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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Drehzahlsteuerung
eines Wechselstrommotors, insbesondere Synchronmotors, mit einer mit der Frequenz
betragsmäßig steigenden Spannung durch Umformung einer Gleichspannung in eine Folge
von Rechteckimpulsen gleicher Amplitude und veränderbaren Tastverhältnisses mittels
einer in jedem Zweig ein elektronisch tastbares, nur in einer Richtung durchlässiges
Schaltglied aufweisenden Brücke, an deren Diagonalpunkten die Gleichspannung liegt
bzw. die Folge der Rechteckimpulse zum Antrieb des Motors abnehmbar ist, und mittels
eines Pulsgenerators veränderbarer Pulsfrequenz zur Tastung der Schaltglieder der
Brücke.
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Es ist in vielen Fällen zweckmäßig, die Drehzahl von Elektromotoren
durch Verändern eines Parameters der angelegten Antriebsspannung zu verändern. Beispielsweise
ist es bekannt, daß die Drehzahl eines Synchronmotors durch Verändern der Frequenz
der angelegten Spannung geändert werden kann. Jedoch ändert sich der induktive Widerstand
des Motors im Verhältnis zur Frequenz, so daß bei gleichbleibender Höhe der Versorgungsspannung
der Motor bei abnehmender Frequenz mehr Strom verbraucht und entsprechende Maßnahmen
getroffen werden müssen, um den mittleren Motorstrom innerhalb eines gewissen Frequenzbereiches
konstant zu halten, wenn das Drehmoment konstant bleiben soll.
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Bei den heutigen mit Motorantrieb von variabler Geschwindigkeit arbeitenden
elektronischen Anlagen ist es oft zweckmäßig, Synchronmotoren von Gleichspannungsquellen
her anzutreiben. Bei vielen Anwendungsgebieten ist es ferner notwendig, daß das
zugehörige Schaltsystem auf kleinem Raum zusammengedrängt, leicht und somit tragbar
oder im mobilen Einsatz verwendbar ist, wie beispielsweise im Fahrzeug- und Flugzeug-Nachrichtensystem,
wo empfangene Meldungen automatisch an von einer Sendestation entfernter Stelle
von einem mit hoher Geschwindigkeit arbeitenden Schreiber oder Drucker wiedergegeben
werden. Zur Vergrößerung des Anwendungsbereiches und zur leichteren Bedienung sind
zweckmäßig mehrere Druckgeschwindigkeiten vorgesehen, und dementsprechend muß für
den Drucker ein Antriebsmechanismus vorgesehen werden, dessen Drehzahl über einen
verhältnismäßig großen Bereich veränderbar ist.
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Der Motor wird in solchen Fällen durch eine getriggerte Schaltung
betrieben, wobei die Geschwindigkeit durch die Wiederholfrequenz der dem System
erteilten Triggerimpulse gesteuert wird. Bei bekannten Systemen dieser Art werden
dem Motor unabhängig von einer Veränderung der Impulswiederholfrequenz Impulse eines
konstanten Tastverhältnisses erteilt. Somit muß zur Erhaltung des mittleren Motorstromes
bei Veränderung der Impulswiederholfrequenz die Impulsamplitude verändert und/oder
Energie vernichtet werden. Dies erfordert ein unwirtschaftliches und kompliziertes
Energieversorgungssystem.
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Bekannt ist weiterhin eine Anordnung zum Umformen einer Gleichspannung
in einen Rechteckimpuls mit einer in jedem Zweig ein elektronisch tastbares, lediglich
in einer Richtung durchlässiges Schaltglied aufweisenden Brücke, an deren Diagonalpunkten
die Gleichspannung liegt bzw. der Rechteckimpuls zum Antrieb eines Motors abnehmbar
ist (deutsche Auslegeschrift 1065 080). Der Motor ist hier als Kurzschlußläufermotor
ausgebildet. Der Effektivwert der in dieser Anordnung erzeugten Rechteckimpulsspannung
bleibt pro Zeiteinheit, die als Halbperiode der Wechselspannung angenommen wird,
sowohl bei einer dieser Wechselspannung entsprechenden Frequenz als auch bei einer
dieser Wechselspannung entsprechenden halben Frequenz im wesentlichen gleich. Die
Problemstellung dieser bekannten Anordnung liegt darin, einen Frequenzumwandler
zu schaffen, welcher hohe Gleichstromenergien zu verarbeiten vermag, und darin,
die Motorspeisespannung etwa linear mit der Frequenz ansteigen zu lassen. Hier weisen
die Stromimpulse innerhalb einer Halbperiode der Grundwelle gleiche Polarität auf.
