DE3841147C2 - - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen gepulsten Spannungssteller für einen Wechselstrommotor.

Die EP 02 21 574 A2 offenbart einen Wechselspannungssteller, wobei eine induktive Wechselstromlast (beispielsweise Motorwicklung) in Reihe mit Wechselstromanschlüssen einer ungesteuerten Brückengleichrichterschaltung an einer Wechselspannung liegt. Die Gleichspannungsanschlüsse des Brückengleichrichters sind über einen gesteuerten Halbleiterschalter, d. h. über die Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors, miteinander verbunden. Aufgrund der Reihenschaltung von Wechselstromlast und Brückengleichrichter wirkt letzterer jedoch nicht als Gleichrichter für die Versorgungsspannung der Wechselstromlast, sondern der Brückengleichrichter schafft zwei Stromwege für die aufgrund der Versorgungs-Wechselspannung auftretenden, gegensinnigen Stromrichtungen, wobei der Strom in dem Transistor aber stets in der gleichen Richtung über die Emitter-Kollektor-Strecke fließt. Die Steuerelektrode des Halbleiterschalters ist mit einem Pulsgenerator (Pulsweitenmodulator) verbunden, der eine oberhalb von 16 kHz liegende (konstante) Pulsfrequenz abgibt. Hierdurch wird der über die Schaltstrecke des Halbleiterschalters fließende Laststrom abwechselnd gesperrt oder durchgelassen. Zur Steuerung des getakteten Laststromes wird hierbei das Tastverhältnis der Impulse, d. h. die Pulsbreite, mit einem Stellglied, z. B. einem Stellpotentiometer, verändert. Auf diese Weise wird hier die unmittelbar an der Wechselstromlast anliegende Netz-Wechselspannung in pulsweitenmodulierbare Spannungsimpulse getaktet. Bei derartigen Wechselspannungsstellern ergeben sich Probleme durch Induktionsspannungen, die an der Wechselstromlast entstehen, wenn der Halbleiterschalter geöffnet wird. Ohne Zusatzmaßnahmen können diese Induktionsspannungen nicht abgebaut werden, so daß einerseits induktive Leistungsverluste und andererseits für Halbleiter gefährliche Störspannungen auftreten. Um dies zu verhindern, wird üblicherweise die induktive Energie durch im richtigen Zyklus getaktete, parallel zur induktiven Wechselstromlast angeordnete Freilaufschalter wieder der Wechselstromlast zugeführt. Dabei treten jedoch weitere Probleme auf, da diese Induktionsspannungen über die Freilaufschalter nur dann zur Wechselstromlast zurückgeführt werden können, wenn Strom und Spannung gleichphasig, d. h. beide jeweils positiv oder jeweils negativ sind. Aufgrund der Induktivität der Wechselstromlast tritt jedoch eine Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung auf, so daß hierdurch auch gegenpolige bzw. gegenphasige Strom-Spannungsbereiche auftreten, in denen die störenden Induktionsspannungsspitzen nicht abgeleitet werden können und daher zur Zerstörung der empfindlichen Halbleiter, d. h. insbesondere des den Laststrom führenden Halbleiterschalters führen können. Gemäß der Lehre der genannten Druckschrift wird nun durch eine spezielle Halteschaltung in den gegenphasigen Bereichen die Taktung des Laststromschaltmittels unterbrochen. Dabei bleibt das Laststromschaltmittel während der kritischen, gegenphasigen Bereiche ständig entweder geöffnet oder geschlossen. Dabei ist jedoch insbesondere bei großer Phasenverschiebung von Nachteil, daß entweder bei dauernd geschlossenem Schalter zwar die volle Leistung zur Verfügung steht, aber der Stellbereich eingeschränkt ist, oder bei gleichem Stellbereich nur eine reduzierte Leistung zur Verfügung steht, wenn der Schalter dauernd geöffnet bleibt.

Die GB 10 22 199 beschreibt einen Wechselspannungssteller, bei dem ebenfalls eine Wechselspannung (Sekundärspannung eines Transformators) an einer Reihenschaltung aus Wicklungen eines Motors und aus einem Brückengleichrichter liegt. Weiterhin sind auch hier die Gleichspannungsanschlüsse des Brückengleichrichters über die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors verbunden, dessen Basis mit Rechteck-Steuerimpulsen getaktet angesteuert wird. Bei diesem bekannten Spannungssteller werden demzufolgen sicherlich ebenfalls die oben geschilderten Probleme hinsichtlich der durch die Taktung entstehenden Induktionsspannungsspitzen auftreten.

Die DE 33 20 004 A1 beschreibt ein Verfahren zur Strompulsung eines Wechselrichters. Hiernach liegt eingangsseitig eine dreiphasige Wechselspannung an einem als Drehstrombrückenschaltung ausgebildeten Netzstromrichter. Über eine Drossel ist dieser Teil der Schaltung mit einem Wechselrichter (Maschinenstromrichter) verbunden, an dem eine Drehfeldmaschine angeschlossen ist. Die Drehfeldmaschine wird drehmomentgesteuert mit variabler Drehzahl betrieben. Der Umrichter liefert hierfür als Stellglied Ströme mit variabler Frequenz und Amplitude. Demzufolge handelt es sich bei dem Gegenstand dieser Druckschrift um einen Frequenzumformer, so daß diese Druckschrift als gattungsfremd zu bezeichnen ist.

Der vorliegenden Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, einen schaltungstechnisch wirtschaftlich aufgebauten Spannungssteller zu schaffen, mit dem unter Beibehaltung des vollen Stell- und Leistungsbereiches auf einfache und wirkungsvolle Weise Induktionsspannungsspitzen reduziert und hierdurch Halbleiterelemente geschützt werden können.

Erfindungsgemäß wird dies durch die Merkmale des Patentanspruches 1 erreicht. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen enthalten.

Demnach wird erfindungsgemäß die Motor-Wechselspannung mittelbar aus einer sinusförmigen Netz-Wechselspannung gewonnen, indem zunächst die Netz-Wechselspannung mit der Gleichrichterschaltung zu einer pulsierenden, ungeglätteten Gleichspannung mit sinusförmigen Halbwellen gleichgerichtet wird und dann in der Brücken-Endstufe eine anhand von zwei aus der Netz-Wechselspannung gewonnenen, zeitlich überlappungsfreien Ausgangssignalen gesteuerte Polaritätsumkehr entsprechend der Netzfrequenz derart erfolgt, daß die Motor-Wechselspannung sich im wesentlichen aus den sinusförmigen Halbwellen der pulsierenden Gleichspannung zusammensetzt. Für diese Polaritätsumkehr werden die Schaltelemente der Endstufe jeweils paarweise angesteuert, wobei zumindest eines der Schaltelemente jedes Paares mit einer zur Drehzahlstellung pulsweitenmodulierbaren Taktfrequenz getaktet werden kann. Wie durch Messungen festgestellt wurde, treten durch die Erfindung überraschenderweise allenfalls sehr geringe Induktionsspannungsspitzen auf, die ohne weiteres durch die den elektronischen Schaltelementen der Brückenschaltung jeweils parallel geschalteten Freilaufdioden abgebaut werden können. Da hierbei zudem die Motor-Wechselspannung einen praktisch vollständigen Sinusverlauf besitzt und dabei über ihren gesamten Verlauf hinweg getaktet werden kann, steht durch die Erfindung auch der volle Stell- und Leistungsbereich des Motors zur Verfügung. Bei der Erzeugung der sinusförmigen Motor-Wechselspannung ist vorteilhafterweise durch die Steuerung mittels der zeitlichen überlappungsfreien Ausgangssignale sichergestellt, daß ein gleichzeitiges Durchschalten aller Brücken-Schaltelemente und ein hierdurch hervorgerufener Kurzschluß ausgeschlossen ist.

Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbei­ spiels soll die Erfindung näher erläutert werden. Dabei zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Spannungsstellers,

Fig. 2 ein Blockschaltbild wie in Fig. 1 in einer erweiterten Ausführungsform,

Fig. 3 einen ersten Teil der Schaltung eines erfindungs­ gemäßen Spannungsstellers unter anderem mit Endstufe und Pulsweitenmodulator,

Fig. 4 eine Ansteuerschaltung zum Ansteuern der Endstufe nach Fig. 3,

Fig. 5 eine Schaltung zur Strom- bzw. Spannungsversorgung des erfindungsgemäßen Spannungsstellers sowie der Ansteuerschaltung nach Fig. 4,

Fig. 6 eine detaillierte Darstellung einer von in Fig. 4 nur vereinfacht dargestellten Treiberstufen,

Fig. 7a bis 7e den zeitlichen Verlauf von verschiedenen Spannungs- und Steuersignalen,

Fig. 8a bis 8g den zeitlichen Verlauf von weiteren, zum Erzeugen der in Fig. 8h dargestellten Motorspannung vorge­ sehenen Spannungs- und Steuersignalen,

Fig. 8h den Verlauf der Motorspannung einerseits bei Höchstdrehzahl und andererseits bei einer bestimm­ ten Teildrehzahl,

Fig. 9 und 10 Spannungssignale zur Erläuterung der Drehzahl­ steuerung durch Pulsweitenmodulation und

Fig. 11 bis 13 Spannungssignale zur Erläuterung der Anlaufphase des Motors.

