DE3841147A1 - Verfahren zum ansteuern eines wechselstrom-motors sowie nach diesem verfahren ansteuerbarer wechselstrom-motor - Google Patents
Verfahren zum ansteuern eines wechselstrom-motors sowie nach diesem verfahren ansteuerbarer wechselstrom-motorInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum An
steuern eines Wechselstrom-Motors, wobei eine sinusförmige
Netz-Wechselspannung zu einer Gleichspannung gleich
gerichtet und aus dieser Gleichspannung durch steuerbare
Polaritätsumkehr eine Motor-Wechselspannung erzeugt wird,
wobei die Motor-Wechselspannung pulsweitenmodulierbar ist.
Ferner bezieht sich die Erfindung auch auf einen steuer
baren Wechselstrom-Motor mit mindestens einer Motorwicklung,
einer Netzspannungs-Gleichrichterschaltung, einer mit der
Gleichrichterschaltung verbundenen Endstufe mit in Brücken
schaltung geschalteten, elektronischen Schaltelementen,
wobei die Motorwicklung in einen Brücken-Querzweig der
Endstufe geschaltet ist, sowie mit einer mit der Endstufe
verbundenen, die elektronischen Schaltelemente ansteuernden
Ansteuereinrichtung mit einem mit dieser verbundenen
Pulsweitenmodulator.
Ein gattungsgemäßes Verfahren ist für einen dreiphasigen
Wechselstrom-Motor, d.h. einen Drehstrommotor, bekannt.
Hierbei wird die sinusförmige Netz-Wechselspannung zu einer
geglätteten Gleichspannung gleichgerichtet und als Speise
spannung einer aus steuerbaren Leistungshalbleitern beste
henden Brückenschaltungs-Endstufe zugeführt. Die Leistungs
halbleiter werden von einer Ansteuerschaltung derart ange
steuert, daß durch Polaritätsumkehr aus der Speise-Gleich
spannung eine Rechteck-Wechselspannung erzeugt wird, wobei
die Pulsweite der Rechteckimpulse dieser Rechteck-Wechsel
spannung derart pulsweitenmoduliert wird, daß der sich in
den Motorwicklungen ergebende Stromfluß aufgrund der in den
Motorwicklungen auftretenden Selbstinduktion einen an
nähernd sinusförmigen Verlauf erhält. Dies bedeutet, daß
ein sinusförmiger Motorstrom durch Pulsweitenmodulation
einer Rechteckspannung künstlich synthetisiert wird. Um
jedoch den annähernd sinusförmigen Motorstrom zu erhalten,
ist es erforderlich, die Motorspannung mit einer sich inner
halb einer Periode des Stromes laufend verändernden Takt
frequenz umzupolen, d.h. die Einzelimpulse der Rechteck-
Wechselspannung müssen jeweils unterschiedliche Pulsweiten
besitzen. Eine Drehzahleinstellung wird hierbei erreicht,
indem die Motorspannung so pulsweitenmoduliert wird, daß
sich die Amplitude des resultierenden Motorstromes verän
dert. Für das bekannte Verfahren ist folglich nachteiliger
weise ein sehr hoher Schaltungsaufwand insbesondere für die
Ansteuerschaltung erforderlich. Dies wird bei dem bekann
ten Motor durch einen teuren Spezial-IC realisiert. Ferner
ist von großem Nachteil, daß der sich ergebende Motorstrom
je nach Anzahl der "Synthesepunkte" mehr oder weniger stark
von der Sinusform abweicht, so daß er jedenfalls stark
oberwellenhaltig ist, was zu starken Motorgeräuschen führt.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfah
ren der beschriebenen Art anzugeben sowie einen insbesondere
mit diesem Verfahren ansteuerbaren Wechselstrom-Motor zu
schaffen, womit bei reduziertem Schaltungsaufwand eine
Verringerung der Laufgeräusche des Motors erreicht werden
kann.
Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß die Netz-
Wechselspannung zu einer pulsierenden, ungeglätteten Gleich
spannung mit sinusförmigen Halbwellen gleichgerichtet wird,
und daß die Polaritätsumkehr entsprechend der Netzfrequenz
derart erfolgt, daß die Motor-Wechselspannung sich im
wesentlichen aus den sinusförmigen Halbwellen der pulsieren
den Gleichspannung zusammensetzt, wobei die Motordrehzahl
dadurch veränderbar ist, daß die Motor-Wechselspannung mit
einer konstanten, außerhalb des Hörbereiches liegenden
Taktfrequenz in pulsweitenmodulierbare Spannungsimpulse
getaktet wird.
Erfindungsgemäß haben demnach sowohl die Motorspannung als
auch der Motorstrom einen praktisch exakt sinusförmigen und
damit auch oberwellenfreien Verlauf, was zu der angestreb
ten Reduzierung der Motor-Läufgeräusche führt.
Aufgrund der zur Drehzahlstellung vorgesehenen Taktung der
Motor-Wechselspannung mit einer erfindungsgemäß konstanten
Taktfrequenz kann eine einfache Ansteuerschaltung verwendet
werden, wobei die Höhe der Taktfrequenz einen leisen, abge
sehen von den mechanischen Laufgeräuschen praktisch unhörba
ren Motorlauf gewährleistet. Durch die Pulsweitenmodulation
der Spannungsimpulse ist die die Motorleistung bzw. -dreh
zahl festlegende Fläche unter der Spannungskurve (Integral
der Motorspannung) variabel, wobei aber auch die Einzelim
pulse der Motorspannung exakt dem Verlauf der Sinusform
folgen.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den
Ansprüchen 2 bis 11 enthalten.
Ein erfindungsgemäßer Motor zeichnet sich durch die Merkmale
des Anspruches 12 sowie der von diesem abhängigen Ansprüche
13 bis 27 aus.
Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbei
spiels soll die Erfindung näher erläutert werden. Dabei
zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen
Wechselstrom-Motors,
Fig. 2 ein Blockschaltbild wie in Fig. 1 in einer
erweiterten Ausführungsform,
Fig. 3 einen ersten Teil der Schaltung eines erfindungs
gemäßen Motors unter anderem mit Endstufe und
Pulsweitenmodulator,
Fig. 4 eine Ansteuerschaltung zum Ansteuern der Endstufe
nach Fig. 3,
Fig. 5 eine Schaltung zur Strom- bzw. Spannungsversorgung
des erfindungsgemäßen Motors sowie der Ansteuer
schaltung nach Fig. 4,
Fig. 6 eine detaillierte Darstellung einer von in Fig. 4
nur vereinfacht dargestellten Treiberstufen,
Fig. 7a bis 7e
den zeitlichen Verlauf von verschiedenen Spannungs-
und Steuersignalen,
Fig. 8a bis 8g
den zeitlichen Verlauf von weiteren, zum Erzeugen
der in Fig. 8h dargestellten Motorspannung vorge
sehenen Spannungs- und Steuersignalen,
Fig. 8h den Verlauf der Motorspannung einerseits bei
Höchstdrehzahl und andererseits bei einer bestimm
ten Teildrehzahl,
Fig. 9 und 10
Spannungssignale zur Erläuterung der Drehzahl
steuerung durch Pulsweitenmodulation und
Fig. 11 bis 13
Spannungssignale zur Erläuterung der Anlaufphase
des erfindungsgemäßen Motors.
In den verschiedenen Zeichnungsfiguren sind gleiche Teile,
Komponenten, Signale, Spannungen usw. jeweils mit den
gleichen Bezugszeichen (Ziffern und/oder Buchstaben)
versehen.
Fig. 1 zeigt einen Wechselstrom-Motor 2, der seine Motor-
Wechselspannung U (siehe auch Fig. 8h) von einer Leistungs-
Endstufe 4 erhält, deren Schaltung detailliert in Fig. 3
dargestellt ist, und die im Folgenden noch näher beschrie
ben werden wird. Die Endstufe 4 besitzt vier Eingänge für
Steuersignale S 1, S 2, S 3, S 4, zwei Speisespannungs-Eingänge
E 1 und E 2 sowie zwei mit dem Motor 2 verbundene Spannungs
ausgänge M 1 und M 2.
Eine sinusförmige Netz-Wechselspannung U N wird erfindungsge
mäß über einen Brücken- bzw. Zweiweg-Gleichrichter 6 derart
gleichgerichtet, daß eine pulsierende, ungeglättete Gleich
spannung U A 1 mit sinusförmigen Halbwellen erzeugt wird
(siehe auch Fig. 8g), die der Endstufe 4 über die Eingänge
E 1, E 2 zugeführt wird. Die Größe der pulsierenden Gleich
spannung U A 1 beträgt beispielsweise ca. 300 V.
Weiterhin wird über einen Netz-Transformator 8 aus der
Netzspannung U N eine zu dieser gleichphasige, sinusförmige
Wechselspannung U A 5 (Fig. 7a) mit zu der Netzspannung U N
unterschiedlicher, insbesondere geringerer Spannungshöhe,
beispielsweise ca. 15 V, abgeleitet und über eine Leitung
A 5 sowie eine Masseleitung A 2 den Eingängen einer Ansteuer
schaltung 10 als Eingangs- und Vergleichsspannung zugeführt.
