 am Ausgang X 2 bzw. X 4 eine Rechteckspannung von beispielsweise ca. 12V erzeugt, die das eigentliche Steuer­ signal S 1 bzw. S 2 zum Ansteuern der Endstufentransistoren T 4 bzw. T 3 darstellt. Auf diese Weise wird eine galvanische Trennung zwischen dem Eingang X 1 bzw. X 3 und dem Ausgang X 2 bzw. X 4 erreicht.
Gemäß Fig. 2 sind in einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung eine Strombegrenzungseinrichtung STB und eine Einrichtung 44 für den Sanftanlauf des Motors 2 vorgesehen, wobei diese zusätzlichen Einrichtungen ebenfalls mit dem Pulsweitenmodulator 16 verbunden sind.
Im folgenden sollen nun diese erfindungsgemäßen Maßnahmen zum Anlauf des Motors 2 sowie zum Schutz des Motors 2 vor Überstrom, d.h. zur Strombegrenzung, beschrieben werden.
Gemäß Fig. 3 besitzt die Strombegrenzungseinrichtung STB (mit einer gestrichelten Linie abgegrenzt) den in den Motor- Stromkreis geschalteten, niederohmigen Widerstand R 19, über den der durch den jeweiligen Motorstrom hervorgerufene Span­ nungsabfall erfaßt wird. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R 19 und den Endstufen-Transistoren T 5 bzw. T 6 ist über einen Widerstand R 17 mit dem invertierenden Eingang eines weiteren Komparators ("Stromkomparator") IC 8 a verbun­ den. Der nicht invertierende Eingang dieses Stromkompara­ tors IC 8 a ist mit dem Schleifkontakt eines Stromeinstell- Potentiometers P 3 verbunden, welches zusammen mit einem in Reihe geschalteten Widerstand R 16 einen an der Gleich­ spannung +U B von beispielsweise ca. 12 V liegenden Span­ nungsteiler bildet. Der Ausgang des Stromkomparators IC 8 a ist einerseits mit dem zentralen Schaltungs-Punkt B, d.h. mit dem invertierenden Eingang des Drehzahl-Komparators IC 8 b, und andererseits mit dem positiven Anschluß eines die Sanftanlauf-Einrichtung 44 bildenden Kondensators C 9 verbunden, wobei dieser Kondensator C 9 mit seinem negativen Anschluß mit der Masseleitung A 2 verbunden ist.
Es soll nun die Funktion der auch für den Anlauf zuständigen Strombegrenzungseinrichtung STB unter Bezug auf die Fig. 11 bis 13 erläutert werden.
Über das Stromeinstell-Potentiometers P 3 wird der nicht invertierende Eingang des Stromkomparators IC 8 a auf eine bestimmte Referenzspannung U p 3 eingestellt, die im Normal­ betrieb des Motors 2 höher als die Spannung U R 19 am inver­ tierenden Eingang ist, so daß der Stromkomparator IC 8 a nicht durchschaltet. Der Ausgang des Stromkomparators IC 8 a ist als "open collector" geschaltet. Dies bedeutet, daß das Potential am Kollektor des Ausgangstransistors des Kompara­ tors IC 8 a in nicht durchgeschaltetem zustand "frei schwe­ bend" ist, d.h. durch die äußere Beschaltung bestimmt wird. Im durchgeschalteten zustand liegt am Kollektor Massepoten­ tial an. Hierdurch stellt sich im vorliegenden Fall am Ausgang des Stromkomparators IC 8 a ein schwebendes Potential ein, welches durch die Ladespannung U C 9 des Kondensators C 9 bestimmt wird. Die Höhe der Ladespannung U C 9 richtet sich nach dem Widerstandsverhältnis des Spannungsteilers R 29/ P 2/ R 30 und dabei nach der jeweiligen Einstellung des Drehzahl­ stell-Potentiometers P 2, d.h. der Kondensator C 9 wird über R 30 und P 2 geladen und bei Spannungsabschaltung des Motors 2 über die Widerstände R 29 und P 2 entladen, da ja - wie oben bereits erwähnt - der Schleifkontakt des Drehzahlstell- Potentiometers P 2 mit dem zentralen Schaltungspunkt B verbunden ist. Es gilt folglich die Bedingung U DZ =U C 9.