In den verschiedenen Zeichnungsfiguren sind gleiche Teile, Komponenten, Signale, Spannungen usw. jeweils mit den gleichen Bezugszeichen (Ziffern und/oder Buchstaben) versehen.

Fig. 1 zeigt einen Wechselstrom-Motor 2, der seine Motor- Wechselspannung U (siehe auch Fig. 8h) von einer Leistungs- Endstufe 4 erhält, deren Schaltung detailliert in Fig. 3 dargestellt ist, und die im folgenden noch näher beschrie­ ben werden wird. Die Endstufe 4 besitzt vier Eingänge für Steuersignale S 1, S 2, S 3, S 4, zwei Speisespannungs-Eingänge E 1 und E 2 sowie zwei mit dem Motor 2 verbundene Spannungs­ ausgänge M 1 und M 2.

Eine sinusförmige Netz-Wechselspannung U_N wird erfindungsge­ mäß über einen Brücken- bzw. Zweiweg-Gleichrichter 6 derart gleichgerichtet, daß eine pulsierende, ungeglättete Gleich­ spannung U_{A 1} mit sinusförmigen Halbwellen erzeugt wird (siehe auch Fig. 8g), die der Endstufe 4 über die Eingänge E 1, E 2 zugeführt wird. Die Größe der pulsierenden Gleich­ spannung U_{A 1} beträgt beispielsweise ca. 300 V.

Weiterhin wird über einen Netz-Transformator 8 aus der Netzspannung U_N eine zu dieser gleichphasige, sinusförmige Wechselspannung U_{A 5} (Fig. 7a) mit zu der Netzspannung U_N unterschiedlicher, insbesondere geringerer Spannungshöhe, beispielsweise ca. 15 V, abgeleitet und über eine Leitung A 5 sowie eine Masseleitung A 2 den Eingängen einer Ansteuer­ schaltung 10 als Eingangs- und Vergleichsspannung zugeführt. Diese Ansteuerschaltung 10 ist in Fig. 4 genauer darge­ stellt, worauf weiter unten noch im einzelnen Bezug genom­ men wird. Wie im folgenden ebenfalls noch erläutert wird, erzeugt die Ansteuerschaltung 10 durch Vergleich mit intern zugeschalteten Referenzspannungen zwei Ausgangssignale U_{K 1} und U_{K 2}, die über Leitungen K 1 und K 2 einer Verknüpfungs­ schaltung 12 zugeführt werden, die ihrerseits aufgrund dieser Signale U_{K 1} und U_{K 2} zur Ansteuerung der Endstufe 4 die vier Steuersignale S 1 bis S 4 erzeugt.

Zur Drehzahlregelung des Motors 2 ist mit der Verknüpfungsschaltung 12 über eine Leitung 14 ein Puls­ weitenmodulator 16 und mit diesem ein Drehzahlsteller 18 verbunden.

Im folgenden sollen nun die Einzelkomponenten des erfin­ dungsgemäßen Spannungsstellers genauer beschrieben werden.

Fig. 5 zeigt eine Schaltung 20 zur Spannungsversorgung des Motors 2 bzw. des erfindungsgemäßen Spannungsstellers. Diese Spannungsversorgungsschaltung 20 liefert verschiedene Spannungen, die für die erfindungsgemäße Spannungssteller­ schaltung benötigt werden.

Zunächst wird aus der Netzspannung U_n über den Gleichrichter 6, der in an sich bekannter Weise als Dioden-Brückenschal­ tung ausgeführt ist, die pulsierende Gleichspannung U_{A 1} gebildet, die an den Leitungen A 1 und A 2 anliegt.

Weiterhin besitzt die Spannungsversorgungsschaltung 20 gemäß Fig. 5 einen Transformator 22 mit einer an der Netzspannung U_N liegenden Primärwicklung 24 und zwei in Reihe geschalte­ ten Sekundärwicklungen 26 und 28, wobei die Primärwicklung 24 zusammen mit der einen Sekundärwicklung 26 den die Ver­ gleichsspannung U_{A 5} liefernden Transformator 8 (siehe Fig. 1) bildet. Die Spannung U_{A 5} liegt zwischen den Leitungen A 5 und A 2 (Masse) an, und zwar beispielsweise mit etwa 15 V.

An die aus den beiden in Reihe geschalteten Sekundärwicklun­ gen 26 und 28 gebildete Sekundärseite des Transformators 22 ist ein Brückengleichrichter 30 angeschlossen. Der Plus- Ausgang des Gleichrichters 30 ist über einen positiven Fest­ spannungsregler IC 1 mit einer Leitung A 3 und der Minus- Ausgang über einen negativen Festspannungsregler IC 2 mit einer Leitung A 4 verbunden. Die Masseleitung A 2 ist mit dem gemeinsamen Punkt zwischen den beiden Sekundärwicklungen 26, 28 verbunden. Hierdurch liegt zwischen der Leitung A 3 und Masse A 2 eine positive Gleichspannung +U_B und zwischen der Leitung A 4 und Masse A 2 eine negative Gleichspannung -U an.

Gemäß Fig. 4 werden die Spannungen +U_B, -U_B und U_{A 5} über die Leitungen A 3, A 4 und A 5 der Ansteuerschaltung 10 zu­ geführt. Die Spannung +U_B (Leitungen A 3 und A 2) liegt an einem Spannungsteiler an, der aus zwei in Reihe geschalte­ ten Widerständen R 2 und R 3 gebildet ist. Auch die Spannung -U_B (Leitungen A 4 und A 2) liegt an einem aus einer Reihen­ schaltung zweier Widerstände R 7 und R 6 bestehenden Span­ nungsteiler an. Schließlich liegt auch die Spannung U_{A 5} (Leitungen A 5 und A 2) an einem Spannungsteiler R 8 und R 5 an.

Der Mittenabgriff des Spannungsteilers R 2/R 3 ist mit dem invertierenden Eingang eines ersten Komparators IC 3a verbunden. Die Höhe dieser als Referenzspannung dienenden, positiven Gleichspannung U_{ref 1} beträgt beispielsweise etwa 0,1 V. Der Mittenabgriff des Spannungsteilers R 7/R 6 ist mit dem nicht invertierenden Eingang eines zweiten Kompa­ rators IC 3b verbunden, wobei die Höhe dieser negativen Referenzspannung U_{ref 2} z.B. -0,1 V beträgt.

Am Mittenabgriff des Spannungsteilers R 8/R 5 liegt - bedingt durch die Spannung U_{A 5} und das Widerstandverhältnis R 8/R 5 - eine Wechselspannung von etwa 4,7 V an. Der Mittenabgriff zwischen den Widerständen R 8 und R 5 ist nun einerseits über eine für positive Spannungen in Durchlaßrichtung geschal­ tete Diode D 5 mit dem nicht invertierenden Eingang des ersten Komparators IC 3a sowie andererseits über eine für negative Spannungen in Durchlaßrichtung geschaltete Diode D 6 mit dem invertierenden Eingang des zweiten Komparators IC 3b verbunden. Die Spannung am nicht invertierenden Eingang des ersten Komparators IC 3a ist mit U_{p 1} und die Spannung am invertierenden Eingang des zweiten Komparators IC 3b mit U_{N 2} bezeichnet (siehe auch Fig. 7b und 7c).

Der Ausgang des ersten Komparators IC 3a ist über eine Leitung K 1 und eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode D 13 mit einem Eingang Y 1 der Verknüpfungsschaltung 12 ver­ bunden. Das über die Leitung K 1 übertragene Steuersignal ist mit U_{K 1} bezeichnet. Der Ausgang des zweiten Kompara­ tors IC 3b ist in Analogie hierzu über eine Leitung K 2 und eine in Durchlaßrichtung geschaltete Diode D 14 mit einem zweiten Eingang Y 2 der Verknüpfungsschaltung 12 verbunden. Das über die Leitung K 2 übertragene Steuersignal ist mit U_{K 2} bezeichnet (siehe auch Fig. 7d und 7e).