Diese Ansteuerschaltung 10 ist in Fig. 4 genauer darge
steilt, worauf weiter unten noch im einzelnen Bezug genom
men wird. Wie im Folgenden ebenfalls noch erläutert wird,
erzeugt die Ansteuerschaltung 10 durch Vergleich mit intern
zugeschalteten Referenzspannungen zwei Ausgangssignale U K 1
und U K 2, die über Leitungen K 1 und K 2 einer Verknüpfungs
schaltung 12 zugeführt werden, die ihrerseits aufgrund
dieser Signale U K 1 und U K 2 zur Ansteuerung der Endstufe 4
die vier Steuersignale S 1 bis S 4 erzeugt.
Zur Drehzahlregelung des erfindungsgemäßen Motors 2 ist mit
der Verknüpfungsschaltung 12 über eine Leitung 14 ein Puls
weitenmodulator 16 und mit diesem ein Drehzahlsteller 18
verbunden.
Im folgenden sollen nun die Einzelkomponenten der erfin
dungsgemäßen Motorschaltung genauer beschrieben werden.
Fig. 5 zeigt eine Schaltung 20 zur Spannungsversorgung des
erfindungsgemäßen Motors bzw. der erfindungsgemäßen Motor
schaltung. Diese Spannungsversorgungsschaltung 20 liefert
verschiedene Spannungen, die für die erfindungsgemäße Motor
schaltung benötigt werden.
Zunächst wird aus der Netzspannung U n über den Gleichrichter
6, der in an sich bekannter Weise als Dioden-Brückenschal
tung ausgeführt ist, die pulsierende Gleichspannung U A 1
gebildet, die an den Leitungen A 1 und A 2 anliegt.
Weiterhin besitzt die Spannungsversorgungsschaltung 20 gemäß
Fig. 5 einen Transformator 22 mit einer an der Netzspannung
U N liegenden Primärwicklung 24 und zwei in Reihe geschalte
ten Sekundärwicklungen 26 und 28, wobei die Primärwicklung
24 zusammen mit der einen Sekundärwicklung 26 den die Ver
gleichsspannung U A 5 liefernden Transformator 8 (siehe Fig.
1) bildet. Die Spannung U A 5 liegt zwischen den Leitungen A 5
und A 2 (Masse) an, und zwar beispielsweise mit etwa 15 V.
An die aus den beiden in Reihe geschalteten Sekundärwicklun
gen 26 und 28 gebildete Sekundärseite des Transformators 22
ist ein Brückengleichrichter 30 angeschlossen. Der Plus-
Ausgang des Gleichrichters 30 ist über einen positiven Fest
spannungsregler IC 1 mit einer Leitung A 3 und der Minus-
Ausgang über einen negativen Festspannungsregler IC 2 mit
einer Leitung A 4 verbunden. Die Masseleitung A 2 ist mit dem
gemeinsamen Punkt zwischen den beiden Sekundärwicklungen 26,
28 verbunden. Hierdurch liegt zwischen der Leitung A 3 und
Masse A 2 eine positive Gleichspannung +U B und zwischen der
Leitung A 4 und Masse A 2 eine negative Gleichspannung -U an.
Gemäß Fig. 4 werden die Spannungen +U B , -U B und U A 5 über
die Leitungen A 3, A 4 und A 5 der Ansteuerschaltung 10 zu
geführt. Die Spannung +U B (Leitungen A 3 und A 2) liegt an
einem Spannungsteiler an, der aus zwei in Reihe geschalte
ten Widerständen R 2 und R 3 gebildet ist. Auch die Spannung
-U (Leitungen A 4 und A 2) liegt an einem aus einer Reihen
schaltung zweier Widerstände R 7 und R 6 bestehenden Span
nungsteiler an. Schließlich liegt auch die Spannung U A 5
(Leitungen A 5 und A 2) an einem Spannungsteiler R 8 und R 5
an.
Der Mittenabgriff des Spannungsteilers R 2/ R 3 ist mit dem
invertierenden Eingang eines ersten Komparators IC 3 a
verbunden. Die Höhe dieser als Referenzspannung dienenden,
positiven Gleichspannung U ref 1 beträgt beispielsweise etwa
0,1 V. Der Mittenabgriff des Spannungsteilers R 7/ R 6 ist
mit dem nicht invertierenden Eingang eines zweiten Kompa
rators IC 3 b verbunden, wobei die Höhe dieser negativen
Referenzspannung U ref 2 z.B. -0,1 V beträgt.
Am Mittenabgriff des Spannungsteilers R 8/ R 5 liegt - bedingt
durch die Spannung U A 5 und das Widerstandverhältnis R 8/ R 5 -
eine Wechselspannung von etwa 4,7 V an. Der Mittenabgriff
zwischen den Widerständen R 8 und R 5 ist nun einerseits über
eine für positive Spannungen in Durchlaßrichtung geschal
tete Diode D 5 mit dem nicht invertierenden Eingang des
ersten Komparators IC 3 a sowie andererseits über eine für
negative Spannungen in Durchlaßrichtung geschaltete Diode
D 6 mit dem invertierenden Eingang des zweiten Komparators
IC 3 b verbunden. Die Spannung am nicht invertierenden
Eingang des ersten Komparators IC 3 a ist mit U p 1 und die
Spannung am invertierenden Eingang des zweiten Komparators
IC 3 b mit U N 2 bezeichnet (siehe auch Fig. 7b und 7c).
Der Ausgang des ersten Komparators IC 3 a ist über eine
Leitung K 1 und eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode
D 13 mit einem Eingang Y 1 der Verknüpfungsschaltung 12 ver
bunden. Das über die Leitung K 1 übertragene Steuersignal
ist mit U K 1 bezeichnet. Der Ausgang des zweiten Kompara
tors IC 3 b ist in Analogie hierzu über eine Leitung K 2 und
eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode D 14 mit einem
zweiten Eingang Y 2 der Verknüpfungsschaltung 12 verbunden.
Das über die Leitung K 2 übertragene Steuersignal ist mit
U K 2 bezeichnet (siehe auch Fig. 7d und 7e).
Die Verknüpfungsschaltung 12 besitzt vier Steuerausgänge
Z 1, Z 2, Z 3 und Z 4 für die Steuersignale S 1, S 2, S 3 und
S 4. Weiterhin besitzt die Verknüpfungsschaltung 12 zwei
Zusatzeingänge Y 3 und Y 4, die Einfluß auf die Ausgänge Z 3
und Z 4 haben, wie dies noch erläutert werden wird. Die
Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 sind jeweils über die Kollektor/
Emitterstrecke eines Transistors T 1 bzw. T 2 mit der Masse
leitung A 2 verbunden. Die Basen der Transistoren T 1 und
T 2 sind über jeweils einen Basiswiderstand R 15 bzw. R 26
mit einer gemeinsamen Ansteuerleitung S 5 verbunden.
Wie weiterhin in Fig. 4 zu erkennen ist, ist in jede der
Ausgangsleitungen der Ausgänge Z 1 und Z 2 der Verknüpfungs
schaltung 12, die die Steuersignale S 1 bzw. S 2 führen, über
Anschlußpunkte X 1, X 2 bzw. X 3, X 4 eine Treiberstufe TR
geschaltet. Der Aufbau dieser Treiberstufen TR ist genauer
in Fig. 6 dargestellt und wird später noch erläutert.
Gemäß Fig. 3 besteht die Endstufe 4 aus vier in H-Brücken
schaltung geschalteten Leistungshalbleitern und zwar ins
besondere aus Feldeffekttransistoren (FET) T 3, T 4, T 5 und
T 6. Bei den FET handelt es sich im dargestellten Beispiel
um n-Kanal-MOSFET mit Drain D, Source S und Gate G. Die H-
Brückenschaltung besteht aus zwei parallelen Brückenzweigen
mit jeweils zwei in Reihe geschalteten FET T 3 und T 5 sowie
T 4 und T 6, wobei der Motor 2 im Querzweig der Brückenschal
tung zwischen den FET T 3 und T 5 einerseits und zwischen den
FET T 4 und T 6 andererseits angeschlossen ist. In jedem
Brückenzweig liegt weiterhin in Reihe mit den FET T 3, T 5
bzw. T 4, T 6 eine Diode D 8 bzw. D 11. Die Drain-Elektroden
D der "oberen" FET T 3 und T 4 sind jeweils mit der die
pulsierende Gleichspannung U A 1 führenden Leitung A 1 und
die Source-Elektroden S dieser FET T 3, T 4 über die Anoden-
Kathodenstrecke der Dioden D 8 bzw. D 11 mit den Drain-
Elektroden D der "unteren" FET T 5 bzw. T 6 verbunden. Die
Source-Elektroden S der "unteren" FET T 5, T 6 sind über
einen gemeinsamen, niederohmigen Widerstand R 19 an der
Masseleitung A 2 angeschlossen. zur Ansteuerung der FET
sind deren Gate-Elektroden G mit den die Steuersignale S 1
bis S 4 führenden Leitungen verbunden, und zwar T 4 mit S 1,
T 3 mit S 2, T 5 mit S 3 sowie T 6 mit S 4.
Im folgenden soll nun die Funktionsweise des erfindungs
gemäßen Motors 2 bzw. der erfindungsgemäßen Ansteuerung
erläutert werden, und zwar zunächst noch ohne Maßnahmen
zur Drehzahlsteuerung.