Beim Zuschalten der Betriebsspannung erfolgt gemäß Fig. 11 eine exponentielle Aufladung des Kondensators C 9, ausgehend von der Spannungsversorgung +U B (12V) über die Widerstände R 30 und P 2 und über den Kondensator C 9 nach Masse. Die Spannung U DZ bzw. U C 9 am invertierenden Eingang des Drehzahl-Komparators IC 8 b ist dabei zunächst kleiner als die Spannung U SZG an seinem nicht invertierenden Eingang, so daß das Ausgangssignal U K 4=logisch "1" abgegeben wird (Fig. 12). Dieser Zustand ist in dem Zeitbereich zwischen t 10 und t 11 dargestellt. Die Ladespannung U C 9=U DZ ist kleiner als die Sägezahnspannung U SZG. Das Ausgangssignal U K 4 des Komparators IC 8 b ist aus Fig. 12 ersichtlich und hat den Wert logisch "1". Hierdurch erfolgt in der bereits beschriebenen Weise die Ansteuerung der Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4), so daß an den Eingängen Y 3 und Y 4 der Verknüp­ fungsschaltung 12 Masse anliegt. Dies ist in Fig. 13 dargestellt, in der die Signale an den Eingängen Y 3 und Y 4 der Verknüpfungsschaltung 12 mit U S 6 bzw. U S 7 bezeichnet sind. Im Zeitpunkt t 11 hat die Ladespannung U C 9 einen solchen Wert erreicht, daß ein erster Schnittpunkt mit der Sägezahnspannung U SZG auftritt. Es entsteht hierdurch ein erster Taktimpuls. Hierzu kann auf die obigen Ausführungen zu den Fig. 9 und 10 verwiesen werden.
Der Motor 2 läuft nun im Zeitpunkt t 11 beim ersten Impuls an, wobei aufgrund der getakteten Steuersignale S 3 und S 4 eine Motorspannung U M anliegt, die im Prinzip der Kurve nach Fig. 8h zwischen den zeitpunkten t 4 und t 7 entspricht. Allerdings ist die Impulsbreite im Anlauf wegen der expo­ nentiellen Spannungszunahme am Kondensator nicht konstant, wie dies aus Fig. 13 zwischen den Zeitpunkten t 11 und t 12 ersichtlich ist.
Wird der durch den Motorstrom am Widerstand R 19 hervorge­ rufene Spannungsabfall U R 19 so groß, daß die am invertieren­ den Eingang des Stromkomparators IC 8 a anliegende Spannung U R 19 die am nicht invertierenden Eingang anliegende Referenzspannung U p 3 übersteigt, so wird der Ausgangstran­ sistor des Stromkomparators IC 8 a leitend und legt damit den Ausgang auf Massepotential. Hierdurch wird der invertie­ rende Eingang des Drehzahlkomparators IC 8 b auf Masse gelegt und gleichzeitig der Kondensator C 9 entladen. Dies ist in Fig. 11 bis 13 zum Zeitpunkt t 12 der Fall. Aufgrund des Massepotentials am invertierenden Eingang des Drehzahlkom­ parators IC 8 b liegt nach entsprechender Entladung des Kondensators C 9 am nicht invertierenden Eingang von IC 8 b eine höhere Spannung an (Zeitpunkt t 13 in Fig. 11 bis 13). Der Drehzahlkomparator IC 8 b gibt in diesem Falle das Ausgangssignal U K 4=logisch "1" ab. Dies führt zu einer Durchschaltung der Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4), die dadurch Massepotential an die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 der Verknüpfungsschaltung 12 anlegen (Fig. 13, Zeitpunkt t 13). Dies bewirkt ebenso wie im zuvor beschriebenen Falle der Drehzahlregelung mittels des Potentiometers P 2, daß die Steuersignale S 3 und S 4 auf logisch "0" schalten, was zur Sperrung der Endstufen-Transistoren T 5 und T 6 der Motorend­ stufe führt.
Aufgrund dieser Abschaltung des Motorstromes liegt der invertierende Eingang des Stromkomparators IC 8 a über den Widerstand R 19 an Masse, was zur Folge hat, daß die Aus­ gangsstufe des Komparators IC 8 a in den sperrenden zustand übergeht, d.h. seinen Ausgang massefrei schaltet. Da nun­ mehr der Verbindungspunkt B in Fig. 3 zwischen dem Dreh­ zahlstell-Potentiometer P 2 und dem Kondensator C 9 nicht mehr an Masse liegt, kann die Aufladung des Kondensators C 9 wieder erfolgen. Dieser Zeitpunkt ist in Fig. 11 mit t 14 bezeichnet.