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Gegenstand eines älteren Patentes (deutsches Patent 1183 592)
ist ferner eine Anordnung zur Speisung eines Synchronmotors über im Schaltbetrieb
mit sehr hoher Schaltfrequenz arbeitende Wechselrichter aus einer festen Gleichstromquelle,
bei welcher das Schaltzeitenverhältnis der steuerbaren Schaltelemente jedes Wechselrichters
in Abhängigkeit der Augenblickswerte periodischer, vorzugsweise sinusförmiger Sollwertwechselspannungen
mit einer wesentlich geringeren Frequenz als die Schaltfrequenz derart gesteuert
wird, daß der zeitliche Verlauf des Mittelwertes der zerhackten Ausgangsspannung
jedes Wechselrichters seinem Sollwertspannungsverlauf entspricht, und bei welcher
der Läufer des Synchronmotors eine dreiphasige Wicklung besitzt, die derart mit
der Dreiphasenwicklung des Ständers in Reihe geschaltet ist, daß vom Läufer ein
zum Ständerdrehfeld gegenläufiges Drehfeld erregt wird. Mit dieser Anordnung wird
der einstellbare Drehzahlbereich bei Speisung eines Synchronmotors erhöht.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung einer Anordnung
zur Drehzahlsteuerung eines Wechselstrommotors, insbesondere eines Synchronmotors,
mittels einer linear mit der Frequenz zunehmenden, im wesentlichen ein konstantes
Drehmoment bei beliebig eingestellten Frequenzen bzw. Motordrehzahlen erzeugenden
Spannung, bei der die derart veränderbare Speisespannung für den Motor aus einer
festen Gleichstromquelle innerhalb weiter Schaltfrequenzbereiche ohne große Energieverluste
und ohne komplizierte Schalteinrichtungen erzeugbar ist. Ferner sollen in Verbindung
damit Einrichtungen vorgesehen sein, die das Koppeln von Gleichstromimpulsen wechselnder
Polarität an den Motor innerhalb eines großen Frequenzbereiches ermöglichen, ohne
daß dafür große, schwere und gegenüber Frequenz- und Wellenform empfindliche Transformatoren
und andere magnetische Kopplungsgeräte erforderlich sind.
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Diese Aufgabe wird bei der eingangs geschilderten Anordnung zur Drehzahlsteuerung
gemäß der Erfindung gelöst durch eine monostabile Kippschaltung, die eine konstante,
dem halben Reziprokwert der zu erzeugenden maximalen Pulsfrequenz entsprechende
Schaltzeit aufweist, und eine Ausgangssignale mit der Wiederholfrequenz des Pulsgenerators
liefernde bistabile Kippschaltung, die beide eingangsseitig durch den Pulsgenerator
beaufschlagt sind, sowie ein Paar UND-Gatter mit je zwei Eingängen, die jeweils
durch den Ausgang der monostabilen Kippschaltung sowie durch einen der zwei komplementären
Ausgänge der bistabilen Kippschaltung derart beaufschlagt und ausgangsseitig mit
den Tasteingängen von jeweils zwei der in gegenüberliegenden Brückenzweigen angeordneten
Schaltgliedern
verbunden sind, daß an den an den Motor angeschlossenen Diagonalpunkten der Brücke
eine Folge von Rechteckimpulsen konstanter Breite und mit der Pulsfrequenz wachsenden
Tastverhältnisses abnehmbar ist. Der Vorteil der vorliegenden Erfindung, daß der
Effektivwert der Spannung proportional zur Frequenz zu- oder abnimmt, ist ohne weiteres
aus den weiter unten beschriebenen Impulsdiagrammen der vorliegenden Erfindung zu
ersehen. Zweckmäßigerweise betrachtet man hierzu zwei Perioden einer Rechteckimpulsspannung
als Zeiteinheit. Die Veränderung des Impulsabstandes bei gleichbleibender Impulsbreite
wird durch eine einfache und billig herzustellende Schaltung erreicht.
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In vorteilhafter Weiterbildung der Erfindung sprechen die UND-Gatter
bei Koinzidenz der an ihren Eingängen auftretenden Signale der bistabilen und der
monostabilen Schaltung an. Erfindungsgemäß können auch Impedanzanpassungstreiberschaltungen
vorgesehen sein, die die Ausgänge der UND-Gatter an zwei angrenzende Zweige der
Brücke koppeln. Mit diesen Anordnungen ist in vorteilhafter Weise eine bessere Ausnutzung
der Energie gegeben. Die bistabilen und monostabilen Steuerschaltungen werden von
einer gemeinsamen Quelle aus getriggert. Durch die Kopplung werden Stromimpulse
wechselnder Polarität an den Motor gegeben, so daß beim Triggern des monostabilen
und des bistabilen Schaltkreises in vorbestimmter Frequenz dem Motor Halbwellenimpulse
mit einem Tastverhältnis von 100% erteilt werden.
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Erfindungsgemäß können auch die gegenüberliegenden Zweige der Brücke
leitend sein in Abhängigkeit von der Koinzidenz der Signale, die mit Hilfe der bistabilen
und monostabilen Schaltung an die Eingänge des ersten und des zweiten UND-Gatters
gelegt werden. Besonders vorteilhaft sind erfindungsgemäß Einrichtungen zum Betrieb
mit zwei Serien von um 90° gegeneinander phasenverschobenen Strompulsen, bei denen
sich das Tastverhältnis jeder Serie mit der Wiederholfrequenz gemeinsam angelegter
Triggerimpulse des Impulsgenerators ändert, und ferner Mittel zum Zuführen jeder
der Stromimpulsserien an verschiedene Wicklungen eines Synchronmotors. Beim Triggern
werden, wie gesagt, dem Motor Halbwellenimpulse erteilt. Bei Verringern der Triggerfrequenz
ändert sich die Koinzidenz am Eingang der Gatter, und das Tastverhältnis der dem
Motor gelieferten Impulse nimmt entsprechend ab. Dies führt zu einem entsprechenden
Absinken der mittleren Impulsspannungsamplitude, so daß der dem Motor gelieferte
Strom bei Frequenzänderungen im wesentlichen konstant bleibt.