Gemäß Fig. 4 liegt am invertierenden Eingang des ersten
Komparators IC 3 a die konstante Referenzspannung U ref 1 von
ca. 0,1 V und am nicht invertierenden Eingang die positive
Halbwelle U p 1 von ca. 4,7 V der am Spannungsteiler R 8/ R 5
abgegriffenen Wechselspannung an.
Am nicht invertierenden Eingang des zweiten Komparators IC 3 b
liegt die konstante Referenzspannung U ref 2 von ca. -0,1 V
und am invertierenden Eingang die negative Halbwelle U N 2 von
-4,7 V der am Spannungsteiler R 8/ R 5 abgegriffenen Spannung
an.
In Fig. 7a ist der zeitliche Verlauf der Spannung U A 5 darge
stellt. Weiterhin sind in den Fig. 7b und 7c die aus der
Spannung U A 5 abgeleiteten Spannungssignale U p 1 bzw. U N 2
zusammen mit den entsprechenden Referenzspannungen U ref 1 und
U ref 2 dargestellt.
Zunächst sollen die Vorgänge am ersten Komparator IC 3 a
betrachtet werden. Am ersten Komparator IC 3 a steigt die
Spannung U p 1 der positiven Halbwelle vom Nullpunkt aus an
und liegt zunächst unterhalb der Referenzspannung U ref 1.
Das in Fig. 7d dargestellte Ausgangssignal U K 1 des ersten
Komparators IC 3 a ist demzufolge 0. Mit zunehmender Span
nung der positiven Halbwelle der Spannung U p 1 wird nun der
Schnittpunkt mit der Referenzspannung U ref 1 erreicht. Dies
erfolgt im Zeitpunkt t o in Fig. 7b. Der Komparator IC 3 a
schaltet nun durch und gibt an seinem Ausgang ein positives
Ausgangssignal in Höhe der Spannung +U B als Ausgangssignal
U K 1 ab, welches solange andauert, bis die abfallende Flanke
der positiven Halbwelle der Spannung U p 1 die Referenzspan
nung U ref 1 wieder unterschreitet, was im Zeitpunkt t der
Fall ist.
Beim zweiten Komparator IC 3 b ergeben sich analoge Vorgänge.
Unterschreitet die negative Halbwelle der Spannung U N 2
(Fig. 7c) die Referenzspannung U ref 2 im Zeitpunkt t 2, so
gibt der zweite Komparator IC 3 b ein positives Ausgangs
signal U K 2 ab, welches in Fig. 7e dargestellt ist. Dieses
Signal U K 2 dauert solange an, bis die negative Halbwelle
der Spannung U N 2 den Wert der Referenzspannung U ref 2 wieder
überschreitet (Zeitpunkt t 3).
In der weiteren Beschreibung wird zur Vereinfachung das
Anliegen einer das Durchschalten eines entsprechenden
Transistors bewirkenden Spannung mit logisch "1" und der
Spannungswert von ca. 0 V mit logisch "0" bezeichnet.
Auf die oben beschriebene Weise ergeben sich zwischen den
Ausgangssignalen U K 1 und U K 2 der beiden Komparatoren IC 3 a
und IC 3 b Tastlücken Δ t=t 2-t 1=t 0-t 3, wobei inner
halb dieser Tastlücken Δ t beide Ausgangssignale U K 1 und
U K 2 auf logisch "0" liegen, wie dies deutlich in Fig. 7d
und 7e zu erkennen ist. Der Zweck dieser Maßnahme ist, das
gleichzeitige Einschalten beider Brückenzweige der Endstufe
4 sicher zu vermeiden und eine Überlappungsfreiheit zu
garantieren.
Die Verknüpfungsschaltung 12 steuert die Auswahl der Tran
sistoren T 3 bis T 6 der Endstufe 4 nach Fig. 3 und legt auch
deren Ansteuerzeitpunkte fest. Hierzu werden die Signale
S 1 bis S 4 derart erzeugt, daß bei U K 1=logisch "1" und
U K 2=logisch "0" die Ausgänge Z 2 und Z 4 der Verknüpfungs
schaltung 12 das Potential logisch "1" und die Ausgänge Z 1
und Z 3 logisch "0" führen. Im umgekehrten Fall, d.h.
wenn am Ausgang des zweiten Komparators IC 3 b das Signal
U K 2=logisch "1" und am Ausgang des ersten Komparators
IC 3 a das Signal U K 1=logisch 0 vorhanden ist, so liegt an
den Ausgängen Z 1 und Z 3 der Verknüpfungsschaltung 12
logisch "1" und an den Ausgängen Z 2 und Z 4 logisch "0".
Die über die Ausgänge Z 1 bis z 4 erhaltenen Steuersignale S 1
bis S 4 sind in den Fig. 8c bis 8f dargestellt. Dabei zeigen
die Fig. 8a und 8b noch einmal die Ausgangssignale U K 1 bzw.
U K 2 der beiden Komparatoren IC 3 a und IC 3 b in entsprechender
zeitlicher Zuordnung zu den Steuersignalen S 1 bis S 4.
Die in der Verknüpfungsschaltung 12 realisierte zuordnung
zwischen den Signalen U K 1 und U K 2 und den Steuersignalen S 1
bis S 4 läßt sich durch die folgende Funktionstabelle wieder
geben:
In der letzten Zeile der obigen Tabelle ist der theoretisch
unmögliche Zustand U K 1=1 und U K 2=1 dargestellt, der
allenfalls bei einem Defekt an den Komparatoren IC 3 a und
IC 3 b auftreten könnte. Jedoch ist in diesem hypothetischen
Fall vorteilhafterweise sichergestellt, daß die Ansteuerung
der Endstufen-Transistoren T 3 bis T 6 unterbleibt.
Mittels der Ansteuersignale S 1 bis S 4 werden die Gate-
Elektroden G der Leistungstransistoren T 3 bis T 6 angesteu
ert. Eine Ansteuerung der FET T 3 und T 6 über die Signale S 2
und S 4 bewirkt einen Stromfluß von der Leitung A 1 über T 3,
D 8, Motor 2, T 6, R 19 zur Minusleitung A 2. Bei Ansteuerung
der FET T 4 und T 5 über die Signale S 1 und S 3 erfolgt ein
Stromfluß von der Leitung A 1 über T 4, D 11, Motor 2, T 5, R 19
zur Minusleitung A 2.
Die Ansteuerung der Endstufen-Transistoren T 3 bis T 6 erfolgt
erfindungsgemäß mit einer der Netzfrequenz entsprechenden
Frequenz, wodurch aufgrund der an der Leitung A 1 anliegen
den, pulsierenden Gleichspannung U A 1, die in Fig. 8g darge
stellt ist, und aufgrund der alternierenden Einschaltung
der Transistoren T 3, T 6 bzw. T 4, T 5 an dem Motor 2 die -
abgesehen von den Tastlücken Δ t-exakt sinusförmige
Wechselspannung U M nach Fig. 8h (im zeitraum von t 0 bis t 3
anliegt.
Aus der pulsierenden Gleichspannung U A 1 wird somit eine
sinusförmige Wechselspannung erzeugt, wobei sichergestellt
ist, daß eine Überlappung der Ansteuersignale, die das
gleichzeitige Durchschalten aller Brückentransistoren T 3
bis T 6 zur Folge hätte, sicher vermieden wird.
Bei der bisherigen Beschreibung wurde für den Zeitraum t 0
bis t 3 davon ausgegangen, daß die Ansteuerleitung S 5 signal
frei, d.h. auf logisch "0" liegend, ist. Hierdurch befinden
sich die beiden Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4) in nicht
leitendem Zustand, so daß die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 der
Verknüpfungsschaltung 12 "unbeschaltet" sind. Hierdurch
ist die beschriebene Ansteuerfunktion über die Ausgänge Z 1
bis Z 4 bzw. die Steuersignale S 1 bis S 4 für eine Maximal
drehzahl des Motors 2 gewährleistet.
Nun besteht allerdings erfindungsgemäß noch die Möglichkeit,
durch Taktung der Transistoren T 5 und T 6 über ein über die
Ansteuerleitung S 5 zugeführtes Steuersignal U K 4 (Fig. 10)
sowie über die Transistoren T 1 und T 2 eine Veränderung der
Drehzahl vornehmen zu können, was auf dem Wege der im fol
genden beschriebenen Pulsweitenmodulation erfolgt.
Gemäß Fig. 3 besteht der Pulsweitenmodulator 16 im wesent
lichen aus einem "Drehzahl"-Komparator IC 8 b und einem
Sägezahngenerator 32, dessen Ausgang mit dem nicht invertie
renden Eingang des Drehzahl-Komparators IC 8 b verbunden ist.