Da die Höhe des zulässigen Motorstromes durch eine ent­ sprechende Einstellung des Stromeinstell-Potentiometers P 3 am nicht invertierenden Eingang des Stromkomparators IC 8 a einstellbar ist, kann dessen Ausgang auch vor der voll­ ständigen Entladung des Kondensators C 9 seinen Ausgang "massefrei" schalten, so daß der Aufladevorgang dann zum Zeitpunkt t 14 erfolgen kann, wie dies in Fig. 11 gestri­ chelt angedeutet ist.
Dieser beschriebene Vorgang kann sich je nach Einstellung des Stromeinstell-Potentiometers P 3 bzw. der Referenzspan­ nung U p 3 am nicht invertierenden Eingang des Stromkompara­ tors IC 8 a mehrmals wiederholen, bis der gegenüber dem Nenn­ betrieb des Motors erhöhte Anlaufstrom auf seinen Nominal­ wert abgeklungen ist. Der Motor 2 läuft dann mit der am Drehzahleinstell-Potentionmeter P 2 bzw. über die externe Steuerspannung U E voreingestellten Geschwindigkeit.
In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung enthält die Motorschaltung weiterhin eine Übertemperatur-Abschalt­ einrichtung 50 (siehe auch das gegenüber Fig. 1 erweiterte Blockschaltbild in Fig. 2) zum Schutz des Motors 2 bzw. der Elektronik-Bauteile gegen Übertemperatur. Diese Abschalt­ einrichtungt 50 ist in Fig. 3 ebenfalls durch eine gestri­ chelte Linie abgegrenzt. Auch diese Übertemperatur- Abschalteinrichtung 50 wirkt erfindungsgemäß über den zentralen Schaltungspunkt B auf den Drehzahlkomparator IC 8 b, der seinerseits durch sein Ausgangssignal U K 4 die Ansteue­ rung der Endstufen-Transistoren T 5 und T 6 beeinflußt.
Gemäß Fig. 3 besitzt die Übertemperatur-Abschalteinrichtung 50 den Spannungseingang A 3 und den Masseeingang A 2, zwischen denen die von der Spannungsversorgungsschaltung 20 nach Fig. 5 erzeugte, positive Gleichspannung +U B anliegt. Zwischen den Spannungseingang A 3 und Masse A 2 ist ein Spannungsteiler geschaltet, der aus einem Widerstand R 40 und einem hierzu in Reihe geschalteten NTC-Widerstand besteht, wobei der NTC- Widerstand einen Temperaturfühler darstellt. Ein Punkt C zwischen dem Widerstand R 40 und dem NTC-Widerstand dieses Spannungsteilers ist einerseits über einen Widerstand R 36 mit dem invertierenden Eingang eines ersten "Temperatur- Komparators" IC 8 c sowie andererseits über einen Widerstand R 39 mit dem invertierenden Eingang eines zweiten "Tempera­ tur-Komparators" IC 8 d verbunden. Ein aus drei in Reihe geschalteten Widerständen R 32, R 33, R 34 gebildeter Span­ nungsteiler ist ebenfalls zwischen +U B (Anschluß A 3) und Masse A 2 geschaltet. Der Punkt zwischen den ersten beiden Widerständen R 32 und R 33 dieses Spannungsteilers ist mit dem nicht invertierenden Eingang des ersten Temperatur- Komparators IC 8 c verbunden. Der Punkt zwischen dem zweiten und dritten Widerstand R 33 und R 34 des Spannungsteilers ist mit dem nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur- Komparators IC 8 d verbunden. Hierdurch liegt am nicht inver­ tierenden Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c eine Referenzspannung U ref 3 von beispielsweise etwa 8,8 V und am nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur- Komparators IC 8 d eine Referenzspannung U ref 4 von z.B. etwa 6,7 V an. An den invertierenden Eingängen der beiden Temperatur-Komparatoren IC 8 c und IC 8 d liegt jeweils eine Spannung von z.B. maximal 10 V an, wobei diese Spannung abhängig ist von der Erwärmung des NTC-Widerstandes und der damit verbundenen Widerstandsänderung. Der Ausgang des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c ist mit der Basis eines Sperrtransistors T 7 verbunden, dessen Emitter an Masse A 2 und dessen Kollektor an dem invertierenden Eingang des zweiten Temperatur-Komparators IC 8 d liegt. Der Ausgang des zweiten Temperatur-Komparators IC 8 d ist einerseits über einen Widerstand R 37 mit der Basis des Sperrtransistors T 7 und andererseits über einen Widerstand R 38 mit der Basis eines Abschalttransistors T 8 verbunden. Der Emitter dieses Abschalttransistors T 8 liegt an Masse A 2, und der Kollektor des Abschalttransistors T 8 ist mit dem zentralen Schaltungs­ punkt B der erfindungsgemäßen Motorschaltung, und damit auch mit dem invertierenden Eingang des Drehzahlkomparators IC 8 b verbunden.