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Bei der Transistorbrückenschaltung liegen in einer Diagonalen eine
feste Gleichstromquelle und ein Bezugspotential, während in der zweiten Diagonalen
eine Motorwicklung liegt. Die Brücke liefert der Motorwicklung abwechselnd Stromimpulse
entgegengesetzter Polarität entsprechend dem Ausgang der Koinzidenzgatter, so daß
der Motor innerhalb eines weiten Frequenzbereiches angetrieben werden kann, ohne
daß Kopplungs- oder Anpassungsübertrager erforderlich sind.
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Außerdem ist es günstig, wenn erfindungsgemäß der Synchronmotor ein
Zweiphasenmotor ist und jede Phase von einer der Stromimpulsserien erregt ist.
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Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung
ergeben sich aus den Zeichnungen und der nachstehenden Beschreibung. Es zeigt F
i g. 1 eine Blockschaltung des erfindungsgemäßen Motorsteuersystems, F i g. 2 a
bis 2 c eine Anzahl Wellenformen zur Erläuterung des Betriebes des in F i g. 1 dargestellten
Systems, F i g. 3 eine schematische Darstellung einer besonders vorteilhaften Ausführungsform
des erfindungsgemäßen Schaltkreises zur Verwendung mit einem Einphasen-Kondensatoranlaßmotor,
F i g. 4 ein eine weitere Ausführungsform der Erfindung zur Anwendung mit einem
Zweiphasenmotor darstellendes Blockdiagramm und F i g. 5 a bis 5 i eine den Betrieb
des in F i g. 4 dargestellten Systems erläuternde Anzahl von Wellenformen.
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Im Rahmen der erfindungsgemäßen Anordnung zur Drehzahlsteuerung sind
Mittel vorgesehen, die den Wicklungen eines Synchronmotors Halbwellenstromimpulse
entgegengesetzter Polarität erteilen. Dies wird durch eine elektronische Brücke,
insbesondere eine Transistorbrücke erreicht, wobei zwei einander gegenüberliegende
Ecken der Brücke über eine Wicklung des Motors miteinander verbunden sind. Bei Verwendung
eines Einphasenmotors kann ein Kondensator vorgesehen sein, der der Anlaßwicklung
phasenverschobene Stromimpulse erteilt, während bei Verwendung eines Mehrphasenmotors
ein getrennter Brückenkreis vorgesehen sein kann, der jeder Motorwicklung phasenverschobene
Stromimpulse erteilt. Die anderen einander gegenüberliegenden Ecken der Brücke sind
über eine Gleichstromquelle verbunden, und wenn bestimmte elektronische Schaltglieder,
insbesondere Transistoren in gesteuerter Folge eingeschaltet werden, so liefern
die Hälften des Brückenkreises abwechselnd jeweils der entsprechenden Wicklung die
zum Betrieb des Motors notwendigen . abwechselnden Gleichstromimpulse. Zum Steuern
der Wiederholrate und des Tastverhältnisses der dem Motor erteilten Impulse sind
eine bistabile und eine monostabile Kippschaltung angeschlossen, die Ausgangssignale
an UND-Gatter liefern. Der bistabile und der monostabile Schaltkreis werden von
einer gemeinsamen Quelle aus geschaltet, und die Impulsdauer des monostabilen Schalters
ist so eingestellt, daß sie etwa einer halben Periode der für den Motorantrieb verwendeten
höchsten Frequenz entspricht. Bei entsprechender Triggerfrequenz (Pulsfrequenz des
Pulsgenerators) werden die UND-Gatter abwechselnd derart ein- und ausgeschaltet,
daß die Hälften der Brücke abwechselnd eingeschaltet werden und dem Motor abwechselnde
Halbwellenimpulse in einem Tastverhältnis von 100% erteilen. Bei Verringern der
Triggerfrequenz ändert sich die Periode des bistabilen Schalters entsprechend. Da
jedoch die Periode des monostabilen Schalters gleichbleibt, wird die Koinzidenzzeit
an den Eingängen der UND-Gatter verkürzt. Die Abstände zwischen den der Motorwicklung
erteilten Impulsen werden länger und dementsprechend das Tastverhältnis der dem
Motor erteilten Impuls kleiner. Es ändert sich infolgedessen das Tastverhältnis
mit der Impulswiederholfrequenz, so daß die der Motorwicklung erteilte mittlere
Impulsspannung (bezogen auf ein Tastverhältnis von 100%) mit der Frequenz abnimmt,
während die Impulshöhe (Augenblicksamplitude) auf der Höhe der festen Gleichstromquelle
bleibt.