Der Sägezahngenerator 32 erzeugt eine einer Gleichspannung
überlagerte Sägezahnspannung U SZG (siehe auch Fig. 9), deren
Frequenz erfindungsgemäß oberhalb der Hörfrequenz, d.h.
insbesondere bei ca. 20 kHz, liegt. Die Potentialhöhe der
Sägezahnspannung U SZG liegt beispielsweise im Bereich
zwischen 4 V und 8 V. Der invertierende Eingang des
Komparators IC 8 b ist über einen Punkt B und gegebenenfalls
über einen Kontakt BR 2 eines Umschalters 34 mit dem Schleif
kontakt eines den Drehzahlsteller 18 (Fig. 1) bildenden
Drehzahlstell-Potentiometers P 2 verbunden. Das Drehzahl
stell-Potentiometer P 2 liegt in Reihe zwischen zwei Wider
ständen R 29 und R 30 und bildet mit diesen einen Spannungs
teiler R 29/ P 2/ R 30. In Abhängigkeit von dem Widerstandsver
hältnis dieses Spannungsteilers und der Stellung des
Schleifkontaktes des Potentiometers P 2 wird mit diesem eine
Referenz- bzw. "Drehzahl-" Spannung U DZ (Fig. 9) eingestellt
und dem invertierenden Eingang des Drehzahl-Komparators
IC 8 b zugeführt. Der Ausgang dieses Komparators IC 8 b ist mit
der Ansteuerleitung S 5 verbunden und erzeugt ein Ausgangs
signal U K 4 (Fig. 10), welches über die Widerstände R 15, R 26
die Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4) ansteuert.
Es soll nun die Funktion des Pulsweitenmodulators 16 und des
Drehzahlstellers 18 insbesondere anhand der Fig. 9 und 10
erläutert werden.
In Fig. 9 ist die Abszisse (Zeit t) in drei Bereiche unter
teilt, in denen drei verschiedene, durch das Drehzahlstell-
Potentiometers P 2 vorgenommene Spannungseinstellungen der
Referenzspannung U DZ eingezeichnet sind. Dabei wurde der
Übersichtlichkeit halber auf die Darstellung der Übergangs
vorgänge bei Änderung der Drehzahleinstellung bzw. der
Referenzspannung U DZ verzichtet.
Im Zeitraum von t 0 bis t 3 ist die Referenzspannung U DZ
mittels des Potentiometers P 2 auf einen Wert eingestellt,
der stets größer als die maximale Amplitude der Sägezahn
spannung U SZG ist. Demzufolge ist die Spannung U DZ am
invertierenden Eingang des Komparators IC 8 b ständig höher
als die Spannung U SZG am nicht invertierenden Eingang, so
daß folglich das Ausgangssignal U K 4 ständig auf logisch "0"
liegt (Fig. 10). Demzufolge ist die Ansteuerleitung S 5
"signalfrei", so daß die Transistoren T 1 und T 2 in nicht
leitendem Zustand bleiben. Es liegen hier somit die oben
bereits beschriebenen Verhältnisse bei Maximaldrehzahl vor
(vgl. das Zeitinterval t 0 bis t 3 in Fig. 8a bis 8h).
Wird nun die Spannung U DZ am Drehzahlstell-Potentiometer P 2
verringert, so ergeben sich Schnittpunkte a, b, c, d, e, f
mit der Sägezahnspannung U SZG, wie im Zeitinterval t 4 bis t 7
in den Fig. 9 und 10 dargestellt ist. Das Ausgangssignal
U K 4 des Komparators IC 8 b ist jeweils logisch "0", wenn U DZ
<U SZG, und logisch "1", wenn U<U SZG. Auf diese Weise
ergeben sich Rechteckimpulse U K 4 in der Frequenz der Säge
zahnspannung U SZG, wobei diese Impulse U K 4 über die Ansteu
erleitung S 5 die Transistoren T 1 und T 2 getaktet ansteuern
(Fig. 4). Die Transistoren T 1 und T 2 legen in durchgeschal
tetem Zustand, d.h. bei U K 4="1", Massepotential auf die
Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 der Verknüpfungsschaltung 12. Die
Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 beeinflussen die an den Ausgängen
Z 3 und Z 4 anstehenden Steuersignale S 3 und S 4 derart, daß
bei Massepotential an den Zusatzeingängen Y 3, Y 4 stets,
d.h. unabhängig von den Signalen an den Eingängen Y 1 und
Y 2, logisch "0" an den Ausgängen Z 3 und Z 4 anliegt, d.h.
S 3=S 4="0". Da die Signale S 3 und S 4 die Endstufen-
Transistoren T 5 und T 6 ansteuern, wird hierdurch folglich
im Zeitraum von t 4 bis t 7 die Motorspannung U M getaktet
(vgl. hierzu auch Fig. 8e, 8f und 8h).
Durch Änderung der Spannung U DZ am Potentiometer P 2
verschiebt sich die Spannung U DZ in Fig. 9 in Doppelpfeil
richtung 36, wodurch sich auch die Abstände zwischen den
Schnittpunkten a und b, c und d usw. verändern. Da diese
Abstände aber die Impulsdauer bzw. "Pulsweite" der Spannung
simpulse U K 4 definieren, erfolgt somit eine Pulsweitenmodu
lation der Spannungsimpulse U K 4 und damit auch der Motor
spannung U M über die Transistoren T 1 und T 2, die über die
Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 und die Ausgänge Z 3 und Z 4 der
Verknüpfungsschaltung 12 die Steuersignale S 3 und S 4 takten.
Durch die beschriebene Pulsweitenmodulation sind die sich
unter der Spannungskurve der Motorspannung U M (Fig. 8h)
ergebenden Flächeninhalte (Spannungs-Integral) variabel,
so daß die Motordrehzahl stufenlos von 0 bis max. veränder
bar ist.
Im Zeitraum von t 8 bis t 9 (Fig. 9 und 10) ist nun der Fall
dargestellt, in dem die Referenzspannung U DZ stets kleiner
als die minimale Amplitude der Sägezahnspannung U SZG ist.
Demzufolge ist das Ausgangssignal U K 4 des Komparators IC 8 b
stete logisch "1", so daß die Transistoren T 1 und T 2 über
die Ansteuerleitung S 5 dauernd durchgeschaltet sind und
Massepotential an die zusatzeingänge Y 3, Y 4 der Verknüp
fungsschaltung 12 legen, was dazu führt, daß die Steuer
signale S 3 und S 4 in jedem Fall, d.h. auch unabhängig von
den Signalen an den Eingängen Y 1 und Y 2 der Verknüpfungs
schaltung 12, logisch "0" sind. Dabei wirkt der Transistor
T 1 über den Eingang Y 3 auf den Ausgang Z 3 und damit auf das
Steuersignal S 3. Der Transistor T 2 wirkt über den Eingang
Y 4 auf den Ausgang Z 4 und das Steuersignal S 4. Diese "0"-
Signale S 3 und S 4 bewirken, daß die Endstufen-Transistoren
T 5 und T 6 "zwangsweise" in nicht durchgeschaltetem Zustand
gehalten werden, was zu einem Stillstand des Motors führt
(Drehzahl=0).
In einer Weiterbildung der Erfindung kann - wie oben bereits
angedeutet - in die Verbindungsleitung zwischen dem Schleif
kontakt des Drehzahlstell-Potentiometers P 2 und dem Punkt B
bzw. dem invertierenden Eingang des Drehzahl-Komparators
IC 8 b der Kontakt BR 2 des Umschalters 34 geschaltet sein.
Der Umschalter 34 besitzt einen zweiten Kontakt BR 1, über
den durch Umschalten anstatt der variablen Drehzahlspannung
U DZ eine externe Steuerspannung U E als Referenzspannung
gegebenenfalls über einen Widerstand R 31 dem Punkt B und
dem invertierenden Eingang des Komparators IC 8 b zugeführt
werden kann, wobei dann die Höhe dieser Steuerspannung U E
der an dem Potentiometer P 2 einzustellenden Spannung U DZ
entspricht.
Im folgenden soll der Aufbau der oben bereits kurz erwähnten
Treiberstufen TR näher erläutert werden, die mit Vorteil
jeweils in die Steuerleitungen S 1 und S 2 geschaltet sein
können (Fig. 4) .
Gemäß Fig. 6 besitzt jede Treiberstufe TR einen Netztrans
formator 38, dessen Primärwicklung 38 a an der Netzspannung
U N liegt und dessen Sekundärwicklung 38 b mit einer Gleich
richter-Brückenschaltung 40 verbunden ist. zur Spannungs
glättung sind in Reihe mit der Gleichrichterschaltung 40 ein
Widerstand R 10 sowie parallel zu der Gleichrichterschaltung
40 ein Kondensator C 6 geschaltet. Die Plusleitung ist mit
dem Kollektor der Sekundärseite eines Optokopplers OPK ver
bunden. Der Emitter des Optokopplers OPK ist mit dem Aus
gang X 2 bzw. X 4 der Treiberstufe TR verbunden. Die an dem
"Minuspunkt" der Gleichrichterschaltung 40 angeschlossene
Minusleitung liegt an einem Ausgang A 6 bzw. A 7. Der Ausgang
A 6 ist mit der Source-Elektrode S des Entstufen-Transistors
T 3 und der Ausgang A 7 mit der Source-Elektrode S des
Endstufen-Transistors T 4 verbunden (siehe Fig. 3). Der Ein
gang X 1 bzw. X 3 der Treiberstufe TR ist über einen Wider
stand R 12 mit der Primärseite, z.B. einer Leuchtdiode, des
Optokopplers OPK verbunden, die anderseitig an der Masse
leitung A 2 liegt. Parallel zu den Ausgangsleitungen X 2
bzw. X 4 und A 6 bzw. A 7 kann zum Abbau eventuell auftretender
Spannungsspitzen eine Zenerdiode ZD 1 geschaltet sein. Ein
weiterhin parallel zu der Zenerdiode ZD 1 geschalteter Wider
stand R 11 dient dazu, während der Sperrphase des Optokopp
lers OPK ein definiertes Ausgangssignal von OV am Ausgang
X 2 bzw. X 4 vorzusehen, welches die Entladung der Gate-
Elektrode G zur Sperrung der Endstufen-Transistoren T 3 bzw.