Die Verknüpfungsschaltung 12 besitzt vier Steuerausgänge Z 1, Z 2, Z 3 und Z 4 für die Steuersignale S 1, S 2, S 3 und S 4. Weiterhin besitzt die Verknüpfungsschaltung 12 zwei Zusatzeingänge Y 3 und Y 4, die Einfluß auf die Ausgänge Z 3 und Z 4 haben, wie dies noch erläutert werden wird. Die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 sind jeweils über die Kollektor/ Emitterstrecke eines Transistors T 1 bzw. T 2 mit der Masse­ leitung A 2 verbunden. Die Basen der Transistoren T 1 und T 2 sind über jeweils einen Basiswiderstand R 15 bzw. R 26 mit einer gemeinsamen Ansteuerleitung S 5 verbunden.

Wie weiterhin in Fig. 4 zu erkennen ist, ist in jede der Ausgangsleitungen der Ausgänge Z 1 und Z 2 der Verknüpfungs­ schaltung 12, die die Steuersignale S 1 bzw. S 2 führen, über Anschlußpunkte X 1, X 2 bzw. X 3, X 4 eine Treiberstufe TR geschaltet. Der Aufbau dieser Treiberstufen TR ist genauer in Fig. 6 dargestellt und wird später noch erläutert.

Gemäß Fig. 3 besteht die Endstufe 4 aus vier in H-Brücken­ schaltung geschalteten Leistungshalbleitern und zwar ins­ besondere aus Feldeffekttransistoren (FET) T 3, T 4, T 5 und T 6. Bei den FET handelt es sich im dargestellten Beispiel um n-Kanal-MOSFET mit Drain D, Source S und Gate G. Die H- Brückenschaltung besteht aus zwei parallelen Brückenzweigen mit jeweils zwei in Reihe geschalteten FET T 3 und T 5 sowie T 4 und T 6, wobei der Motor 2 im Querzweig der Brückenschal­ tung zwischen den FET T 3 und T 5 einerseits und zwischen den FET T 4 und T 6 andererseits angeschlossen ist. In jedem Brückenzweig liegt weiterhin in Reihe mit den FET T 3, T 5 bzw. T 4, T 6 eine Diode D 8 bzw. D 11. Die Drain-Elektroden D der "oberen" FET T 3 und T 4 sind jeweils mit der die pulsierende Gleichspannung U_{A 1} führenden Leitung A 1 und die Source-Elektroden S dieser FET T 3, T 4 über die Anoden- Kathodenstrecke der Dioden D 8 bzw. D 11 mit den Drain- Elektroden D der "unteren" FET T 5 bzw. T 6 verbunden. Die Source-Elektroden S der "unteren" FET T 5, T 6 sind über einen gemeinsamen, niederohmigen Widerstand R 19 an der Masseleitung A 2 angeschlossen. Zur Ansteuerung der FET sind deren Gate-Elektroden G mit den die Steuersignale S 1 bis S 4 führenden Leitungen verbunden, und zwar T 4 mit S 1, T 3 mit S 2, T 5 mit S 3 sowie T 6 mit S 4.

Im folgenden soll nun die Funktionsweise des Motors 2 bzw. des erfindungsgemäßen Spannngsstellers erläutert werden, und zwar zunächst noch ohne Maßnahmen zur Drehzahlsteuerung.

Gemäß Fig. 4 liegt am invertierenden Eingang des ersten Komparators IC 3a die konstante Referenzspannung U_{ref 1} von ca. 0,1 V und am nicht invertierenden Eingang die positive Halbwelle U_{p 1} von ca. 4,7 V der am Spannungsteiler R 8/R 5 abgegriffenen Wechselspannung an.

Am nicht invertierenden Eingang des zweiten Komparators IC 3b liegt die konstante Referenzspannung U_{ref 2} von ca. -0,1 V und am invertierenden Eingang die negative Halbwelle U_{N 2} von -4,7 V der am Spannungsteiler R 8/R 5 abgegriffenen Spannung an.

In Fig. 7a ist der zeitliche Verlauf der Spannung U_{A 5} darge­ stellt. Weiterhin sind in den Fig. 7b und 7c die aus der Spannung U_{A 5} abgeleiteten Spannungssignale U_{p 1} bzw. U_{N 2} zusammen mit den entsprechenden Referenzspannungen U_{ref 1} und U_{ref 2} dargestellt.

Zunächst sollen die Vorgänge am ersten Komparator IC 3a betrachtet werden. Am ersten Komparator IC 3a steigt die Spannung U_{p 1} der positiven Halbwelle vom Nullpunkt aus an und liegt zunächst unterhalb der Referenzspannung U_{ref 1}. Das in Fig. 7d dargestellte Ausgangssignal U_{K 1} des ersten Komparators IC 3a ist demzufolge 0. Mit zunehmender Span­ nung der positiven Halbwelle der Spannung U_{p 1} wird nun der Schnittpunkt mit der Referenzspannung U_{ref 1} erreicht. Dies erfolgt im Zeitpunkt t_o in Fig. 7b. Der Komparator IC 3a schaltet nun durch und gibt an seinem Ausgang ein positives Ausgangssignal in Höhe der Spannung +U_B als Ausgangssignal U_{K 1} ab, welches solange andauert, bis die abfallende Flanke der positiven Halbwelle der Spannung U_{p 1} die Referenzspan­ nung U_{ref 1} wieder unterschreitet, was im Zeitpunkt t der Fall ist.

Beim zweiten Komparator IC 3b ergeben sich analoge Vorgänge. Unterschreitet die negative Halbwelle der Spannung U_{N 2} (Fig. 7c) die Referenzspannung U_{ref 2} im Zeitpunkt t₂, so gibt der zweite Komparator IC 3b ein positives Ausgangs­ signal U_{K 2} ab, welches in Fig. 7e dargestellt ist. Dieses Signal U_{K 2} dauert solange an, bis die negative Halbwelle der Spannung U_{N 2} den Wert der Referenzspannung U_{ref 2} wieder überschreitet (Zeitpunkt t₃).

In der weiteren Beschreibung wird zur Vereinfachung das Anliegen einer das Durchschalten eines entsprechenden Transistors bewirkenden Spannung mit logisch "1" und der Spannungswert von ca. 0 V mit logisch "0" bezeichnet.

Auf die oben beschriebene Weise ergeben sich zwischen den Ausgangssignalen U_{K 1} und U_{K 2} der beiden Komparatoren IC 3a und IC 3b Tastlücken Δ t=t₂-t₁=t₀-t₃, wobei inner­ halb dieser Tastlücken Δ t beide Ausgangssignale U_{K 1} und U_{K 2} auf logisch "0" liegen, wie dies deutlich in Fig. 7d und 7e zu erkennen ist. Der Zweck dieser Maßnahme ist, das gleichzeitige Einschalten beider Brückenzweige der Endstufe 4 sicher zu vermeiden und eine Überlappungsfreiheit zu garantieren.

Die Verknüpfungsschaltung 12 steuert die Auswahl der Tran­ sistoren T 3 bis T 6 der Endstufe 4 nach Fig. 3 und legt auch deren Ansteuerzeitpunkte fest. Hierzu werden die Signale S 1 bis S 4 derart erzeugt, daß bei U_{K 1}=logisch "1" und U_{K 2}=logisch "0" die Ausgänge Z 2 und Z 4 der Verknüpfungs­ schaltung 12 das Potential logisch "1" und die Ausgänge Z 1 und Z 3 logisch "0" führen. Im umgekehrten Fall, d.h. wenn am Ausgang des zweiten Komparators IC 3b das Signal U_{K 2}=logisch "1" und am Ausgang des ersten Komparators IC 3a das Signal U_{K 1}=logisch 0 vorhanden ist, so liegt an den Ausgängen Z 1 und Z 3 der Verknüpfungsschaltung 12 logisch "1" und an den Ausgängen Z 2 und Z 4 logisch "0".

Die über die Ausgänge Z 1 bis z 4 erhaltenen Steuersignale S 1 bis S 4 sind in den Fig. 8c bis 8f dargestellt. Dabei zeigen die Fig. 8a und 8b noch einmal die Ausgangssignale U_{K 1} bzw. U_{K 2} der beiden Komparatoren IC 3a und IC 3b in entsprechender zeitlicher Zuordnung zu den Steuersignalen S 1 bis S 4.

Die in der Verknüpfungsschaltung 12 realisierte Zuordnung zwischen den Signalen U_{K 1} und U_{K 2} und den Steuersignalen S 1 bis S 4 läßt sich durch die folgende Funktionstabelle wieder­ geben:

In der letzten Zeile der obigen Tabelle ist der theoretisch unmögliche Zustand U_{K 1}=1 und U_{K 2}=1 dargestellt, der allenfalls bei einem Defekt an den Komparatoren IC 3a und IC 3b auftreten könnte. Jedoch ist in diesem hypothetischen Fall vorteilhafterweise sichergestellt, daß die Ansteuerung der Endstufen-Transistoren T 3 bis T 6 unterbleibt.