Im folgenden soll nun die Funktionsweise der erfindungs­ gemäßen Übertemperatur-Abschalteinrichtung 50 erläutert werden. Während des Normalbetriebes des erfindungsgemäßen Motors 2 ist der Abschalttransistor T 8 nicht leitend, was bedeutet, daß sein Kollektor die an dem Punkt B anliegende Spannung führt. Die Übertemperatur-Abschalteinrichtung 50 hat somit vorteilhafterweise keinen Einfluß auf das sonstige Schaltverhalten des Drehzahlkomparators IC 8 b. Wie bereits erwähnt, liegt am nicht invertierenden Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c die Spannung U ref 3 von ca. 8,8 V und am nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur- Komparators IC 8 d die Spannung U ref 4 von ca. 6,7 V an. Dabei führen die beiden Temperatur-Komparatoren IC 8 c und IC 8 d jeweils das Potential logisch "0" an ihren Ausgängen. An den invertierenden Eingängen beider Komparatoren liegt - wie ebenfalls bereits erwähnt - eine Spannung U temp von jeweils ca. 10 V an. Durch das Ausgangssignal logisch "0" an dem ersten Temperatur-Komparator IC 8 c liegt Massepotential an der Basis des Sperrtransistors T 7, so daß dessen Einschal­ tung verhindert wird.
Erfolgt nun eine Erwärmung bzw. Erhitzung des Motors 2, so nimmt der Widerstandswert des NTC-Widerstandes ab. Dies ist mit einer Abnahme des Spannungsabfalles an dem NTC-Wider­ stand verbunden und damit auch mit einer Verringerung der Spannung U temp an den invertierenden Eingängen der beiden Temperatur-Komparatoren IC 8 c und IC 8 d. Wird am invertieren­ den Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c die am nicht invertierenden Eingang anliegende Referenzspannung U ref 3 unterschritten (U temp<U ref 3), so ändert dieser Komparator seinen Schaltzustand, so daß die Verbindung zur Masse bzw. zum Nullpotention unterbrochen wird ("open collector"-Schaltung). Da die beiden Temperatur- Komparatoren auf unterschiedlichen Referenzspannungen U ref 3 und U ref 4 liegen, erfolgt zu diesem Zeitpunkt noch keine Umschaltung des zweiten Temperatur-Komparators IC 8 d.
Nimmt die Temperatur nun jedoch weiter zu, so erfolgt eine weitere Abnahme der Spannung U temp an den beiden invertie­ renden Komparatoreingängen. Wird nun auch die Schalt­ schwelle des zweiten Temperatur-Komparators IC 8 d unter­ schritten (U temp<U ref 4), so nimmt sein Ausgang logisch "1" an und schaltet dadurch über den Basis-Vorwiderstand R 38 den Abschalttransistor T 8 durch. Dieser legt den Schal­ tungspunkt B, d.h. den invertierenden Eingang des Drehzahl­ komparators IC 8 b an Masse. Hierdurch wird dessen Ausgangs­ signel U K 4 - wie oben bereits eingehend beschrieben - logisch "1", wodurch die Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4) durchgeschaltet werden und logisch "0" an die Eingänge Y 3 und Y 4 der Verknüpfungsschaltung 12 gelegt wird. Die Steuersignale S 3 und S 4 werden dadurch - wie an anderer Stelle schon beschrieben - logisch "0", d.h. der Motorstrom wird unterbrochen und der Motor somit abgeschaltet.