Bei einem Einphasenmotor mit Kondensatorstart sind Steuerkreismittel
der oben beschriebenen Art zwischen die gemeinsame Triggerquelle und den Motor geschaltet
und werden mit einer Frequenz getriggert, die dem Zweifachen der gewünschten Motorantriebsfrequenz
entspricht. Für einen Mehrphasenmotor, beispielsweise einen Zweiphasenmotor, wird
zusätzlich ein bistabiler Multivibrator an die gemeinsame Triggerquelle angeschlossen,
dessen Ausgänge mit umgekehrter Phase angeschlossen werden und die Triggerimpulse
für ein paar Steuerschaltmittel der be schriebenen Art liefern, so daß den Wicklungen
des Motors Stromimpulse mit 90° Phasenverschiebung geliefert werden. Wegen der Frequenzteilung
wählt man die Frequenz des gemeinsamen Eingangstriggers viermal so hoch wie die
Motorantriebsfrequenz. In jedem Fall bleibt der mittlere Motorstrom konstant, da
der induktive Widerstand sich mit derFrequenz ändert.
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Nach F i g. 1 empfangen die bistabile Kippschaltung 12 und die monostabile
Kippschaltung 14 über die Leitungen 17 bzw. 19 Triggerimpulse von einem gemeinsamen
Eingang 16. Die bistabile Kippschaltung 12 kann ein Multivibrator bekannter Art
sein, der sich durch Triggerimpulse in abwechselnde Schaltzustände schalten läßt.
Die monostabile Kippschaltung 14 kann ein von selbst zurückfallender Multivibrator
sein, der auf einen Triggerimpuls hin einen Schaltzustand über eine vorbestimmte
Zeitdauer aufrechterhält und dann in einen Ruhezustand zurückfällt. Triggerimpulse,
die während seiner Haltedauer ankommen, bringen den monostabilen Schalter 14 wieder
zum Beginn seiner Haltedauer zurück, so daß er nicht in den Ruhezustand zurückkehren
kann, solange Triggerimpulse vor Ablauf einer vorbestimmten Zeit ankommen.
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Ein Ausgang der bistabilen Kippschaltung 12 ist über die Leitung 23
mit dem Eingang des UND-Gatters 22 verbunden, und der in der Phase umgekehrte Ausgang
der bistabilen Kippschaltung 12 ist über die Leitung 25 mit dem Eingang des UND-Gatters
24 verbunden. Ein zweiter Eingang der UND-Gatter 22 und 24 ist an einen einzigen
Ausgang der monostabilen Kippschaltung 14 über die Leitung 27 angeschlos sen. Die
UND-Gatter 22 und 24 arbeiten in bekannter Weise als Koinzidenzgatter und liefern
nur dann -ine Ausgangsspannung, wenn sich die an ihren Eingängen liegenden Signale
in Koinzidenz befinden.
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Die Ausgänge der UND-Gatter 22 und 24 sind iber die Treiberstufen
26 und 28 an die Brücke 30 ingeschlossen. Die Brücke 30 umfaßt die Transisto--en
30 a, 30 b, 30 c und 30 d, die mit ihren Kollektor-3mitter-Strecken
zu einer Brücke zusammengeschal-et sind, wobei zwei einander gegenüberliegende Ecken
über eine Wicklung eines Synchronmotors mit Anschlüssen 33 und 35 verbunden werden.
Eine Tritte Ecke der Brücke ist mit der Gleichstromquelle @6 verbunden, während
die vierte Ecke bei 37 mit inem Bezugspotential, beispielsweise Erde, verbunlen
ist. Die Transistoren 30a bis 30d sind normalerveise in Sperr-Richtung vorgespannt.
Wird ein Trig-;erimpuls von der Steuerstufe 26 oder der Steuerstufe ',8 empfangen,
so wird der entsprechende Transistor 0 a bzw. 30b leitend und schließt einen Stromweg
wischen der Gleichstromquelle 36 und dem entsprehenden Anschluß 33 oder 35. Vorspannungsschalzngen
38 und 39 sind zwischen die Transistoren 30a nd 30d sowie 30b und
30c gekoppelt, so daß der 'ransistor 30 d gleichzeitig mit dem Transistor
30 a
und der Transistor 30 c gleichzeitig mit dem Transistor 30 b leitend
wird. Wird einer der Anschlüsse 33 und 35 durch den Transistor 30 a oder
30 b mit der Gleichstromquelle 36 verbunden, so wird der andere der Anschlüsse
33 und 35 durch den Transistor 30 c oder 30d bei 37 mit dem Bezugspotential Erde
verbunden. So gelangen also die in entgegengesetzten Richtungen laufenden Stromimpulse
entsprechend den Ausgängen der UND-Gatter 22 und 24 zu den Motorwicklungen, wobei
ihr Tastverhältnis der Impulswiederholfrequenz der an den Eingangsanschluß 16 angelegten
Triggerimpulse proportional ist.