T 4 bewirkt.
Die Funktion der Treiberstufe ist wie folgt. Über den
Transformator 38 und die Gleichrichterschaltung 40 wird
eine Gleichspannung erzeugt, die über den Widerstand R 10 und
den Kondensator C 6 geglättet wird. Die Kollektor/Emitter-
Strecke des Optokopplers OPK liegt in der Plusleitung, wobei
sie leitend wird, sobald der Primärseite über X 1 bzw. X 3
ein logisches "1"-Signal zugeführt wird. Es wird somit in
Abhängigkeit von dem Signal S 1 bzw. S 2 der Verknüpfungs
schaltung 12 am Ausgang X 2 bzw. X 4 eine Rechteckspannung von
beispielsweise ca. 12V erzeugt, die das eigentliche Steuer
signal S 1 bzw. S 2 zum Ansteuern der Endstufentransistoren T 4
bzw. T 3 darstellt. Auf diese Weise wird eine galvanische
Trennung zwischen dem Eingang X 1 bzw. X 3 und dem Ausgang X 2
bzw. X 4 erreicht.
Gemäß Fig. 2 sind in einer vorteilhaften Weiterbildung der
Erfindung eine Strombegrenzungseinrichtung STB und eine
Einrichtung 44 für den Sanftanlauf des Motors 2 vorgesehen,
wobei diese zusätzlichen Einrichtungen ebenfalls mit dem
Pulsweitenmodulator 16 verbunden sind.
Im folgenden sollen nun diese erfindungsgemäßen Maßnahmen
zum Anlauf des Motors 2 sowie zum Schutz des Motors 2 vor
Überstrom, d.h. zur Strombegrenzung, beschrieben werden.
Gemäß Fig. 3 besitzt die Strombegrenzungseinrichtung STB
(mit einer gestrichelten Linie abgegrenzt) den in den Motor-
Stromkreis geschalteten, niederohmigen Widerstand R 19, über
den der durch den jeweiligen Motorstrom hervorgerufene Span
nungsabfall erfaßt wird. Der Verbindungspunkt zwischen dem
Widerstand R 19 und den Endstufen-Transistoren T 5 bzw. T 6
ist über einen Widerstand R 17 mit dem invertierenden Eingang
eines weiteren Komparators ("Stromkomparator") IC 8 a verbun
den. Der nicht invertierende Eingang dieses Stromkompara
tors IC 8 a ist mit dem Schleifkontakt eines Stromeinstell-
Potentiometers P 3 verbunden, welches zusammen mit einem in
Reihe geschalteten Widerstand R 16 einen an der Gleich
spannung +U B von beispielsweise ca. 12 V liegenden Span
nungsteiler bildet. Der Ausgang des Stromkomparators IC 8 a
ist einerseits mit dem zentralen Schaltungs-Punkt B, d.h.
mit dem invertierenden Eingang des Drehzahl-Komparators
IC 8 b, und andererseits mit dem positiven Anschluß eines
die Sanftanlauf-Einrichtung 44 bildenden Kondensators C 9
verbunden, wobei dieser Kondensator C 9 mit seinem negativen
Anschluß mit der Masseleitung A 2 verbunden ist.
Es soll nun die Funktion der auch für den Anlauf zuständigen
Strombegrenzungseinrichtung STB unter Bezug auf die Fig. 11
bis 13 erläutert werden.
Über das Stromeinstell-Potentiometers P 3 wird der nicht
invertierende Eingang des Stromkomparators IC 8 a auf eine
bestimmte Referenzspannung U p 3 eingestellt, die im Normal
betrieb des Motors 2 höher als die Spannung U R 19 am inver
tierenden Eingang ist, so daß der Stromkomparator IC 8 a nicht
durchschaltet. Der Ausgang des Stromkomparators IC 8 a ist
als "open collector" geschaltet. Dies bedeutet, daß das
Potential am Kollektor des Ausgangstransistors des Kompara
tors IC 8 a in nicht durchgeschaltetem zustand "frei schwe
bend" ist, d.h. durch die äußere Beschaltung bestimmt wird.
Im durchgeschalteten zustand liegt am Kollektor Massepoten
tial an. Hierdurch stellt sich im vorliegenden Fall am
Ausgang des Stromkomparators IC 8 a ein schwebendes Potential
ein, welches durch die Ladespannung U C 9 des Kondensators C 9
bestimmt wird. Die Höhe der Ladespannung U C 9 richtet sich
nach dem Widerstandsverhältnis des Spannungsteilers R 29/ P 2/
R 30 und dabei nach der jeweiligen Einstellung des Drehzahl
stell-Potentiometers P 2, d.h. der Kondensator C 9 wird über
R 30 und P 2 geladen und bei Spannungsabschaltung des Motors 2
über die Widerstände R 29 und P 2 entladen, da ja - wie oben
bereits erwähnt - der Schleifkontakt des Drehzahlstell-
Potentiometers P 2 mit dem zentralen Schaltungspunkt B
verbunden ist. Es gilt folglich die Bedingung U DZ =U C 9.
Beim Zuschalten der Betriebsspannung erfolgt gemäß Fig. 11
eine exponentielle Aufladung des Kondensators C 9, ausgehend
von der Spannungsversorgung +U B (12V) über die Widerstände
R 30 und P 2 und über den Kondensator C 9 nach Masse. Die
Spannung U DZ bzw. U C 9 am invertierenden Eingang des
Drehzahl-Komparators IC 8 b ist dabei zunächst kleiner als
die Spannung U SZG an seinem nicht invertierenden Eingang,
so daß das Ausgangssignal U K 4=logisch "1" abgegeben wird
(Fig. 12). Dieser Zustand ist in dem Zeitbereich zwischen
t 10 und t 11 dargestellt. Die Ladespannung U C 9=U DZ ist
kleiner als die Sägezahnspannung U SZG. Das Ausgangssignal
U K 4 des Komparators IC 8 b ist aus Fig. 12 ersichtlich und
hat den Wert logisch "1". Hierdurch erfolgt in der bereits
beschriebenen Weise die Ansteuerung der Transistoren T 1 und
T 2 (Fig. 4), so daß an den Eingängen Y 3 und Y 4 der Verknüp
fungsschaltung 12 Masse anliegt. Dies ist in Fig. 13
dargestellt, in der die Signale an den Eingängen Y 3 und Y 4
der Verknüpfungsschaltung 12 mit U S 6 bzw. U S 7 bezeichnet
sind. Im Zeitpunkt t 11 hat die Ladespannung U C 9 einen
solchen Wert erreicht, daß ein erster Schnittpunkt mit der
Sägezahnspannung U SZG auftritt. Es entsteht hierdurch ein
erster Taktimpuls. Hierzu kann auf die obigen Ausführungen
zu den Fig. 9 und 10 verwiesen werden.
Der Motor 2 läuft nun im Zeitpunkt t 11 beim ersten Impuls
an, wobei aufgrund der getakteten Steuersignale S 3 und S 4
eine Motorspannung U M anliegt, die im Prinzip der Kurve
nach Fig. 8h zwischen den zeitpunkten t 4 und t 7 entspricht.
Allerdings ist die Impulsbreite im Anlauf wegen der expo
nentiellen Spannungszunahme am Kondensator nicht konstant,
wie dies aus Fig. 13 zwischen den Zeitpunkten t 11 und t 12
ersichtlich ist.
Wird der durch den Motorstrom am Widerstand R 19 hervorge
rufene Spannungsabfall U R 19 so groß, daß die am invertieren
den Eingang des Stromkomparators IC 8 a anliegende Spannung
U R 19 die am nicht invertierenden Eingang anliegende
Referenzspannung U p 3 übersteigt, so wird der Ausgangstran
sistor des Stromkomparators IC 8 a leitend und legt damit den
Ausgang auf Massepotential. Hierdurch wird der invertie
rende Eingang des Drehzahlkomparators IC 8 b auf Masse gelegt
und gleichzeitig der Kondensator C 9 entladen. Dies ist in
Fig. 11 bis 13 zum Zeitpunkt t 12 der Fall. Aufgrund des
Massepotentials am invertierenden Eingang des Drehzahlkom
parators IC 8 b liegt nach entsprechender Entladung des
Kondensators C 9 am nicht invertierenden Eingang von IC 8 b
eine höhere Spannung an (Zeitpunkt t 13 in Fig. 11 bis 13).
Der Drehzahlkomparator IC 8 b gibt in diesem Falle das
Ausgangssignal U K 4=logisch "1" ab. Dies führt zu einer
Durchschaltung der Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4), die
dadurch Massepotential an die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 der
Verknüpfungsschaltung 12 anlegen (Fig. 13, Zeitpunkt t 13).
Dies bewirkt ebenso wie im zuvor beschriebenen Falle der
Drehzahlregelung mittels des Potentiometers P 2, daß die
Steuersignale S 3 und S 4 auf logisch "0" schalten, was zur
Sperrung der Endstufen-Transistoren T 5 und T 6 der Motorend
stufe führt.