Durch das Ausgangssignal logisch "1" des zweiten Temperatur- Komparators IC 8 d wird über den Basiswiderstand R 37 auch der Sperrtransistor T 7 durchgesteuert, der nun den invertieren­ den Eingang des zweiten Temperaturkomparators IC 8 d über seine Kollektor-Emitter-Strecke an Massepotential A 2 legt. Hiermit wird erreicht, daß eine Umschaltung des zweiten Komparators IC 8 d aufgrund von geringfügigen Temperaturab­ nahmen verhindert wird. Dies stellt praktisch eine "Selbsthaltung" des zweiten Temperatur-Komparators IC 8 d in seinem durchgeschalteten zustand dar.
Erfolgt nun eine Abkühlung des Motors, so ist dies mit einer Zunahme des Widerstandswertes des NTC-Widerstandes verbun­ den. Dies hat auch eine Spannungszunahme am invertierenden Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c zur Folge. Ein Spannungsanstieg am invertierenden Eingang des zweiten Temperator-Komparators IC 8 d wird jedoch verhindert, da dessen Potential aufgrund des weiterhin durchgesteuerten Sperrtransistors T 7 auf Massepotential liegt.
Hat sich die Spannung U temp am invertierenden Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c aufgrund der Abkühlung des Motors und damit auch des NTC-Widerstandes bis zur Referenzspannung U ref 3 erhöht, wird der Ausgang des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c wieder auf logisch "0" geschal­ tet. Dies bewirkt, daß Massepotential an die Basis des Sperrtransistors T 7 gelegt wird. Der Transistor T 7 geht da­ mit in den sperrenden zustand über, so daß dessen Kollektor- Potential dem erfolgten Spannungsanstieg am Punkt C folgen kann. Da diese Spannung U temp höher ist als die Referenz­ spannung U ref 4 am nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur-Komparators IC 8 d, schaltet dieser zweite Kompa­ rator seinen Ausgang auf logisch "0", was zur Sperrung des Abschalttransistors T 8 und damit zur Freigabe des Wiederan­ laufes des Motors führt.
Der Anlauf des Motors 2 erfolgt nun auf die bereits beschriebene Weise über die Aufladung des Kondensators C 9.
Die erfindungsgemäße Übertemperatur-Abschalteinrichtung 50 gewährleistet somit ein automatisches Abschalten bei Über­ temperatur, vorteilhafterweise aber auch ein automatisches Wiederanlaufen des Motors nach einer erfolgten Abkühlung.
Es ist weiterhin vorteilhaft, wenn zwischen den invertieren­ den Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c und Masse A 2 ein Kondensator C 10 geschaltet ist. Mit diesem Kondensa­ tor C 10 kann die Ansprechzeit der Übertemperatur-Abschalt­ einrichtung 50 beeinflußt werden, wobei dieser Kondensator C 10 durch eine Glättung der Spannung sicherstellt, daß kurz­ zeitige Spannungsspitzen keinen Einfluß auf das Schaltver­ halten des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c ausüben. Es liegt somit eine gewisse Schalthysterese vor.
Die Erfindung ist keineswegs auf das dargestellte und beschriebene Ausführungsbeispiel beschränkt, sondern umfaßt auch alle im Sinne der Erfindung gleichwirkenden Ausfüh­ rungsformen.