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Der Betrieb des in F i g.1 dargestellten Systems ist am besten an
Hand der in den F i g. 2 a bis 2 c gezeigten Wellenformen verständlich. Die dort
wiedergegebenen Wiederholraten der Signale sind lediglich Beispiele; selbstverständlich
können bei dem erfindungsgemäßen Steuerkreis auch andere, über andere Bereiche variable
Wiederholraten verwendet werden. Die Haltezeit der monostabilen Kippschaltung 14
ist so eingestellt, daß sie annähernd einem halben Zyklus einer vorbestimmten Triggerperiode,
beispielsweise 150 Hertz pro Sekunde, entspricht.
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Wird bei dieser vorbestimmten Wiederholrate am Anschluß 16 ein Triggerimpuls
empfangen, so bewirken der Ausgang der monostabilen Kippschaltung 14 und einer der
Ausgänge der bistabilen Kippschaltung 12 an den Eingängen eines der UND-Gatter 22
und 24 Koinzidenz. Das jeweilige UND-Gatter wird eingeschaltet und das andere ausgeschaltet,
und es wird ein Ausgang erzeugt, der von einem der Treiber 26 und 28 gekoppelt wird
und die Brücke 30 erregt, so daß ein die Motorwicklung in einer gegebenen Richtung
durchlaufender Stromimpuls erzeugt wird. Ein zweiter Triggerimpuls bei gleicher
Wiederholrate ändert den Zustand der bistabilen Kippschaltung 12 und triggert die
monostabile Kippschaltung 14 von neuem, die gerade in ihren Ruhezustand zurückgekehrt
ist. Da nun der Ausgang der bistabilen Kippschaltung 12 phasenumgekehrt ist, werden
der Zustand der UND-Gatter 22 und 24 und damit die Richtung des die Motorwicklung
durchfließenden Stroms umgekehrt. Offensichtlich ermöglicht bei dieser gewählten
hohen Triggerwiederholrate die Periode des monostabilen Kreises 14 ein Ein- und
Ausschalten der UND-Gatter 22 und 24 während gleicher Zeiträume, und es werden zwei
volle Halbperiodenspannungsimpulse gleicher Amplitude von der Gleichstromquelle
36 aus an die Motorwicklung angelegt, die eine Rechteckwelle mit einer Wiederholfrequenz
von 75 Hertz ergeben, wie durch die Wellenform 40 in F i g. 2 a dargestellt. Unter
diesen Bedingungen ist das Tastverhältnis 100%.
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Wird mit geringerer Wiederholrate getriggert, so vollendet die monostabile
Kippschaltung 14, die eine feste Periode hat, ihren Zyklus und kehrt in ihren Ruhezustand
zurück, bevor der nächste Triggerimpuls empfangen wird, der von neuem triggert und
den Zustand der bistabilen Kippschaltung 12 verändert. Die Zeit, während der die
monostabile Kippschaltung 14 im Ruhezustand verbleibt, nimmt mit abnehmender Triggerwiederholfrequenz
zu, und demgemäß wird die die beiden UND-Gatter einschaltende Koinzidenzzeit entsprechend
verkürzt. Wenn also, wie in F i g. 2b dargestellt, ein Eingangstrigger mit 75 Hertz
empfangen wird, erzeugen die UND-Gatter 22 und 24 Ausgänge, die die Motorwicklung
mit Impulsen bei einer Wiederholfrequenz von
37112 Hertz erregen,
wie die Wellen 42 zeigen. Jeder Impuls 42 hat die gleiche Amplitude
und Dauer wie die die Wellenform 40 bildenden abwechselnden Halbwellenimpulse, jedoch
mit einer Ruhepause dazwischen, die der verringerten Triggerfrequenz proportional
ist. Somit wird der Triggereingang von 150 auf 75 Hertz herabgesetzt und das Tastverhältnis
der Impulse auf 50% verringert. Wie durch die gestrichelte Linie 43 gezeigt, ergibt
das eine entsprechende Abnahme der von der Gleichstromquelle 36 über die Motorwicklungen
angelegten mittleren Spannung, wobei die Augenblicksamplitude konstant bleibt.
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Bei weiterer Verringerung der Wiederholfrequenz der Triggerimpulse,
beispielsweise auf 37,5 Hertz Triggerfrequenz, wie in F i g. 2 c dargestellt, werden
der Motorwicklung Impulse 44 mit 181/4 Hertz Wiederholfrequenz zugeführt.
Die Amplitude und Dauer der Impulse 44 sind wiederum denjenigen der die Welle
40 der F i g. 2 a ausmachenden Halbwellenimpulse gleich, jedoch ist das Tastverhältnis
weiter verkleinert. Wie durch die gestrichelte Linie 45 gezeigt, nimmt die
Amplitude der dem Motor gelieferten mittleren Spannung entsprechend ab.
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Aus dem Vorstehenden geht hervor, daß bei Verändern des Tastverhältnisses
die an dem Motor von einer feststehenden Gleichstromquelle gelieferte mittlere Spannung
sich linear mit der Frequenz ändert. Da sich die Impedanz des Motors ebenfalls mit
der Frequenz ändert, bleibt der vom Motor verbrauchte mittlere Strom innerhalb weiter
Frequenzbereiche im wesentlichen konstant.
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Ein besonders vorteilhaftes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen
Systems zur Verwendung mit einem Einphasenmotor ist schematisch in F i g. 3 dargestellt.