Aufgrund dieser Abschaltung des Motorstromes liegt der
invertierende Eingang des Stromkomparators IC 8 a über den
Widerstand R 19 an Masse, was zur Folge hat, daß die Aus
gangsstufe des Komparators IC 8 a in den sperrenden zustand
übergeht, d.h. seinen Ausgang massefrei schaltet. Da nun
mehr der Verbindungspunkt B in Fig. 3 zwischen dem Dreh
zahlstell-Potentiometer P 2 und dem Kondensator C 9 nicht
mehr an Masse liegt, kann die Aufladung des Kondensators C 9
wieder erfolgen. Dieser Zeitpunkt ist in Fig. 11 mit t 14
bezeichnet.
Da die Höhe des zulässigen Motorstromes durch eine ent
sprechende Einstellung des Stromeinstell-Potentiometers P 3
am nicht invertierenden Eingang des Stromkomparators IC 8 a
einstellbar ist, kann dessen Ausgang auch vor der voll
ständigen Entladung des Kondensators C 9 seinen Ausgang
"massefrei" schalten, so daß der Aufladevorgang dann zum
Zeitpunkt t 14 erfolgen kann, wie dies in Fig. 11 gestri
chelt angedeutet ist.
Dieser beschriebene Vorgang kann sich je nach Einstellung
des Stromeinstell-Potentiometers P 3 bzw. der Referenzspan
nung U p 3 am nicht invertierenden Eingang des Stromkompara
tors IC 8 a mehrmals wiederholen, bis der gegenüber dem Nenn
betrieb des Motors erhöhte Anlaufstrom auf seinen Nominal
wert abgeklungen ist. Der Motor 2 läuft dann mit der am
Drehzahleinstell-Potentionmeter P 2 bzw. über die externe
Steuerspannung U E voreingestellten Geschwindigkeit.
In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung enthält
die Motorschaltung weiterhin eine Übertemperatur-Abschalt
einrichtung 50 (siehe auch das gegenüber Fig. 1 erweiterte
Blockschaltbild in Fig. 2) zum Schutz des Motors 2 bzw. der
Elektronik-Bauteile gegen Übertemperatur. Diese Abschalt
einrichtungt 50 ist in Fig. 3 ebenfalls durch eine gestri
chelte Linie abgegrenzt. Auch diese Übertemperatur-
Abschalteinrichtung 50 wirkt erfindungsgemäß über den
zentralen Schaltungspunkt B auf den Drehzahlkomparator IC 8 b,
der seinerseits durch sein Ausgangssignal U K 4 die Ansteue
rung der Endstufen-Transistoren T 5 und T 6 beeinflußt.
Gemäß Fig. 3 besitzt die Übertemperatur-Abschalteinrichtung
50 den Spannungseingang A 3 und den Masseeingang A 2, zwischen
denen die von der Spannungsversorgungsschaltung 20 nach Fig.
5 erzeugte, positive Gleichspannung +U B anliegt. Zwischen
den Spannungseingang A 3 und Masse A 2 ist ein Spannungsteiler
geschaltet, der aus einem Widerstand R 40 und einem hierzu in
Reihe geschalteten NTC-Widerstand besteht, wobei der NTC-
Widerstand einen Temperaturfühler darstellt. Ein Punkt C
zwischen dem Widerstand R 40 und dem NTC-Widerstand dieses
Spannungsteilers ist einerseits über einen Widerstand R 36
mit dem invertierenden Eingang eines ersten "Temperatur-
Komparators" IC 8 c sowie andererseits über einen Widerstand
R 39 mit dem invertierenden Eingang eines zweiten "Tempera
tur-Komparators" IC 8 d verbunden. Ein aus drei in Reihe
geschalteten Widerständen R 32, R 33, R 34 gebildeter Span
nungsteiler ist ebenfalls zwischen +U B (Anschluß A 3) und
Masse A 2 geschaltet. Der Punkt zwischen den ersten beiden
Widerständen R 32 und R 33 dieses Spannungsteilers ist mit
dem nicht invertierenden Eingang des ersten Temperatur-
Komparators IC 8 c verbunden. Der Punkt zwischen dem zweiten
und dritten Widerstand R 33 und R 34 des Spannungsteilers ist
mit dem nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur-
Komparators IC 8 d verbunden. Hierdurch liegt am nicht inver
tierenden Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c
eine Referenzspannung U ref 3 von beispielsweise etwa 8,8 V
und am nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur-
Komparators IC 8 d eine Referenzspannung U ref 4 von z.B. etwa
6,7 V an. An den invertierenden Eingängen der beiden
Temperatur-Komparatoren IC 8 c und IC 8 d liegt jeweils eine
Spannung von z.B. maximal 10 V an, wobei diese Spannung
abhängig ist von der Erwärmung des NTC-Widerstandes und der
damit verbundenen Widerstandsänderung. Der Ausgang des
ersten Temperatur-Komparators IC 8 c ist mit der Basis eines
Sperrtransistors T 7 verbunden, dessen Emitter an Masse A 2
und dessen Kollektor an dem invertierenden Eingang des
zweiten Temperatur-Komparators IC 8 d liegt. Der Ausgang des
zweiten Temperatur-Komparators IC 8 d ist einerseits über
einen Widerstand R 37 mit der Basis des Sperrtransistors T 7
und andererseits über einen Widerstand R 38 mit der Basis
eines Abschalttransistors T 8 verbunden. Der Emitter dieses
Abschalttransistors T 8 liegt an Masse A 2, und der Kollektor
des Abschalttransistors T 8 ist mit dem zentralen Schaltungs
punkt B der erfindungsgemäßen Motorschaltung, und damit auch
mit dem invertierenden Eingang des Drehzahlkomparators IC 8 b
verbunden.
Im folgenden soll nun die Funktionsweise der erfindungs
gemäßen Übertemperatur-Abschalteinrichtung 50 erläutert
werden. Während des Normalbetriebes des erfindungsgemäßen
Motors 2 ist der Abschalttransistor T 8 nicht leitend, was
bedeutet, daß sein Kollektor die an dem Punkt B anliegende
Spannung führt. Die Übertemperatur-Abschalteinrichtung 50
hat somit vorteilhafterweise keinen Einfluß auf das sonstige
Schaltverhalten des Drehzahlkomparators IC 8 b. Wie bereits
erwähnt, liegt am nicht invertierenden Eingang des ersten
Temperatur-Komparators IC 8 c die Spannung U ref 3 von ca. 8,8 V
und am nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur-
Komparators IC 8 d die Spannung U ref 4 von ca. 6,7 V an. Dabei
führen die beiden Temperatur-Komparatoren IC 8 c und IC 8 d
jeweils das Potential logisch "0" an ihren Ausgängen. An
den invertierenden Eingängen beider Komparatoren liegt - wie
ebenfalls bereits erwähnt - eine Spannung U temp von jeweils
ca. 10 V an. Durch das Ausgangssignal logisch "0" an dem
ersten Temperatur-Komparator IC 8 c liegt Massepotential an
der Basis des Sperrtransistors T 7, so daß dessen Einschal
tung verhindert wird.
Erfolgt nun eine Erwärmung bzw. Erhitzung des Motors 2, so
nimmt der Widerstandswert des NTC-Widerstandes ab. Dies ist
mit einer Abnahme des Spannungsabfalles an dem NTC-Wider
stand verbunden und damit auch mit einer Verringerung der
Spannung U temp an den invertierenden Eingängen der beiden
Temperatur-Komparatoren IC 8 c und IC 8 d. Wird am invertieren
den Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c die am
nicht invertierenden Eingang anliegende Referenzspannung
U ref 3 unterschritten (U temp<U ref 3), so ändert dieser
Komparator seinen Schaltzustand, so daß die Verbindung zur
Masse bzw. zum Nullpotention unterbrochen wird ("open
collector"-Schaltung). Da die beiden Temperatur-
Komparatoren auf unterschiedlichen Referenzspannungen
U ref 3 und U ref 4 liegen, erfolgt zu diesem Zeitpunkt noch
keine Umschaltung des zweiten Temperatur-Komparators IC 8 d.
Nimmt die Temperatur nun jedoch weiter zu, so erfolgt eine
weitere Abnahme der Spannung U temp an den beiden invertie
renden Komparatoreingängen. Wird nun auch die Schalt
schwelle des zweiten Temperatur-Komparators IC 8 d unter
schritten (U temp<U ref 4), so nimmt sein Ausgang logisch
"1" an und schaltet dadurch über den Basis-Vorwiderstand
R 38 den Abschalttransistor T 8 durch. Dieser legt den Schal
tungspunkt B, d.h. den invertierenden Eingang des Drehzahl
komparators IC 8 b an Masse. Hierdurch wird dessen Ausgangs
signel U K 4 - wie oben bereits eingehend beschrieben -
logisch "1", wodurch die Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4)
durchgeschaltet werden und logisch "0" an die Eingänge Y 3
und Y 4 der Verknüpfungsschaltung 12 gelegt wird. Die
Steuersignale S 3 und S 4 werden dadurch - wie an anderer
Stelle schon beschrieben - logisch "0", d.h. der Motorstrom
wird unterbrochen und der Motor somit abgeschaltet.
Durch das Ausgangssignal logisch "1" des zweiten Temperatur-
Komparators IC 8 d wird über den Basiswiderstand R 37 auch der
Sperrtransistor T 7 durchgesteuert, der nun den invertieren
den Eingang des zweiten Temperaturkomparators IC 8 d über
seine Kollektor-Emitter-Strecke an Massepotential A 2 legt.