Claims (27)

1. Verfahren zum Ansteuern eines Wechselstrom-Motors, wobei eine sinusförmige Netz-Wechselspannung zu einer Gleichspannung gleichgerichtet und aus dieser Gleich­ spannung durch steuerbare Polaritätsumkehr eine Motor- Wechselspannung erzeugt wird, wobei die Motor-Wechsel­ spannung pulsweitenmodulierbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Netz-Wechselspannung (U N ) zu einer pulsierenden, unge­ glätteten Gleichspannung (U A 1) mit sinusförmigen Halb­ wellen gleichgerichtet wird, und daß die Polaritäts­ umkehr entsprechend der Netzfrequenz derart erfolgt, daß die Motor-Wechselspannung (U M ) sich im wesentlichen aus den sinusförmigen Halbwellen der pulsierenden Gleichspannung (U A 1) zusammensetzt, wobei die Motor­ drehzahl dadurch veränderbar ist, daß die Motor- Wechselspannung (U M ) mit einer konstanten, außerhalb des Hörbereiches liegenden Taktfrequenz in pulsweiten­ modulierbare Spannungsimpulse getaktet wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Steuerung der Polaritätsumkehr der Gleichspannung (U A 1) aus der Netz-Wechselspannung (U N ) ein mit dieser phasengleiches, positives Spannungssignal (U p 1) sowie ein ebenfalls mit der Netz-Wechselspannung (U N ) phasen­ gleiches, negatives Spannungssignal (U N 2) abgeleitet werden, wobei diese abgeleiteten Spannungssignale (U p 1, U N 2) jeweils sinusförmige Halbwellen besitzen und je­ weils mit einer konstanten Referenzspannung (U ref 1, U ref 2) verglichen werden, und wobei auf der Basis dieses Vergleichs zwei überlappungsfreie, über Tast­ lücken (Δ t) beabstandete Ausgangssignale (U K 1, U K 2) erzeugt werden.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß durch logische Operationen anhand der beiden überlappungs­ freien Ausgangssignale (U K 1, U K 2) vier Steuersignale (S 1, S 2, S 3, S 4) derart erzeugt werden, daß stets jeweils nur zwei Steuersignale (S 2, S 4 oder S 1, S 3) auf einem logischen "1"-Potential liegen, während die jeweils anderen Steuersignale (S 1, S 3 oder S 2, S 4) auf logischem "0"-Potential liegen.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignale (S 1, S 2, S 3, S 4) den Gate-Elektroden (G) von in H-Brückenschaltung geschalteten Transistoren (T 3 bis T 6) einer Endstufe (4) zugeführt werden, wobei der Motor (2) in den Querzweig der H-Brückenschaltung geschaltet ist.
5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Drehzahleinstellung des Motors jeweils eines (S 3; S 4) der beiden jeweils gleiches Potential aufweisenden Steuersignale (S 1, S 3 bzw. S 2, S 4) pulsweitenmodulier­ bar getaktet wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß durch Vergleichen einer Sägezahnspannung (U SZG) mit einer einstellbaren Referenzspannung (U DZ) ein Takt-Ausgangs­ signal (U K 4) erzeugt wird, welches logisches "0"- Potential aufweist, wenn die Referenzspannung (U DZ) größer als die Sägezahnspannung (U SZG) ist, und welches logisches "1"-Potential aufweist, wenn die Referenz­ spannung (U DZ) kleiner als die Sägezahnspannung (U SZG) ist, wobei das Takt-Ausgangssignal (U K 4) derart auf die Steuersignale (S 3 und S 4) einwirkt, daß diese unabhän­ gig von der Ansteuerung durch die Polaritätsumkehr- Ausgangssignale (U K 1, U K 2) stets auf "0"-Potential gehalten werden, wenn das Takt-Ausgangssignal (U K 4) logisches "1"-Potential aufweist.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung (U DZ) über ein Drehzahl-Potentiometer (P 2) und/oder durch zuführen einer externen Steuer­ spannung (U E ) einstellbar ist.
8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß während des Anlaufs des Motors die Referenzspannung (U DZ) automatisch dadurch verändert wird, daß sie dem Verlauf einer Kondensator-Spannung (U C 9) folgt.
9. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß bei Auftreten einer Störgröße, wie Überstrom und/oder Übertemperatur, ein Störgrößen-Spannungssignal mit logischem "0"-Potential erzeugt wird, welches dann die Referenzspannung (U DZ) darstellt, so daß das Takt-Ausgangssignal (U K 4) jedenfalls logisches "1"-Potential aufweist.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Motorstrom durch Messen des Spannungsabfalls (U R 19) an einem in den Motor-Stromkreis geschalteten Widerstand (R 19) erfaßt wird und daß dieser Spannungsabfall (U R 19) mit einer einstellbaren Strom-Referenzspannung (U P 3) verglichen wird, wobei das Störgrößen-Spannungssignal erzeugt wird, wenn der Spannungsabfall (U R 19) größer als die eingestellte Strom-Referenzspannung (U P 3) ist.
11. Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Temperatur durch Messen des Spannungsabfalls (U temp ) an einem temperaturabhängigen Widerstand (NTC) erfaßt wird, und daß dieser Spannungsabfall (U temp ) vorzugs­ weise einerseits mit einer höheren Temperatur-Referenz­ spannung (U ref 3) und andererseits mit einer niedrigeren Temperatur-Referenzspannung (U ref 4) verglichen wird, wobei das Störgrößen-Spannungssignal erzeugt wird, wenn der Spannungsabfall (U temp ) des temperaturabhängigen Widerstandes (NTC) durch Erwärmung kleiner als die niedrigere Referenzspannung (U ref 4) wird, und wobei das Störgrößen-Spannungssignal automatisch wieder gelöscht wird, wenn der Spannungsabfall (U temp ) nach Abkühlung wieder größer als die höhere Referenzspannung (U ref 3) ist.