An den Eingangsanschluß 16 angelegte Triggerimpulse werden verstärkt und
umgeformt zum Triggern der bistabilen Kippschaltung 12 und der monostabilen Kippschaltung
14 über einen einen Transistor 50 aufweisenden Verstärkerkreis. Die bistabile
Kippschaltung 12 weist Transistoren 52 und 54 auf, die als
bistabiler Multivibrator in bekannter Weise verbunden sind. über den zwischen den
Kollektor des Transistors 50 und das Bezugspotential Erde geschalteten Lastwiderstand
51 erzeugte umgeformte Triggerimpulse werden über die Leitung 17
mit der Basis
der Transistoren 52 und 54 gekoppelt, und zwar durch einen Widerstände 53 und 55,
Kondensatoren 56 und 57 und Dioden 58 und 59 enthaltenden Impulssteuerkreis. Durch
diesen Impulssteuerkreis können die in der Leitung 17 übertragenen Triggerimpulse
die Schaltzustände der Transistoren 52 und 54 ändern, so daß sich die bekannte bistabile
Wirkung ergibt. An dem Kollektor des Transistors 52 auftretende Signale werden über
die Leitung 25 zu einem Eingang des UND-Gatters 24 geleitet, und an dem Kollektor
des Transistors 54 auftretende Signale werden über die Leitung 23 zu dem entsprechenden
Eingang des UND-Gatters 22 geleitet.
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Die monostabile Kippschaltung 14 umfaßt Schalter
60 und 62, die als Multivibrator mit nur einem stabilen Zustand miteinander
verbunden sind. Die Haltedauer der monostabilen Kippschaltung 14 wird durch den
Kondensator 63 und die Widerstände 65, 66 und 67 eingestellt und, wie schon erwähnt,
so gewählt, daß sie etwa einer halben Periode der höchsten für den Motorantrieb
verwendeten Frequenz entspricht. In der Praxis ist diese Zeit zweckmäßigerweise
etwas länger als eine halbe Periode, so daß die monostabile Kippschaltung gerade
eben oder nicht einmal mit größter Geschwindigkeit zurückfällt und eine Veränderung
der Impulsbreite zum Ausgleich besonderer Motorcharakteristiken bei niedrigen Geschwindigkeiten
möglich ist. Beispielsweise wurde festgestellt, daß manche Motoren bei sehr niedrigen
Geschwindigkeiten in ihren magnetischen Eigenschaften zur Sättigung neigen, so daß
sich ein ungleichmäßiger Antrieb ergibt. Dies kann durch Einstellen des veränderlichen
Widerstandes 65 ausgeglichen werden. Umformtriggerimpulse werden über die Leitung
19 zugeführt und mittels der Diode 61 an die Basis des Transistors 60 gekoppelt,
so daß sie die monostabile Kippschaltung 14 einschalten. Die zwischen die Emitter
der Transistoren 60 und 62 und Bezugspotential Erde geschaltete Zenerdiode
69 liefert eine feste Emittervorspannung.
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Der Ausgang der monostabilen Kippschaltung 14 ist durch die Zenerdiode
71 und Leitungen 27 an einen Eingang der UND-Gatter 22 und 24 gekoppelt. Die in
der Phase vertauschten Ausgänge der bistabilen Kippschaltung 12, wie sie in den
Leitungen 23 und 25 auftreten, werden mittels Zenerdioden 73 und 75 an den zweiten
Eingang jedes der UND-Gatter 22 und 24 gekoppelt. Die Zenerdioden 71, 73 und 75
trennen die Eingänge der UND-Gatter und lassen gleichzeitig eine größere Schwingung
des Eingangssignals zu, so daß die UND-Gatter von Signalen verhältnismäßig niedrigen
Pegels betrieben werden können.
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Das UND-Gatter 22 umfaßt den Transistor 82, dessen Basis mit der Zenerdiode
73 als erstem Eingang und mit der Zenerdiode 71 über den Widerstand 83 und
die Diode 85 als zweitem Eingang verbunden ist. Ähnlich weist das UND-Gatter
24 einen Transistor 92 auf, dessen Basis mit der Zenerdiode 75 als erstem Eingang
und mit der Zenerdiode 71 über den Widerstand 93 und die Diode 95 als zweitem Eingang
verbunden ist. Die Emitter der Transistoren 82 und 92 sind gemeinsam
mit einer positiven Vorspannungsquelle verbunden, die in Durchlaßrichtung betriebene
Schwellwertdioden 86 und 87
und einen Widerstand 88 umfaßt.
Die umgekehrt gepolte Diode 89 dient als überspannungsschutz.
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Die Kollektoren der Transistoren 82 und 92 sind durch
die Widerstände 109 und 111 mit einer negativen Quelle verbunden,
und die Basen dieser Transistoren sind durch Widerstände 113 und
114 mit dem Kollektor des Transistors 102 verbunden. Dieser wird normalerweise
in gesättigtem Zustand gehalten, um einen Kollektor-Emitter-Weg niedriger Impedanz
zu einer positiven Quelle für die Basen der Transistoren 82 und 92 zu schaffen.