Mittels der Ansteuersignale S 1 bis S 4 werden die Gate- Elektroden G der Leistungstransistoren T 3 bis T 6 angesteu­ ert. Eine Ansteuerung der FET T 3 und T 6 über die Signale S 2 und S 4 bewirkt einen Stromfluß von der Leitung A 1 über T 3, D 8, Motor 2, T 6, R 19 zur Minusleitung A 2. Bei Ansteuerung der FET T 4 und T 5 über die Signale S 1 und S 3 erfolgt ein Stromfluß von der Leitung A 1 über T 4, D 11, Motor 2, T 5, R 19 zur Minusleitung A 2.

Die Ansteuerung der Endstufen-Transistoren T 3 bis T 6 erfolgt erfindungsgemäß mit einer der Netzfrequenz entsprechenden Frequenz, wodurch aufgrund der an der Leitung A 1 anliegen­ den, pulsierenden Gleichspannung U_{A 1}, die in Fig. 8g darge­ stellt ist, und aufgrund der alternierenden Einschaltung der Transistoren T 3, T 6 bzw. T 4, T 5 an dem Motor 2 die - abgesehen von den Tastlücken Δ t-exakt sinusförmige Wechselspannung U_M nach Fig. 8h (im zeitraum von t₀ bis t₃ anliegt.

Aus der pulsierenden Gleichspannung U_{A 1} wird somit eine sinusförmige Wechselspannung erzeugt, wobei sichergestellt ist, daß eine Überlappung der Ansteuersignale, die das gleichzeitige Durchschalten aller Brückentransistoren T 3 bis T 6 zur Folge hätte, sicher vermieden wird.

Bei der bisherigen Beschreibung wurde für den Zeitraum t₀ bis t₃ davon ausgegangen, daß die Ansteuerleitung S 5 signal­ frei, d.h. auf logisch "0" liegend, ist. Hierdurch befinden sich die beiden Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4) in nicht leitendem Zustand, so daß die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 der Verknüpfungsschaltung 12 "unbeschaltet" sind. Hierdurch ist die beschriebene Ansteuerfunktion über die Ausgänge Z 1 bis Z 4 bzw. die Steuersignale S 1 bis S 4 für eine Maximal­ drehzahl des Motors 2 gewährleistet.

Nun besteht allerdings erfindungsgemäß noch die Möglichkeit, durch Taktung der Transistoren T 5 und T 6 über ein über die Ansteuerleitung S 5 zugeführtes Steuersignal U_{K 4} (Fig. 10) sowie über die Transistoren T 1 und T 2 eine Veränderung der Drehzahl vornehmen zu können, was auf dem Wege der im fol­ genden beschriebenen Pulsweitenmodulation erfolgt.

Gemäß Fig. 3 besteht der Pulsweitenmodulator 16 im wesent­ lichen aus einem "Drehzahl"-Komparator IC 8b und einem Sägezahngenerator 32, dessen Ausgang mit dem nicht invertie­ renden Eingang des Drehzahl-Komparators IC 8b verbunden ist. Der Sägezahngenerator 32 erzeugt eine einer Gleichspannung überlagerte Sägezahnspannung U_SZG (siehe auch Fig. 9), deren Frequenz erfindungsgemäß oberhalb der Hörfrequenz, d.h. insbesondere bei ca. 20 kHz, liegt. Die Potentialhöhe der Sägezahnspannung U_SZG liegt beispielsweise im Bereich zwischen 4 V und 8 V. Der invertierende Eingang des Komparators IC 8b ist über einen Punkt B und gegebenenfalls über einen Kontakt BR 2 eines Umschalters 34 mit dem Schleif­ kontakt eines den Drehzahlsteller 18 (Fig. 1) bildenden Drehzahlstell-Potentiometers P 2 verbunden. Das Drehzahl­ stell-Potentiometer P 2 liegt in Reihe zwischen zwei Wider­ ständen R 29 und R 30 und bildet mit diesen einen Spannungs­ teiler R 29/P 2/R 30. In Abhängigkeit von dem Widerstandsver­ hältnis dieses Spannungsteilers und der Stellung des Schleifkontaktes des Potentiometers P 2 wird mit diesem eine Referenz- bzw. "Drehzahl-" Spannung U_DZ (Fig. 9) eingestellt und dem invertierenden Eingang des Drehzahl-Komparators IC 8b zugeführt. Der Ausgang dieses Komparators IC 8b ist mit der Ansteuerleitung S 5 verbunden und erzeugt ein Ausgangs­ signal U_{K 4} (Fig. 10), welches über die Widerstände R 15, R 26 die Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4) ansteuert.

Es soll nun die Funktion des Pulsweitenmodulators 16 und des Drehzahlstellers 18 insbesondere anhand der Fig. 9 und 10 erläutert werden.

In Fig. 9 ist die Abszisse (Zeit t) in drei Bereiche unter­ teilt, in denen drei verschiedene, durch das Drehzahlstell- Potentiometers P 2 vorgenommene Spannungseinstellungen der Referenzspannung U_DZ eingezeichnet sind. Dabei wurde der Übersichtlichkeit halber auf die Darstellung der Übergangs­ vorgänge bei Änderung der Drehzahleinstellung bzw. der Referenzspannung U_DZ verzichtet.

Im Zeitraum von t₀ bis t₃ ist die Referenzspannung U_DZ mittels des Potentiometers P 2 auf einen Wert eingestellt, der stets größer als die maximale Amplitude der Sägezahn­ spannung U_SZG ist. Demzufolge ist die Spannung U_DZ am invertierenden Eingang des Komparators IC 8b ständig höher als die Spannung U_SZG am nicht invertierenden Eingang, so daß folglich das Ausgangssignal U_{K 4} ständig auf logisch "0" liegt (Fig. 10). Demzufolge ist die Ansteuerleitung S 5 "signalfrei", so daß die Transistoren T 1 und T 2 in nicht leitendem Zustand bleiben. Es liegen hier somit die oben bereits beschriebenen Verhältnisse bei Maximaldrehzahl vor (vgl. das Zeitinterval t₀ bis t₃ in Fig. 8a bis 8h).

Wird nun die Spannung U_DZ am Drehzahlstell-Potentiometer P 2 verringert, so ergeben sich Schnittpunkte a, b, c, d, e, f mit der Sägezahnspannung U_SZG, wie im Zeitinterval t₄ bis t₇ in den Fig. 9 und 10 dargestellt ist. Das Ausgangssignal U_{K 4} des Komparators IC 8b ist jeweils logisch "0", wenn U_DZ <U_SZG, und logisch "1", wenn U<U_SZG. Auf diese Weise ergeben sich Rechteckimpulse U_{K 4} in der Frequenz der Säge­ zahnspannung U_SZG, wobei diese Impulse U_{K 4} über die Ansteu­ erleitung S 5 die Transistoren T 1 und T 2 getaktet ansteuern (Fig. 4). Die Transistoren T 1 und T 2 legen in durchgeschal­ tetem Zustand, d.h. bei U_{K 4}="1", Massepotential auf die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 der Verknüpfungsschaltung 12. Die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 beeinflussen die an den Ausgängen Z 3 und Z 4 anstehenden Steuersignale S 3 und S 4 derart, daß bei Massepotential an den Zusatzeingängen Y 3, Y 4 stets, d.h. unabhängig von den Signalen an den Eingängen Y 1 und Y 2, logisch "0" an den Ausgängen Z 3 und Z 4 anliegt, d.h. S 3=S 4="0". Da die Signale S 3 und S 4 die Endstufen- Transistoren T 5 und T 6 ansteuern, wird hierdurch folglich im Zeitraum von t₄ bis t₇ die Motorspannung U_M getaktet (vgl. hierzu auch Fig. 8e, 8f und 8h).

Durch Änderung der Spannung U_DZ am Potentiometer P 2 verschiebt sich die Spannung U_DZ in Fig. 9 in Doppelpfeil­ richtung 36, wodurch sich auch die Abstände zwischen den Schnittpunkten a und b, c und d usw. verändern. Da diese Abstände aber die Impulsdauer bzw. "Pulsweite" der Spannung­ simpulse U_{K 4} definieren, erfolgt somit eine Pulsweitenmodu­ lation der Spannungsimpulse U_{K 4} und damit auch der Motor­ spannung U_M über die Transistoren T 1 und T 2, die über die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 und die Ausgänge Z 3 und Z 4 der Verknüpfungsschaltung 12 die Steuersignale S 3 und S 4 takten. Durch die beschriebene Pulsweitenmodulation sind die sich unter der Spannungskurve der Motorspannung U_M (Fig. 8h) ergebenden Flächeninhalte (Spannungs-Integral) variabel, so daß die Motordrehzahl stufenlos von 0 bis max. veränder­ bar ist.