12. Steuerbarer Wechselstrom-Motor mit mindestens einer Motorwicklung, einer Netzspannungs-Gleichrichter­ schaltung, einer mit der Gleichrichterschaltung verbundenen Endstufe mit in Brückenschaltung geschal­ teten, elektronischen Schaltelementen, wobei die Motorwicklung in einen Brücken-Querzweig der End­ stufe geschaltet ist, sowie mit einer mit der End­ stufe verbundenen, die elektronischen Schaltelemente ansteuernden Ansteuereinrichtung und mit einem mit dieser verbundenen Pulsweitenmodulator, dadurch gekennzeichnet, daß an mit Eingängen (E 1, E 2) der Endstufe (4) verbundenen Ausgängen (A 1, A 2) der Gleichrichterschaltung (6) eine ungeglättete, pulsierende Gleichspannung (U A 1) mit sinusförmigen Halbwellen anliegt, wobei die Ansteuer­ einrichtung (10, 12) die elektronischen Schaltelemente (T 3 bis T 6) entsprechend der Netzfrequenz paarweise (T 3 und T 6, T 4 und T 5) derart ansteuert, daß an mit der Motorwicklung (2) verbundenen Ausgängen (M 1, M 2) der Endstufe (4) eine sich aus den sinusförmigen Halbwellen der pulsierenden Gleichspannung (U A 1) zusammensetzende Motor-Wechselspannung (U M ) anliegt, und wobei eine Steuerelektrode (G) jeweils eines Schaltelementes (T 5; T 6) der paarweise angesteuerten Schaltelemente mittel­ bar mit dem mit einer konstanten, pulsweitenmodulier­ baren Taktfrequenz taktenden Pulsweitenmodulator (16) verbunden ist.
13. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktfrequenz des Pulsweitenmodulators (16)16 kHz, insbesondere ca. 20 kHz, ist.
14. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuereinrichtung eine Ansteuerschaltung (10) mit einem ersten Komparator (IC 3 a) und einem zweiten Kom­ parator (IC 3 b) aufweist, wobei an dem invertierenden Eingang des ersten Komparators (IC 3 a) eine positive Referenzspannung (U ref 1) und an dessen nicht invertie­ rendem Eingang eine aus der Netz-Wechselspannung (U N ) abgeleitete, mit dieser gleichphasige, positive sinus­ förmige Halbwellen aufweisende Spannung (U p 1) anliegt, und wobei an dem nicht invertierenden Eingang des zweiten Komparators (IC 3 b) eine negative Referenzspan­ nung (U ref 2) und an dessen invertierendem Eingang eine aus der Netz-Wechselspannung (U N ) abgeleitete, mit dieser gleichphasige, negative sinusförmige Halbwellen aufweisende Spannung (U N 2) anliegt, wobei der Betrag der Referenzspannungen (U ref 1, U ref 2) jeweils sehr viel kleiner als der Betrag des Scheitelwertes der entspre­ chenden abgeleiteten Spannung (U p 1, U N 2) ist.
15. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuereinrichtung eine Verknüpfungsschaltung (12) mit zwei Eingängen (Y 1, Y 2) aufweist, die jeweils über eine Leitung (K 1, K 2) mit einem Ausgang eines der beiden Komparatoren (IC 3 a, IC 3 b) der Ansteuerschaltung (10) verbunden sind, wobei die Verknüpfungsschaltung (12) vier mit den Steuerelektroden (G) der elektroni­ schen Schaltelemente (T 3 bis T 6) der Endstufe (4) verbundene Ausgänge (Z 1 bis Z 4) für Steuersignale (S 1 bis S 4) aufweist.
16. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß in zumindest zwei der Leitungsverbindungen zwischen den Ausgängen (Z 1, Z 2) der Verknüpfungsschaltung (12) und den Schaltelementen (T 3, T 4) der Endstufe (4) jeweils eine Treiberstufe (TR) zur galvanischen Trennung zwischen der Verknüpfungsschaltung (12) und der End­ stufe (4) angeordnet ist.
17. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Verknüpfungsschaltung (12) zwei Zusatzeingänge (Y 3, Y 4) besitzt, die mindestens zwei der Ausgänge (Z 3, Z 4) derart beeinflussen, daß bei logischem "0"-Potential an den Zusatzeingängen (Y 3, Y 4) die Steuersignale (S 3, S 4) an diesen Ausgängen (Z 3, Z 4) jedenfalls gleich logisch "0" sind.
18. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Zusatzeingänge (Y 3, Y 4) der Verknüpfungsschaltung (12) jeweils über die Kollektor/Emitter-Strecke eines Transistors (T 1, T 2) mit Masse (A 2) verbunden sind, wobei die Basen der beiden Transistoren (T 1, T 2) mit einer gemeinsamen Ansteuerleitung (S 5) verbunden sind.
19. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die gemeinsame Ansteuerleitung (S 5) mit dem Ausgang eines den Pulsweitenmodulator (16) bildenden Drehzahl- Komparators (IC 8 b) verbunden ist, dessen nicht inver­ tierender Eingang mit einem Ausgang eines Sägezahn­ generators (32) verbunden ist, und dessen invertieren­ der Eingang mit einem zentralen Schaltungspunkt (B) verbunden ist.
20. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der zentrale Schaltungspunkt (B) mit einem Schleifkontakt eines Drehzahlstell-Potentiometers (P 2) verbunden ist.
21. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß der zentrale Schaltungspunkt (B) mit einem Anschluß für eine externe Steuerspannung (U E ) verbunden ist.
22. Wechselstrom-Motor nach einem oder mehreren der Ansprüche 19 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß der zentrale Schaltungspunkt (B) mit einem eine Sanft­ anlauf-Einrichtung (44) bildenden Kondensator (C 9) verbunden ist.
23. Wechselstrom-Motor nach einem oder mehreren der Ansprüche 19 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß der zentrale Schaltungspunkt (B) mit dem Ausgang eines eine Strombegrenzungseinrichtung (STB) bildenden Stromkomparators (IC 8 a) verbunden ist, an dessen invertierendem Eingang eine an einem in den Motor­ stromkreis geschalteten Widerstand (R 19) abgegriffene, dem Motorstrom proportionale Spannung (U R 19) anliegt, und an dessen nicht invertierendem Eingang eine über ein Stromeinstell-Potentiometer (P 3) einstellbare Strom-Referenzspannung (U p 3) anliegt.
24. Wechselstrom-Motor nach einem oder mehreren der Ansprüche 19 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß der zentrale Schaltungspunkt (B) mit dem Ausgang einer Übertemperatur-Abschalteinrichtung (50) verbunden ist.
25. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertemperatur-Abschalteinrichtung (50) einen ersten Temperatur-Komparator (IC 8 c) und einen zweiten Temperatur-Komparator (IC 8 d) aufweist, wobei an den invertierenden Eingängen dieser Komparatoren jeweils eine an einem temperaturabhängigen Widerstand (NTC) abfallende Spannung (U temp ) anliegt, und wobei an dem nicht invertierenden Eingang des ersten Temperatur- Komparators (IC 8 c) eine erste Referenzspannung (U ref 3) und an dem nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur-Komparators (IC 8 d) eine zweite Referenz­ spannung (U ref 4) anliegt, wobei die erste Referenz­ spannung (U ref 3) größer als die zweite Referenzspan­ nung (U ref 4) sowie im Normalbetrieb des Motors die Spannung (U temp ) an dem temperaturabhängigen Wider­ stand (NTC) größer als die erste Referenzspannung (U ref 3) ist.
26. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der invertierende Eingang des zweiten Temperatur-Kompara­ tors (IC 8 d) über die Kollektor/Emitter-Strecke eines Sperrtransistors (T 7) mit Masse (A 2) verbunden ist, wobei die Basis des Sperrtransistors (T 7) einerseits mit dem Ausgang des ersten Temperatur-Komparators (IC 8 c) sowie andererseits mit dem Ausgang des zweiten Temperatur-Komparators (IC 8 d) verbunden ist.
27. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 25 oder 26, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des zweiten Temperatur-Komparators (IC 8 d) mit der Basis eines Abschalttransistors (T 8) verbunden ist, dessen Kollektor/Emitter-Strecke zwischen Masse (A 2) und dem mit dem zentralen Schaltungspunkt (B) verbundenen Ausgang der Übertemperatur-Abschaltein­ richtung (50) liegt.
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