Liegt keine Koinzidenz der an ihre Eingänge angelegten positiven Signale vor, so
werden die Transistoren 82 und 92 durch die von den nichtleitenden
Zuständen der Multivibratoren 12 und 14 erzeugten negativen Ausgänge leitend gehalten.
Das verhältnismäßig positive Potential, das an den Kollektoren der Transistoren
82 und 92 auftritt, wenn diese leiten, liegt an den Eingängen der
Treiber 26
und 28, um diese abgeschaltet zu halten.
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Die Treiber 26 und 28 haben Transistoren 116 und 118, die als
Emitterfolger geschaltet sind zwecks Stromverstärkung bei Impedanzanpassung der
an die Brücke 30 angelegten Antriebsimpulse. Die Basis des Transistors 116
ist mit dem Kollektor des Transistors 82 gekoppelt, und die Basis des Transistors
118 mit dem Kollektor des Transistors 92. Dem Emitter der
Transistoren
116 und 118 wird eine positive Vorspannung erteilt, und die Basen dieser Transistoren
werden durch einen Spannungsabfall über die Widerstände 109 und 111 vorgespannt
und gesperrt gehalten. Bei Veränderung des Zustandes eines der Transistoren 82 und
92 wird der jeweils entsprechende Transistor 116 und 118 leitend und erzeugt an
den Emitterwiderständen 115 bzw. 117 Antriebsimpulse. Zur Temperatur- und Triggerstabilität
sind Dioden 119 und 1.21 zwischen die Basen und Emitter der Transistoren 116 und
118 geschaltet.
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Die Brücke 30 umfaßt Transistoren 30 a, 30 b, 30 c und 30d. Ein Paar
einander gegenüberliegender Ecken der Brücke 30 wird einerseits durch gemeinsame
Verbindung der Diode 120 - in Reihe mit dem Emitter des Transistors 30 a - und dem
Kollektor des Transistors 30 c und dem Anschluß 33 und andererseits durch gemeinsame
Verbindung der Diode 122 - in Reihe mit dem Emitter des Transistors 30 b -und dem
Kollektor des Transistors 30 d und dem Anschluß 35 gebildet. Ein zweites Paar einander
gegenüberliegender Ecken der Brücke wird einerseits durch gemeinsame Verbindung
der Emitter der Transistoren 30 c und 30 d mit Bezugspotential Erde und andererseits
durch Verbindung der Kollektoren der Transistoren 30 a und 30 b mit
einer gemeinsamen Gleichstromquelle negativen Potentials gebildet. Die Basis des
Transistors 30a ist mit dem Emitterwiderstand des Treibertransistors 118 und die
Basis des Transistors 30b mit dem Emitterwiderstand des Treibertransistors 116 verbunden.
Die Basis des Transistors 30d ist mit dem Emitter des Transistors 30a
durch den Widerstand 37 und die Basis des Transistors 30 c mit dem Emitter des Transistors
30b durch den Widerstand 39 verbunden. Somit wird, wenn der Transistor 30 a leitend
wird, seine Kollektorspannung zur Basis des Transistors 30d geführt, so daß diese
leitend wird, und in ähnlicher Weise bewirkt der Transistor 30 b, daß der Transistor
30 c leitend wird.
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Die an die Anschlüsse 33 und 35 gekoppelten Ecken der Brücke 30 sind
mit dem Synchronmotor 140 verbunden. Dieser kann ein Einphasen-Hysteresis-Synchronmotor
sein, der in bekannter Weise mit Kondensatorstarthüfe versehen ist. Da der Motor
mit rechteck-, statt mit sinusförmigen Impulsen erregt , wird, sollte er etwa um
20 % überbemessen werden, um Unterschiede im Formfaktor auszugleichen und ein Überhitzen
zu vermeiden.
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Dioden 150 und 152 sind zwischen die Anschlüsse 33 bzw. 35 und Bezugspotential
Erde geschaltet und so gepolt, daß sie die Kollektor-Emitter-Verbindung der Transistoren
30 c und 30 d überbrücken, so daß Schaltüberschwingungen zur Erde zurückgeleitet
werden. Die Dioden 154 und 156 sind zwischen die Anschlüsse 33 bzw. 35 und die negative
Kollektorquelle für die Transistoren 30 a und 30 b geschaltet und
so gepolt, daß sie die Kollektor-Emitter-Verbindung der Transistoren 30a
und 30b überbrücken und Schaltüberschwingungen zur negativen Quelle zurückleiten.
Die Diode 120, in Reihe mit dem Emitter des Transistors 30 a und dem Kollektor des
Transistors 30 c, und die Diode 122, in Reihe mit dem Emitter des Transistors 30
b und dem Kollektor des Transistors 30 d, dienen als Sperrdioden und verhindern,
daß von den hochinduktiven Motorwicklungen erzeugte Überschwingungen ein Durchschlagen
der Kollektor-Emitter-Übergänge der Transistoren 30 a und 30 b verursachen.
Die Diode 157 ist zwischen die Basis des Transistors 30 d und den Kollektor des
Transistors 92 geschaltet, und die Diode 158 ist zwischen die Basis des Transistors
30c und den Kollektor des Transistors 82 geschaltet. Diese Dioden bewirken, daß
die Transistoren 30 c und 30 d während der Impulszeiten bei niedrigen Motorgeschwindigkeiten
abgeschaltet bleiben.