Hiermit wird erreicht, daß eine Umschaltung des zweiten
Komparators IC 8 d aufgrund von geringfügigen Temperaturab
nahmen verhindert wird. Dies stellt praktisch eine
"Selbsthaltung" des zweiten Temperatur-Komparators IC 8 d in
seinem durchgeschalteten zustand dar.
Erfolgt nun eine Abkühlung des Motors, so ist dies mit einer
Zunahme des Widerstandswertes des NTC-Widerstandes verbun
den. Dies hat auch eine Spannungszunahme am invertierenden
Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c zur Folge.
Ein Spannungsanstieg am invertierenden Eingang des zweiten
Temperator-Komparators IC 8 d wird jedoch verhindert, da
dessen Potential aufgrund des weiterhin durchgesteuerten
Sperrtransistors T 7 auf Massepotential liegt.
Hat sich die Spannung U temp am invertierenden Eingang des
ersten Temperatur-Komparators IC 8 c aufgrund der Abkühlung
des Motors und damit auch des NTC-Widerstandes bis zur
Referenzspannung U ref 3 erhöht, wird der Ausgang des ersten
Temperatur-Komparators IC 8 c wieder auf logisch "0" geschal
tet. Dies bewirkt, daß Massepotential an die Basis des
Sperrtransistors T 7 gelegt wird. Der Transistor T 7 geht da
mit in den sperrenden zustand über, so daß dessen Kollektor-
Potential dem erfolgten Spannungsanstieg am Punkt C folgen
kann. Da diese Spannung U temp höher ist als die Referenz
spannung U ref 4 am nicht invertierenden Eingang des zweiten
Temperatur-Komparators IC 8 d, schaltet dieser zweite Kompa
rator seinen Ausgang auf logisch "0", was zur Sperrung des
Abschalttransistors T 8 und damit zur Freigabe des Wiederan
laufes des Motors führt.
Der Anlauf des Motors 2 erfolgt nun auf die bereits
beschriebene Weise über die Aufladung des Kondensators C 9.
Die erfindungsgemäße Übertemperatur-Abschalteinrichtung 50
gewährleistet somit ein automatisches Abschalten bei Über
temperatur, vorteilhafterweise aber auch ein automatisches
Wiederanlaufen des Motors nach einer erfolgten Abkühlung.
Es ist weiterhin vorteilhaft, wenn zwischen den invertieren
den Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c und Masse
A 2 ein Kondensator C 10 geschaltet ist. Mit diesem Kondensa
tor C 10 kann die Ansprechzeit der Übertemperatur-Abschalt
einrichtung 50 beeinflußt werden, wobei dieser Kondensator
C 10 durch eine Glättung der Spannung sicherstellt, daß kurz
zeitige Spannungsspitzen keinen Einfluß auf das Schaltver
halten des ersten Temperatur-Komparators IC 8 c ausüben. Es
liegt somit eine gewisse Schalthysterese vor.
Die Erfindung ist keineswegs auf das dargestellte und
beschriebene Ausführungsbeispiel beschränkt, sondern umfaßt
auch alle im Sinne der Erfindung gleichwirkenden Ausfüh
rungsformen.
Claims (27)
1. Verfahren zum Ansteuern eines Wechselstrom-Motors,
wobei eine sinusförmige Netz-Wechselspannung zu einer
Gleichspannung gleichgerichtet und aus dieser Gleich
spannung durch steuerbare Polaritätsumkehr eine Motor-
Wechselspannung erzeugt wird, wobei die Motor-Wechsel
spannung pulsweitenmodulierbar ist,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Netz-Wechselspannung (U N ) zu einer pulsierenden, unge
glätteten Gleichspannung (U A 1) mit sinusförmigen Halb
wellen gleichgerichtet wird, und daß die Polaritäts
umkehr entsprechend der Netzfrequenz derart erfolgt,
daß die Motor-Wechselspannung (U M ) sich im wesentlichen
aus den sinusförmigen Halbwellen der pulsierenden
Gleichspannung (U A 1) zusammensetzt, wobei die Motor
drehzahl dadurch veränderbar ist, daß die Motor-
Wechselspannung (U M ) mit einer konstanten, außerhalb
des Hörbereiches liegenden Taktfrequenz in pulsweiten
modulierbare Spannungsimpulse getaktet wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß zur
Steuerung der Polaritätsumkehr der Gleichspannung
(U A 1) aus der Netz-Wechselspannung (U N ) ein mit dieser
phasengleiches, positives Spannungssignal (U p 1) sowie
ein ebenfalls mit der Netz-Wechselspannung (U N ) phasen
gleiches, negatives Spannungssignal (U N 2) abgeleitet
werden, wobei diese abgeleiteten Spannungssignale (U p 1,
U N 2) jeweils sinusförmige Halbwellen besitzen und je
weils mit einer konstanten Referenzspannung (U ref 1,
U ref 2) verglichen werden, und wobei auf der Basis
dieses Vergleichs zwei überlappungsfreie, über Tast
lücken (Δ t) beabstandete Ausgangssignale (U K 1, U K 2)
erzeugt werden.
3. Verfahren nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß durch
logische Operationen anhand der beiden überlappungs
freien Ausgangssignale (U K 1, U K 2) vier Steuersignale
(S 1, S 2, S 3, S 4) derart erzeugt werden, daß stets
jeweils nur zwei Steuersignale (S 2, S 4 oder S 1, S 3)
auf einem logischen "1"-Potential liegen, während die
jeweils anderen Steuersignale (S 1, S 3 oder S 2, S 4) auf
logischem "0"-Potential liegen.
4. Verfahren nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Steuersignale (S 1, S 2, S 3, S 4) den Gate-Elektroden (G)
von in H-Brückenschaltung geschalteten Transistoren
(T 3 bis T 6) einer Endstufe (4) zugeführt werden, wobei
der Motor (2) in den Querzweig der H-Brückenschaltung
geschaltet ist.
5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4,
dadurch gekennzeichnet, daß zur
Drehzahleinstellung des Motors jeweils eines (S 3; S 4)
der beiden jeweils gleiches Potential aufweisenden
Steuersignale (S 1, S 3 bzw. S 2, S 4) pulsweitenmodulier
bar getaktet wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, daß durch
Vergleichen einer Sägezahnspannung (U SZG) mit einer
einstellbaren Referenzspannung (U DZ) ein Takt-Ausgangs
signal (U K 4) erzeugt wird, welches logisches "0"-
Potential aufweist, wenn die Referenzspannung (U DZ)
größer als die Sägezahnspannung (U SZG) ist, und welches
logisches "1"-Potential aufweist, wenn die Referenz
spannung (U DZ) kleiner als die Sägezahnspannung (U SZG)
ist, wobei das Takt-Ausgangssignal (U K 4) derart auf die
Steuersignale (S 3 und S 4) einwirkt, daß diese unabhän
gig von der Ansteuerung durch die Polaritätsumkehr-
Ausgangssignale (U K 1, U K 2) stets auf "0"-Potential
gehalten werden, wenn das Takt-Ausgangssignal (U K 4)
logisches "1"-Potential aufweist.
7. Verfahren nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Referenzspannung (U DZ) über ein Drehzahl-Potentiometer
(P 2) und/oder durch zuführen einer externen Steuer
spannung (U E ) einstellbar ist.
8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7,
dadurch gekennzeichnet, daß
während des Anlaufs des Motors die Referenzspannung
(U DZ) automatisch dadurch verändert wird, daß sie dem
Verlauf einer Kondensator-Spannung (U C 9) folgt.
9. Verfahren nach einem oder mehreren der Ansprüche
6 bis 8,
dadurch gekennzeichnet, daß bei
Auftreten einer Störgröße, wie Überstrom und/oder
Übertemperatur, ein Störgrößen-Spannungssignal mit
logischem "0"-Potential erzeugt wird, welches dann
die Referenzspannung (U DZ) darstellt, so daß das
Takt-Ausgangssignal (U K 4) jedenfalls logisches
"1"-Potential aufweist.
10. Verfahren nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet, daß der
Motorstrom durch Messen des Spannungsabfalls (U R 19) an
einem in den Motor-Stromkreis geschalteten Widerstand
(R 19) erfaßt wird und daß dieser Spannungsabfall (U R 19)
mit einer einstellbaren Strom-Referenzspannung (U P 3)
verglichen wird, wobei das Störgrößen-Spannungssignal
erzeugt wird, wenn der Spannungsabfall (U R 19) größer
als die eingestellte Strom-Referenzspannung (U P 3)
ist.
11. Verfahren nach Anspruch 9 oder 10,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Temperatur durch Messen des Spannungsabfalls (U temp )
an einem temperaturabhängigen Widerstand (NTC) erfaßt
wird, und daß dieser Spannungsabfall (U temp ) vorzugs
weise einerseits mit einer höheren Temperatur-Referenz
spannung (U ref 3) und andererseits mit einer niedrigeren
Temperatur-Referenzspannung (U ref 4) verglichen wird,
wobei das Störgrößen-Spannungssignal erzeugt wird, wenn
der Spannungsabfall (U temp ) des temperaturabhängigen
Widerstandes (NTC) durch Erwärmung kleiner als die
niedrigere Referenzspannung (U ref 4) wird, und wobei das
Störgrößen-Spannungssignal automatisch wieder gelöscht
wird, wenn der Spannungsabfall (U temp ) nach Abkühlung
wieder größer als die höhere Referenzspannung (U ref 3)
ist.