Im Zeitraum von t₈ bis t₉ (Fig. 9 und 10) ist nun der Fall dargestellt, in dem die Referenzspannung U_DZ stets kleiner als die minimale Amplitude der Sägezahnspannung U_SZG ist. Demzufolge ist das Ausgangssignal U_{K 4} des Komparators IC 8b stets logisch "1", so daß die Transistoren T 1 und T 2 über die Ansteuerleitung S 5 dauernd durchgeschaltet sind und Massepotential an die zusatzeingänge Y 3, Y 4 der Verknüp­ fungsschaltung 12 legen, was dazu führt, daß die Steuer­ signale S 3 und S 4 in jedem Fall, d.h. auch unabhängig von den Signalen an den Eingängen Y 1 und Y 2 der Verknüpfungs­ schaltung 12, logisch "0" sind. Dabei wirkt der Transistor T 1 über den Eingang Y 3 auf den Ausgang Z 3 und damit auf das Steuersignal S 3. Der Transistor T 2 wirkt über den Eingang Y 4 auf den Ausgang Z 4 und das Steuersignal S 4. Diese "0"- Signale S 3 und S 4 bewirken, daß die Endstufen-Transistoren T 5 und T 6 "zwangsweise" in nicht durchgeschaltetem Zustand gehalten werden, was zu einem Stillstand des Motors führt (Drehzahl=0).

In einer Weiterbildung der Erfindung kann - wie oben bereits angedeutet - in die Verbindungsleitung zwischen dem Schleif­ kontakt des Drehzahlstell-Potentiometers P 2 und dem Punkt B bzw. dem invertierenden Eingang des Drehzahl-Komparators IC 8b der Kontakt BR 2 des Umschalters 34 geschaltet sein. Der Umschalter 34 besitzt einen zweiten Kontakt BR 1, über den durch Umschalten anstatt der variablen Drehzahlspannung U_DZ eine externe Steuerspannung U_E als Referenzspannung gegebenenfalls über einen Widerstand R 31 dem Punkt B und dem invertierenden Eingang des Komparators IC 8b zugeführt werden kann, wobei dann die Höhe dieser Steuerspannung U_E der an dem Potentiometer P 2 einzustellenden Spannung U_DZ entspricht.

Im folgenden soll der Aufbau der oben bereits kurz erwähnten Treiberstufen TR näher erläutert werden, die mit Vorteil jeweils in die Steuerleitungen S 1 und S 2 geschaltet sein können (Fig. 4) .

Gemäß Fig. 6 besitzt jede Treiberstufe TR einen Netztrans­ formator 38, dessen Primärwicklung 38a an der Netzspannung U_N liegt und dessen Sekundärwicklung 38b mit einer Gleich­ richter-Brückenschaltung 40 verbunden ist. zur Spannungs­ glättung sind in Reihe mit der Gleichrichterschaltung 40 ein Widerstand R 10 sowie parallel zu der Gleichrichterschaltung 40 ein Kondensator C 6 geschaltet. Die Plusleitung ist mit dem Kollektor der Sekundärseite eines Optokopplers OPK ver­ bunden. Der Emitter des Optokopplers OPK ist mit dem Aus­ gang X 2 bzw. X 4 der Treiberstufe TR verbunden. Die an dem "Minuspunkt" der Gleichrichterschaltung 40 angeschlossene Minusleitung liegt an einem Ausgang A 6 bzw. A 7. Der Ausgang A 6 ist mit der Source-Elektrode S des Entstufen-Transistors T 3 und der Ausgang A 7 mit der Source-Elektrode S des Endstufen-Transistors T 4 verbunden (siehe Fig. 3). Der Ein­ gang X 1 bzw. X 3 der Treiberstufe TR ist über einen Wider­ stand R 12 mit der Primärseite, z.B. einer Leuchtdiode, des Optokopplers OPK verbunden, die anderseitig an der Masse­ leitung A 2 liegt. Parallel zu den Ausgangsleitungen X 2 bzw. X 4 und A 6 bzw. A 7 kann zum Abbau eventuell auftretender Spannungsspitzen eine Zenerdiode ZD 1 geschaltet sein. Ein weiterhin parallel zu der Zenerdiode ZD 1 geschalteter Wider­ stand R 11 dient dazu, während der Sperrphase des Optokopp­ lers OPK ein definiertes Ausgangssignal von OV am Ausgang X 2 bzw. X 4 vorzusehen, welches die Entladung der Gate- Elektrode G zur Sperrung der Endstufen-Transistoren T 3 bzw. T 4 bewirkt.

Die Funktion der Treiberstufe ist wie folgt. Über den Transformator 38 und die Gleichrichterschaltung 40 wird eine Gleichspannung erzeugt, die über den Widerstand R 10 und den Kondensator C 6 geglättet wird. Die Kollektor/Emitter- Strecke des Optokopplers OPK liegt in der Plusleitung, wobei sie leitend wird, sobald der Primärseite über X 1 bzw. X 3 ein logisches "1"-Signal zugeführt wird. Es wird somit in Abhängigkeit von dem Signal S 1 bzw. S 2 der Verknüpfungs­ schaltung 12 am Ausgang X 2 bzw. X 4 eine Rechteckspannung von beispielsweise ca. 12V erzeugt, die das eigentliche Steuer­ signal S 1 bzw. S 2 zum Ansteuern der Endstufentransistoren T 4 bzw. T 3 darstellt. Auf diese Weise wird eine galvanische Trennung zwischen dem Eingang X 1 bzw. X 3 und dem Ausgang X 2 bzw. X 4 erreicht.

Gemäß Fig. 2 sind in einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung eine Strombegrenzungseinrichtung STB und eine Einrichtung 44 für den Sanftanlauf des Motors 2 vorgesehen, wobei diese zusätzlichen Einrichtungen ebenfalls mit dem Pulsweitenmodulator 16 verbunden sind.

Im folgenden sollen nun diese erfindungsgemäßen Maßnahmen zum Anlauf des Motors 2 sowie zum Schutz des Motors 2 vor Überstrom, d.h. zur Strombegrenzung, beschrieben werden.

Gemäß Fig. 3 besitzt die Strombegrenzungseinrichtung STB (mit einer gestrichelten Linie abgegrenzt) den in den Motor- Stromkreis geschalteten, niederohmigen Widerstand R 19, über den der durch den jeweiligen Motorstrom hervorgerufene Span­ nungsabfall erfaßt wird. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R 19 und den Endstufen-Transistoren T 5 bzw. T 6 ist über einen Widerstand R 17 mit dem invertierenden Eingang eines weiteren Komparators ("Stromkomparator") IC 8a verbun­ den. Der nicht invertierende Eingang dieses Stromkompara­ tors IC 8a ist mit dem Schleifkontakt eines Stromeinstell- Potentiometers P 3 verbunden, welches zusammen mit einem in Reihe geschalteten Widerstand R 16 einen an der Gleich­ spannung +U_B von beispielsweise ca. 12 V liegenden Span­ nungsteiler bildet. Der Ausgang des Stromkomparators IC 8a ist einerseits mit dem zentralen Schaltungs-Punkt B, d.h. mit dem invertierenden Eingang des Drehzahl-Komparators IC 8b, und andererseits mit dem positiven Anschluß eines die Sanftanlauf-Einrichtung 44 bildenden Kondensators C 9 verbunden, wobei dieser Kondensator C 9 mit seinem negativen Anschluß mit der Masseleitung A 2 verbunden ist.

Es soll nun die Funktion der auch für den Anlauf zuständigen Strombegrenzungseinrichtung STB unter Bezug auf die Fig. 11 bis 13 erläutert werden.

Über das Stromeinstell-Potentiometers P 3 wird der nicht invertierende Eingang des Stromkomparators IC 8a auf eine bestimmte Referenzspannung U_{p 3} eingestellt, die im Normal­ betrieb des Motors 2 höher als die Spannung U_{R 19} am inver­ tierenden Eingang ist, so daß der Stromkomparator IC 8a nicht durchschaltet. Der Ausgang des Stromkomparators IC 8a ist als "open collector" geschaltet. Dies bedeutet, daß das Potential am Kollektor des Ausgangstransistors des Kompara­ tors IC 8a in nicht durchgeschaltetem zustand "frei schwe­ bend" ist, d.h. durch die äußere Beschaltung bestimmt wird. Im durchgeschalteten Zustand liegt am Kollektor Massepoten­ tial an. Hierdurch stellt sich im vorliegenden Fall am Ausgang des Stromkomparators IC 8a ein schwebendes Potential ein, welches durch die Ladespannung U_{C 9} des Kondensators C 9 bestimmt wird. Die Höhe der Ladespannung U_{C 9} richtet sich nach dem Widerstandsverhältnis des Spannungsteilers R 29/P 2/ R 30 und dabei nach der jeweiligen Einstellung des Drehzahl­ stell-Potentiometers P 2, d.h. der Kondensator C 9 wird über R 30 und P 2 geladen und bei Spannungsabschaltung des Motors 2 über die Widerstände R 29 und P 2 entladen, da ja - wie oben bereits erwähnt - der Schleifkontakt des Drehzahlstell- Potentiometers P 2 mit dem zentralen Schaltungspunkt B verbunden ist. Es gilt folglich die Bedingung U_DZ=U_{C 9}.

Beim Zuschalten der Betriebsspannung erfolgt gemäß Fig. 11 eine exponentielle Aufladung des Kondensators C 9, ausgehend von der Spannungsversorgung +U_B (12V) über die Widerstände R 30 und P 2 und über den Kondensator C 9 nach Masse. Die Spannung U_DZ bzw. U_{C 9} am invertierenden Eingang des Drehzahl-Komparators IC 8b ist dabei zunächst kleiner als die Spannung U_SZG an seinem nicht invertierenden Eingang, so daß das Ausgangssignal U_{K 4}=logisch "1" abgegeben wird (Fig. 12). Dieser Zustand ist in dem Zeitbereich zwischen t₁₀ und t₁₁ dargestellt. Die Ladespannung U_{C 9}=U_DZ ist kleiner als die Sägezahnspannung U_SZG. Das Ausgangssignal U_{K 4} des Komparators IC 8b ist aus Fig. 12 ersichtlich und hat den Wert logisch "1". Hierdurch erfolgt in der bereits beschriebenen Weise die Ansteuerung der Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4), so daß an den Eingängen Y 3 und Y 4 der Verknüp­ fungsschaltung 12 Masse anliegt. Dies ist in Fig. 13 dargestellt, in der die Signale an den Eingängen Y 3 und Y 4 der Verknüpfungsschaltung 12 mit U_{S 6} bzw. U_{S 7} bezeichnet sind. Im Zeitpunkt t₁₁ hat die Ladespannung U_{C 9} einen solchen Wert erreicht, daß ein erster Schnittpunkt mit der Sägezahnspannung U_SZG auftritt. Es entsteht hierdurch ein erster Taktimpuls. Hierzu kann auf die obigen Ausführungen zu den Fig. 9 und 10 verwiesen werden.

Der Motor 2 läuft nun im Zeitpunkt t₁₁ beim ersten Impuls an, wobei aufgrund der getakteten Steuersignale S 3 und S 4 eine Motorspannung U_M anliegt, die im Prinzip der Kurve nach Fig. 8h zwischen den zeitpunkten t₄ und t₇ entspricht. Allerdings ist die Impulsbreite im Anlauf wegen der expo­ nentiellen Spannungszunahme am Kondensator nicht konstant, wie dies aus Fig. 13 zwischen den Zeitpunkten t₁₁ und t₁₂ ersichtlich ist.

Wird der durch den Motorstrom am Widerstand R 19 hervorge­ rufene Spannungsabfall U_{R 19} so groß, daß die am invertieren­ den Eingang des Stromkomparators IC 8a anliegende Spannung U_{R 19} die am nicht invertierenden Eingang anliegende Referenzspannung U_{p 3} übersteigt, so wird der Ausgangstran­ sistor des Stromkomparators IC 8a leitend und legt damit den Ausgang auf Massepotential. Hierdurch wird der invertie­ rende Eingang des Drehzahlkomparators IC 8b auf Masse gelegt und gleichzeitig der Kondensator C 9 entladen. Dies ist in Fig. 11 bis 13 zum Zeitpunkt t₁₂ der Fall. Aufgrund des Massepotentials am invertierenden Eingang des Drehzahlkom­ parators IC 8b liegt nach entsprechender Entladung des Kondensators C 9 am nicht invertierenden Eingang von IC 8b eine höhere Spannung an (Zeitpunkt t₁₃ in Fig. 11 bis 13). Der Drehzahlkomparator IC 8b gibt in diesem Falle das Ausgangssignal U_{K 4}=logisch "1" ab. Dies führt zu einer Durchschaltung der Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4), die dadurch Massepotential an die Zusatzeingänge Y 3 und Y 4 der Verknüpfungsschaltung 12 anlegen (Fig. 13, Zeitpunkt t₁₃). Dies bewirkt ebenso wie im zuvor beschriebenen Falle der Drehzahlregelung mittels des Potentiometers P 2, daß die Steuersignale S 3 und S 4 auf logisch "0" schalten, was zur Sperrung der Endstufen-Transistoren T 5 und T 6 der Motorend­ stufe führt.

Aufgrund dieser Abschaltung des Motorstromes liegt der invertierende Eingang des Stromkomparators IC 8a über den Widerstand R 19 an Masse, was zur Folge hat, daß die Aus­ gangsstufe des Komparators IC 8a in den sperrenden Zustand übergeht, d.h. seinen Ausgang massefrei schaltet. Da nun­ mehr der Verbindungspunkt B in Fig. 3 zwischen dem Dreh­ zahlstell-Potentiometer P 2 und dem Kondensator C 9 nicht mehr an Masse liegt, kann die Aufladung des Kondensators C 9 wieder erfolgen. Dieser Zeitpunkt ist in Fig. 11 mit t₁₄ bezeichnet.

Da die Höhe des zulässigen Motorstromes durch eine ent­ sprechende Einstellung des Stromeinstell-Potentiometers P 3 am nicht invertierenden Eingang des Stromkomparators IC 8a einstellbar ist, kann dessen Ausgang auch vor der voll­ ständigen Entladung des Kondensators C 9 seinen Ausgang "massefrei" schalten, so daß der Aufladevorgang dann zum Zeitpunkt t₁₄ erfolgen kann, wie dies in Fig. 11 gestri­ chelt angedeutet ist.

Dieser beschriebene Vorgang kann sich je nach Einstellung des Stromeinstell-Potentiometers P 3 bzw. der Referenzspan­ nung U_{p 3} am nicht invertierenden Eingang des Stromkompara­ tors IC 8a mehrmals wiederholen, bis der gegenüber dem Nenn­ betrieb des Motors erhöhte Anlaufstrom auf seinen Nominal­ wert abgeklungen ist. Der Motor 2 läuft dann mit der am Drehzahleinstell-Potentionmeter P 2 bzw. über die externe Steuerspannung U_E voreingestellten Geschwindigkeit.

In einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung enthält die Motorschaltung weiterhin eine Übertemperatur-Abschalt­ einrichtung 50 (siehe auch das gegenüber Fig. 1 erweiterte Blockschaltbild in Fig. 2) zum Schutz des Motors 2 bzw. der Elektronik-Bauteile gegen Übertemperatur. Diese Abschalt­ einrichtungt 50 ist in Fig. 3 ebenfalls durch eine gestri­ chelte Linie abgegrenzt. Auch diese Übertemperatur- Abschalteinrichtung 50 wirkt erfindungsgemäß über den zentralen Schaltungspunkt B auf den Drehzahlkomparator IC 8b, der seinerseits durch sein Ausgangssignal U_{K 4} die Ansteue­ rung der Endstufen-Transistoren T 5 und T 6 beeinflußt.