12. Steuerbarer Wechselstrom-Motor mit mindestens einer
Motorwicklung, einer Netzspannungs-Gleichrichter
schaltung, einer mit der Gleichrichterschaltung
verbundenen Endstufe mit in Brückenschaltung geschal
teten, elektronischen Schaltelementen, wobei die
Motorwicklung in einen Brücken-Querzweig der End
stufe geschaltet ist, sowie mit einer mit der End
stufe verbundenen, die elektronischen Schaltelemente
ansteuernden Ansteuereinrichtung und mit einem mit
dieser verbundenen Pulsweitenmodulator,
dadurch gekennzeichnet, daß an
mit Eingängen (E 1, E 2) der Endstufe (4) verbundenen
Ausgängen (A 1, A 2) der Gleichrichterschaltung (6) eine
ungeglättete, pulsierende Gleichspannung (U A 1) mit
sinusförmigen Halbwellen anliegt, wobei die Ansteuer
einrichtung (10, 12) die elektronischen Schaltelemente
(T 3 bis T 6) entsprechend der Netzfrequenz paarweise (T 3
und T 6, T 4 und T 5) derart ansteuert, daß an mit der
Motorwicklung (2) verbundenen Ausgängen (M 1, M 2) der
Endstufe (4) eine sich aus den sinusförmigen Halbwellen
der pulsierenden Gleichspannung (U A 1) zusammensetzende
Motor-Wechselspannung (U M ) anliegt, und wobei eine
Steuerelektrode (G) jeweils eines Schaltelementes (T 5;
T 6) der paarweise angesteuerten Schaltelemente mittel
bar mit dem mit einer konstanten, pulsweitenmodulier
baren Taktfrequenz taktenden Pulsweitenmodulator (16)
verbunden ist.
13. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Taktfrequenz des Pulsweitenmodulators (16)16 kHz,
insbesondere ca. 20 kHz, ist.
14. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 12 oder 13,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Ansteuereinrichtung eine Ansteuerschaltung (10) mit
einem ersten Komparator (IC 3 a) und einem zweiten Kom
parator (IC 3 b) aufweist, wobei an dem invertierenden
Eingang des ersten Komparators (IC 3 a) eine positive
Referenzspannung (U ref 1) und an dessen nicht invertie
rendem Eingang eine aus der Netz-Wechselspannung (U N )
abgeleitete, mit dieser gleichphasige, positive sinus
förmige Halbwellen aufweisende Spannung (U p 1) anliegt,
und wobei an dem nicht invertierenden Eingang des
zweiten Komparators (IC 3 b) eine negative Referenzspan
nung (U ref 2) und an dessen invertierendem Eingang eine
aus der Netz-Wechselspannung (U N ) abgeleitete, mit
dieser gleichphasige, negative sinusförmige Halbwellen
aufweisende Spannung (U N 2) anliegt, wobei der Betrag
der Referenzspannungen (U ref 1, U ref 2) jeweils sehr viel
kleiner als der Betrag des Scheitelwertes der entspre
chenden abgeleiteten Spannung (U p 1, U N 2) ist.
15. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 14,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Ansteuereinrichtung eine Verknüpfungsschaltung (12)
mit zwei Eingängen (Y 1, Y 2) aufweist, die jeweils über
eine Leitung (K 1, K 2) mit einem Ausgang eines der
beiden Komparatoren (IC 3 a, IC 3 b) der Ansteuerschaltung
(10) verbunden sind, wobei die Verknüpfungsschaltung
(12) vier mit den Steuerelektroden (G) der elektroni
schen Schaltelemente (T 3 bis T 6) der Endstufe (4)
verbundene Ausgänge (Z 1 bis Z 4) für Steuersignale (S 1
bis S 4) aufweist.
16. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 15,
dadurch gekennzeichnet, daß in
zumindest zwei der Leitungsverbindungen zwischen den
Ausgängen (Z 1, Z 2) der Verknüpfungsschaltung (12) und
den Schaltelementen (T 3, T 4) der Endstufe (4) jeweils
eine Treiberstufe (TR) zur galvanischen Trennung
zwischen der Verknüpfungsschaltung (12) und der End
stufe (4) angeordnet ist.
17. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 15 oder 16,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Verknüpfungsschaltung (12) zwei Zusatzeingänge (Y 3,
Y 4) besitzt, die mindestens zwei der Ausgänge (Z 3, Z 4)
derart beeinflussen, daß bei logischem "0"-Potential
an den Zusatzeingängen (Y 3, Y 4) die Steuersignale (S 3,
S 4) an diesen Ausgängen (Z 3, Z 4) jedenfalls gleich
logisch "0" sind.
18. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 17,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Zusatzeingänge (Y 3, Y 4) der Verknüpfungsschaltung
(12) jeweils über die Kollektor/Emitter-Strecke eines
Transistors (T 1, T 2) mit Masse (A 2) verbunden sind,
wobei die Basen der beiden Transistoren (T 1, T 2) mit
einer gemeinsamen Ansteuerleitung (S 5) verbunden
sind.
19. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 18,
dadurch gekennzeichnet, daß die
gemeinsame Ansteuerleitung (S 5) mit dem Ausgang eines
den Pulsweitenmodulator (16) bildenden Drehzahl-
Komparators (IC 8 b) verbunden ist, dessen nicht inver
tierender Eingang mit einem Ausgang eines Sägezahn
generators (32) verbunden ist, und dessen invertieren
der Eingang mit einem zentralen Schaltungspunkt (B)
verbunden ist.
20. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 19,
dadurch gekennzeichnet, daß der
zentrale Schaltungspunkt (B) mit einem Schleifkontakt
eines Drehzahlstell-Potentiometers (P 2) verbunden
ist.
21. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 19 oder 20,
dadurch gekennzeichnet, daß der
zentrale Schaltungspunkt (B) mit einem Anschluß für
eine externe Steuerspannung (U E ) verbunden ist.
22. Wechselstrom-Motor nach einem oder mehreren der
Ansprüche 19 bis 21,
dadurch gekennzeichnet, daß der
zentrale Schaltungspunkt (B) mit einem eine Sanft
anlauf-Einrichtung (44) bildenden Kondensator (C 9)
verbunden ist.
23. Wechselstrom-Motor nach einem oder mehreren der
Ansprüche 19 bis 22,
dadurch gekennzeichnet, daß der
zentrale Schaltungspunkt (B) mit dem Ausgang eines
eine Strombegrenzungseinrichtung (STB) bildenden
Stromkomparators (IC 8 a) verbunden ist, an dessen
invertierendem Eingang eine an einem in den Motor
stromkreis geschalteten Widerstand (R 19) abgegriffene,
dem Motorstrom proportionale Spannung (U R 19) anliegt,
und an dessen nicht invertierendem Eingang eine über
ein Stromeinstell-Potentiometer (P 3) einstellbare
Strom-Referenzspannung (U p 3) anliegt.
24. Wechselstrom-Motor nach einem oder mehreren der
Ansprüche 19 bis 23,
dadurch gekennzeichnet, daß der
zentrale Schaltungspunkt (B) mit dem Ausgang einer
Übertemperatur-Abschalteinrichtung (50) verbunden
ist.
25. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 24,
dadurch gekennzeichnet, daß die
Übertemperatur-Abschalteinrichtung (50) einen ersten
Temperatur-Komparator (IC 8 c) und einen zweiten
Temperatur-Komparator (IC 8 d) aufweist, wobei an den
invertierenden Eingängen dieser Komparatoren jeweils
eine an einem temperaturabhängigen Widerstand (NTC)
abfallende Spannung (U temp ) anliegt, und wobei an dem
nicht invertierenden Eingang des ersten Temperatur-
Komparators (IC 8 c) eine erste Referenzspannung (U ref 3)
und an dem nicht invertierenden Eingang des zweiten
Temperatur-Komparators (IC 8 d) eine zweite Referenz
spannung (U ref 4) anliegt, wobei die erste Referenz
spannung (U ref 3) größer als die zweite Referenzspan
nung (U ref 4) sowie im Normalbetrieb des Motors die
Spannung (U temp ) an dem temperaturabhängigen Wider
stand (NTC) größer als die erste Referenzspannung
(U ref 3) ist.
26. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 25,
dadurch gekennzeichnet, daß der
invertierende Eingang des zweiten Temperatur-Kompara
tors (IC 8 d) über die Kollektor/Emitter-Strecke eines
Sperrtransistors (T 7) mit Masse (A 2) verbunden ist,
wobei die Basis des Sperrtransistors (T 7) einerseits
mit dem Ausgang des ersten Temperatur-Komparators
(IC 8 c) sowie andererseits mit dem Ausgang des zweiten
Temperatur-Komparators (IC 8 d) verbunden ist.
27. Wechselstrom-Motor nach Anspruch 25 oder 26,
dadurch gekennzeichnet, daß der
Ausgang des zweiten Temperatur-Komparators (IC 8 d)
mit der Basis eines Abschalttransistors (T 8) verbunden
ist, dessen Kollektor/Emitter-Strecke zwischen Masse
(A 2) und dem mit dem zentralen Schaltungspunkt (B)
verbundenen Ausgang der Übertemperatur-Abschaltein
richtung (50) liegt.
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