Gemäß Fig. 3 besitzt die Übertemperatur-Abschalteinrichtung 50 den Spannungseingang A 3 und den Masseeingang A 2, zwischen denen die von der Spannungsversorgungsschaltung 20 nach Fig. 5 erzeugte, positive Gleichspannung +U_B anliegt. Zwischen den Spannungseingang A 3 und Masse A 2 ist ein Spannungsteiler geschaltet, der aus einem Widerstand R 40 und einem hierzu in Reihe geschalteten NTC-Widerstand besteht, wobei der NTC- Widerstand einen Temperaturfühler darstellt. Ein Punkt C zwischen dem Widerstand R 40 und dem NTC-Widerstand dieses Spannungsteilers ist einerseits über einen Widerstand R 36 mit dem invertierenden Eingang eines ersten "Temperatur- Komparators" IC 8c sowie andererseits über einen Widerstand R 39 mit dem invertierenden Eingang eines zweiten "Tempera­ tur-Komparators" IC 8d verbunden. Ein aus drei in Reihe geschalteten Widerständen R 32, R 33, R 34 gebildeter Span­ nungsteiler ist ebenfalls zwischen +U_B (Anschluß A 3) und Masse A 2 geschaltet. Der Punkt zwischen den ersten beiden Widerständen R 32 und R 33 dieses Spannungsteilers ist mit dem nicht invertierenden Eingang des ersten Temperatur- Komparators IC 8c verbunden. Der Punkt zwischen dem zweiten und dritten Widerstand R 33 und R 34 des Spannungsteilers ist mit dem nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur- Komparators IC 8d verbunden. Hierdurch liegt am nicht inver­ tierenden Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8c eine Referenzspannung U_{ref 3} von beispielsweise etwa 8,8 V und am nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur- Komparators IC 8d eine Referenzspannung U_{ref 4} von z.B. etwa 6,7 V an. An den invertierenden Eingängen der beiden Temperatur-Komparatoren IC 8c und IC 8d liegt jeweils eine Spannung von z.B. maximal 10 V an, wobei diese Spannung abhängig ist von der Erwärmung des NTC-Widerstandes und der damit verbundenen Widerstandsänderung. Der Ausgang des ersten Temperatur-Komparators IC 8c ist mit der Basis eines Sperrtransistors T 7 verbunden, dessen Emitter an Masse A 2 und dessen Kollektor an dem invertierenden Eingang des zweiten Temperatur-Komparators IC 8d liegt. Der Ausgang des zweiten Temperatur-Komparators IC 8d ist einerseits über einen Widerstand R 37 mit der Basis des Sperrtransistors T 7 und andererseits über einen Widerstand R 38 mit der Basis eines Abschalttransistors T 8 verbunden. Der Emitter dieses Abschalttransistors T 8 liegt an Masse A 2, und der Kollektor des Abschalttransistors T 8 ist mit dem zentralen Schaltungs­ punkt B der erfindungsgemäßen Motorschaltung, und damit auch mit dem invertierenden Eingang des Drehzahlkomparators IC 8b verbunden.

Im folgenden soll nun die Funktionsweise der erfindungs­ gemäßen Übertemperatur-Abschalteinrichtung 50 erläutert werden. Während des Normalbetriebes des erfindungsgemäßen Motors 2 ist der Abschalttransistor T 8 nicht leitend, was bedeutet, daß sein Kollektor die an dem Punkt B anliegende Spannung führt. Die Übertemperatur-Abschalteinrichtung 50 hat somit vorteilhafterweise keinen Einfluß auf das sonstige Schaltverhalten des Drehzahlkomparators IC 8b. Wie bereits erwähnt, liegt am nicht invertierenden Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8c die Spannung U_{ref 3} von ca. 8,8 V und am nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur- Komparators IC 8d die Spannung U_{ref 4} von ca. 6,7 V an. Dabei führen die beiden Temperatur-Komparatoren IC 8c und IC 8d jeweils das Potential logisch "0" an ihren Ausgängen. An den invertierenden Eingängen beider Komparatoren liegt - wie ebenfalls bereits erwähnt - eine Spannung U_temp von jeweils ca. 10 V an. Durch das Ausgangssignal logisch "0" an dem ersten Temperatur-Komparator IC 8c liegt Massepotential an der Basis des Sperrtransistors T 7, so daß dessen Einschal­ tung verhindert wird.

Erfolgt nun eine Erwärmung bzw. Erhitzung des Motors 2, so nimmt der Widerstandswert des NTC-Widerstandes ab. Dies ist mit einer Abnahme des Spannungsabfalles an dem NTC-Wider­ stand verbunden und damit auch mit einer Verringerung der Spannung U_temp an den invertierenden Eingängen der beiden Temperatur-Komparatoren IC 8c und IC 8d. Wird am invertieren­ den Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8c die am nicht invertierenden Eingang anliegende Referenzspannung U_{ref 3} unterschritten (U_temp<U_{ref 3}), so ändert dieser Komparator seinen Schaltzustand, so daß die Verbindung zur Masse bzw. zum Nullpotential unterbrochen wird ("open collector"-Schaltung). Da die beiden Temperatur- Komparatoren auf unterschiedlichen Referenzspannungen U_{ref 3} und U_{ref 4} liegen, erfolgt zu diesem Zeitpunkt noch keine Umschaltung des zweiten Temperatur-Komparators IC 8d.

Nimmt die Temperatur nun jedoch weiter zu, so erfolgt eine weitere Abnahme der Spannung U_temp an den beiden invertie­ renden Komparatoreingängen. Wird nun auch die Schalt­ schwelle des zweiten Temperatur-Komparators IC 8d unter­ schritten (U_temp<U_{ref 4}), so nimmt sein Ausgang logisch "1" an und schaltet dadurch über den Basis-Vorwiderstand R 38 den Abschalttransistor T 8 durch. Dieser legt den Schal­ tungspunkt B, d.h. den invertierenden Eingang des Drehzahl­ komparators IC 8b an Masse. Hierdurch wird dessen Ausgangs­ signal U_{K 4} - wie oben bereits eingehend beschrieben - logisch "1", wodurch die Transistoren T 1 und T 2 (Fig. 4) durchgeschaltet werden und logisch "0" an die Eingänge Y 3 und Y 4 der Verknüpfungsschaltung 12 gelegt wird. Die Steuersignale S 3 und S 4 werden dadurch - wie an anderer Stelle schon beschrieben - logisch "0", d.h. der Motorstrom wird unterbrochen und der Motor somit abgeschaltet.

Durch das Ausgangssignal logisch "1" des zweiten Temperatur- Komparators IC 8d wird über den Basiswiderstand R 37 auch der Sperrtransistor T 7 durchgesteuert, der nun den invertieren­ den Eingang des zweiten Temperaturkomparators IC 8d über seine Kollektor-Emitter-Strecke an Massepotential A 2 legt. Hiermit wird erreicht, daß eine Umschaltung des zweiten Komparators IC 8d aufgrund von geringfügigen Temperaturab­ nahmen verhindert wird. Dies stellt praktisch eine "Selbsthaltung" des zweiten Temperatur-Komparators IC 8d in seinem durchgeschalteten Zustand dar.

Erfolgt nun eine Abkühlung des Motors, so ist dies mit einer Zunahme des Widerstandswertes des NTC-Widerstandes verbun­ den. Dies hat auch eine Spannungszunahme am invertierenden Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8c zur Folge. Ein Spannungsanstieg am invertierenden Eingang des zweiten Temperator-Komparators IC 8d wird jedoch verhindert, da dessen Potential aufgrund des weiterhin durchgesteuerten Sperrtransistors T 7 auf Massepotential liegt.

Hat sich die Spannung U_temp am invertierenden Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8c aufgrund der Abkühlung des Motors und damit auch des NTC-Widerstandes bis zur Referenzspannung U_{ref 3} erhöht, wird der Ausgang des ersten Temperatur-Komparators IC 8c wieder auf logisch "0" geschal­ tet. Dies bewirkt, daß Massepotential an die Basis des Sperrtransistors T 7 gelegt wird. Der Transistor T 7 geht da­ mit in den sperrenden Zustand über, so daß dessen Kollektor- Potential dem erfolgten Spannungsanstieg am Punkt C folgen kann. Da diese Spannung U_temp höher ist als die Referenz­ spannung U_{ref 4} am nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur-Komparators IC 8d, schaltet dieser zweite Kompa­ rator seinen Ausgang auf logisch "0", was zur Sperrung des Abschalttransistors T 8 und damit zur Freigabe des Wiederan­ laufes des Motors führt.

Der Anlauf des Motors 2 erfolgt nun auf die bereits beschriebene Weise über die Aufladung des Kondensators C 9.

Die erfindungsgemäße Übertemperatur-Abschalteinrichtung 50 gewährleistet somit ein automatisches Abschalten bei Über­ temperatur, vorteilhafterweise aber auch ein automatisches Wiederanlaufen des Motors nach einer erfolgten Abkühlung.

Es ist weiterhin vorteilhaft, wenn zwischen den invertieren­ den Eingang des ersten Temperatur-Komparators IC 8c und Masse A 2 ein Kondensator C 10 geschaltet ist. Mit diesem Kondensa­ tor C 10 kann die Ansprechzeit der Übertemperatur-Abschalt­ einrichtung 50 beeinflußt werden, wobei dieser Kondensator C 10 durch eine Glättung der Spannung sicherstellt, daß kurz­ zeitige Spannungsspitzen keinen Einfluß auf das Schaltver­ halten des ersten Temperatur-Komparators IC 8c ausüben. Es liegt somit eine gewisse Schalthysterese vor.

Die Erfindung ist keineswegs auf das dargestellte und beschriebene Ausführungsbeispiel beschränkt, sondern umfaßt auch alle im Sinne der Erfindung gleichwirkenden Ausfüh­ rungsformen.

Claims (18)

1. Gepulster Spannungssteller für einen Wechselstrommotor (2),

• 1.1 mit einer ungesteuerten Netzspannungs-Gleichrichterschaltung (6) zur Bereitstellung einer ungeglätteten, pulsierenden, aus Sinushalbwellen bestehenden Gleichspannung (U_A1) und
• 1.2 mit einer Endstufe (4) mit mehreren, in einer Brückenschaltung angeordneten, überlappungsfrei angesteuerten, elektronischen Schaltelementen (T3 bis T6) zur Pulsweitenmodulation,
• 1.3 wobei die Endstufe (4) eingangsseitig mit der Gleichrichterschaltung (6) und ausgangsseitig mit dem Wechselstrommotor (2) verbunden ist, und
• 1.4 wobei den Schaltelementen (T3 bis T6) Freilaufdioden (D7, D9, D10, D12) parallelgeschaltet sind.

2. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine die Schaltelemente (T3 bis T6) der Endstufe (4) derart entsprechend der Netzfrequenz paarweise ansteuernde Ansteuereinrichtung (10, 12), daß an mit dem Motor (2) verbundenen Ausgängen (M1, M2) der Endstufe (4) eine sich aus den sinusförmigen Halbwellen der pulsierenden Gleichspannung (U_A1) zusammensetzende Motor-Wechselspannung (U_M) anliegt.

3. Spannungssteller nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest jeweils eines (T5; T6) der paarweise angesteuerten Schaltelemente (T3, T6; T4, T5) mit seiner Steuerelektrode (G) mittelbar mit einem mit einer konstanten, pulsweitenmodulierbaren Taktfrequenz taktenden Pulsweitenmodulator (16) verbunden ist.

4. Spannungssteller nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktfrequenz des Pulsweitenmodulators (16)16 kHz, insbesondere ca. 20 kHz, ist.

5. Spannungssteller nach einem oder mehreren der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuereinrichtung eine Ansteuerschaltung (10) mit einem ersten Komparator (IC 3a) und einem zweiten Kom­ parator (IC 3b) aufweist, wobei an dem invertierenden Eingang des ersten Komparators (IC 3a) eine positive Referenzspannung (U_{ref 1}) und an dessen nicht invertie­ rendem Eingang eine aus der Netz-Wechselspannung (U_N) abgeleitete, mit dieser gleichphasige, positive sinus­ förmige Halbwellen aufweisende Spannung (U_{p 1}) anliegt, und wobei an dem nicht invertierenden Eingang des zweiten Komparators (IC 3b) eine negative Referenzspan­ nung (U_{ref 2}) und an dessen invertierendem Eingang eine aus der Netz-Wechselspannung (U_N) abgeleitete, mit dieser gleichphasige, negative sinusförmige Halbwellen aufweisende Spannung (U_{N 2}) anliegt, wobei der Betrag der Referenzspannungen (U_{ref 1}, U_{ref 2}) jeweils sehr viel kleiner als der Betrag des Scheitelwertes der entspre­ chenden abgeleiteten Spannung (U_{p 1}, U_{N 2}) ist.

6. Spannungssteller nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuereinrichtung eine Verknüpfungsschaltung (12) mit zwei Eingängen (Y 1, Y 2) aufweist, die jeweils über eine Leitung (K 1, K 2) mit einem Ausgang eines der beiden Komparatoren (IC 3a, IC 3b) der Ansteuerschaltung (10) verbunden sind, wobei die Verknüpfungsschaltung (12) vier mit den Steuerelektroden (G) der elektroni­ schen Schaltelemente (T 3 bis T 6) der Endstufe (4) verbundene Ausgänge (Z 1 bis Z 4) für Steuersignale (S 1 bis S 4) aufweist.

7. Spannungssteller nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß in zumindest zwei der Leitungsverbindungen zwischen den Ausgängen (Z 1, Z 2) der Verknüpfungsschaltung (12) und den Schaltelementen (T 3, T 4) der Endstufe (4) jeweils eine Treiberstufe (TR) zur galvanischen Trennung zwischen der Verknüpfungsschaltung (12) und der End­ stufe (4) angeordnet ist.

8. Spannungssteller nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Verknüpfungsschaltung (12) zwei Zusatzeingänge (Y 3, Y 4) besitzt, die mindestens zwei der Ausgänge (Z 3, Z 4) derart beeinflussen, daß bei logischem "0"-Potential an den Zusatzeingängen (Y 3, Y 4) die Steuersignale (S 3, S 4) an diesen Ausgängen (Z 3, Z 4) jedenfalls gleich logisch "0" sind.

9. Spannungssteller nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Zusatzeingänge (Y 3, Y 4) der Verknüpfungsschaltung (12) jeweils über die Kollektor/Emitter-Strecke eines Transistors (T 1, T 2) mit Masse (A 2) verbunden sind, wobei die Basen der beiden Transistoren (T 1, T 2) mit einer gemeinsamen Ansteuerleitung (S 5) verbunden sind.

10. Spannungssteller nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die gemeinsame Ansteuerleitung (S 5) mit dem Ausgang eines den Pulsweitenmodulator (16) bildenden Drehzahl- Komparators (IC 8b) verbunden ist, dessen nicht inver­ tierender Eingang mit einem Ausgang eines Sägezahn­ generators (32) verbunden ist, und dessen invertieren­ der Eingang mit einem zentralen Schaltungspunkt (B) verbunden ist.

11. Spannungssteller nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der zentrale Schaltungspunkt (B) mit einem Schleifkontakt eines Drehzahlstell-Potentiometers (P 2) verbunden ist.

12. Spannungssteller nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß der zentrale Schaltungspunkt (B) mit einem Anschluß für eine externe Steuerspannung (U_E) verbunden ist.

13. Spannungssteller nach einem oder mehreren der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß der zentrale Schaltungspunkt (B) mit einem eine Sanft­ anlauf-Einrichtung (44) bildenden Kondensator (C 9) verbunden ist.

14. Spannungssteller nach einem oder mehreren der Ansprüche 10 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß der zentrale Schaltungspunkt (B) mit dem Ausgang eines eine Strombegrenzungseinrichtung (STB) bildenden Stromkomparators (IC 8a) verbunden ist, an dessen invertierendem Eingang eine an einem in den Motor­ stromkreis geschalteten Widerstand (R 19) abgegriffene, dem Motorstrom proportionale Spannung (U_{R 19}) anliegt, und an dessen nicht invertierendem Eingang eine über ein Stromeinstell-Potentiometer (P 3) einstellbare Strom-Referenzspannung (U_{p 3}) anliegt.

15. Spannungssteller nach einem oder mehreren der Ansprüche 10 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß der zentrale Schaltungspunkt (B) mit dem Ausgang einer Übertemperatur-Abschalteinrichtung (50) verbunden ist.

16. Spannungssteller nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertemperatur-Abschalteinrichtung (50) einen ersten Temperatur-Komparator (IC 8c) und einen zweiten Tempera­ tur-Komparator (IC 8d) aufweist, wobei an den invertierenden Eingängen dieser Komparatoren jeweils eine an einem temperaturabhängigen Widerstand (NTC) abfallende Spannung (U_temp) anliegt, und wobei an dem nicht invertierenden Eingang des ersten Temperatur-Komparators (IC 8c) eine erste Referenzspannung (U_{ref 3}) und an dem nicht invertierenden Eingang des zweiten Temperatur- Komparators (IC 8d) eine zweite Referenzspannung (U_{ref 4}) anliegt, wobei die erste Referenzspannung (U_{ref 3}) größer als die zweite Referenzspannung (U_{ref 4}) sowie im Normalbetrieb des Motors die Spannung (U_temp) an dem temperaturabhängigen Widerstand (NTC) größer als die erste Referenzspannung (U_{ref 3}) ist.

17. Spannungssteller nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der invertierende Eingang des zweiten Temperatur-Kompara­ tors (IC 8d) über die Kollektor/Emitter-Strecke eines Sperrtransistors (T 7) mit Masse (A 2) verbunden ist, wobei die Basis des Sperrtransistors (T 7) einerseits mit dem Ausgang des ersten Temperatur-Komparators (IC 8c) sowie andererseits mit dem Ausgang des zweiten Temperatur-Komparators (IC 8d) verbunden ist.

18. Spannungssteller nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des zweiten Temperatur-Komparators (IC 8d) mit der Basis eines Abschalttransistors (T 8) verbunden ist, dessen Kollektor/Emitter-Strecke zwischen Masse (A 2) und dem mit dem zentralen Schaltungspunkt (B) verbundenen Ausgang der Übertemperatur-Abschalteinrichtung (50) liegt.