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Aus der in F i g. 3 dargestellten Schaltung ist ersichtlich, daß das
Kollektorpotential für die Brückentransistoren 30a bis 30d sowie die
UND-Gatter-Transistoren 82 und 92 und die Treibertransistoren 116 und 118 aus einer
gemeinsamen Quelle gespeist werden. Da über diese Quelle beträchtliche Strommengen
entnommen werden, wird sie zweckmäßig reguliert. Zweckmäßigerweise kann ein -45-Volt-Potential
aus einem einfachen, nicht regulierten Gleichrichterkreis verwendet werden. Andererseits
ist es, um ein zuverlässiges Arbeiten des bistabilen Kreises 12 und des monostabilen
Kreises 14 beim Triggern mit niedrigem Pegel zu gewährleisten, vorzuziehen, daß
der Kollektoranschluß für die Transistoren 52, 54, 60 und 62 leicht reguliert wird.
Da es sich um eine Quelle niedrigen Stroms handelt, kann Längsregulierung in bekannter
Weise vorgesehen sein, um eine regulierte Spannung von -26 Volt für die ersten Stufen
des Systems zu erhalten. Die verhältnismäßig kleinen positiven Emitter und Basisvorspannungen
können von einem Hilfsgleichrichterkreis hergeleitet werden, dessen Stabilität durch
Zenerdioden und/oder solche Dioden bewirkt wird, die in Durchlaßrichtung einen Schwellwerteffekt
aufweisen.
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Wird das System in der beschriebenen Weise von getrennten Gleichstromquellen
aus betrieben, so ist es möglich, daß die UND-Gatter 22 und 24 durch zufällige Rauschimpulse
getriggert werden, so daß der Motor mit Unterbrechung läuft, wenn die Abschnitte
mit niedrigem Eingangspegel aussetzen. Dies kann durch Verwendung des Transistors
102 als Schutzschalter vermieden werden. Zu diesem Zweck wird die 26-Volt-Spannungsquelle
für die Multivibratoren 12 und 14 mit der Basis des Transistors 102 verbunden und
in geeigneter Weise durch die Widerstände 145 und 146 geteilt, um den Transistor
102 in gesättigtem Zustand zu halten. Die nicht regulierte -45-Volt-Quelle ist mit
der Verbindungsstelle der Widerstände 148 und 149 verbunden, um Kollektorspannung
für den Transistor 102 zu liefern. Der Widerstand 160 und die Diode 161 und der
Widerstand 162 und die Diode 163 sind ferner zwischen die Basen der UND-Gatter-Transistoren
82 und 92 und das andere Ende des Widerstandes 149 geschaltet.
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Wie schongesägt, werden die Transistoren 82 und 92, wenn der Transistor
102 gesättigt ist, leitend gehalten durch die Ausgänge der Multivibratoren 12 und
14 und durch Koinzidenz positiver Ausgänge beim Triggern der Multivibratoren ausgeschaltet.
Ausfallen der -26-Volt-Quelle entfernt die negative Basisvorspannung vom Transistor
102 und schaltet ihn aus, und das große, dem Kollektor des Transistors 102 zugeleitete
negative Potential wird an die Basis der Transistoren 82 und 92 gekoppelt, um diese
leitend zu halten. Dies gewährleistet, daß bei Ausbleiben der von der monostabilen
Kippschaltung 14 und der bistabilen Kippschaltung 12 gelieferten Steuersignale die
Transistoren der Brücke 30 abgeschaltet bleiben.
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Im Betrieb bewirkt Koinzidenz der positiven Ausgänge
der
monostabilen Kippschaltung 14 und der bistabilen Kippschaltung 12 (d. h. Leiten
des Transistors 62 und eines der Transistoren 52 und 54), daß
entweder der UND-Gatter-Transistor 82 oder der UND-Gatter-Transitor 92 abgeschaltet
wird. Dies hat zur Folge, daß entweder der Treibertransistor 116 oder der Treibertransistor
118 leitend wird und einen Antriebsimpuls über den Widerstand 115 oder
117
erzeugt. Entsprechend wird entweder der Transistor 30
a oder der Transistor 30 b leitend sowie der Transistor
30 c oder der Transistor 30 d.
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Bei leitendem Transistor 30 a wird ein Stromweg von der festen
Gleichstromquelle (-45 Volt), die mit dem Kollektor des Transistors 30a verbunden
ist, zum Anschluß 33 und Motor 140 geschlossen. Gleichzeitig wird bei leitendem
Transistor 30d ein Stromweg vom Anschluß 35 zum Bezugspotential Erde geschlossen.
Somit fließt ein Stromimpuls in einer gegebenen Richtung von einer festen Quelle
zum Motor 140 und zur Erde. Ist der Transistor 30 6 und gleichzeitig
der Transistor 30c leitend, so läuft ein gleicher Stromimpuls zum Motor
140, jedoch in umgekehrter Richtung. Demgemäß werden Rechteckimpulse entgegengesetzter
Polarität erzeugt, die den Motor 140
mit einer von der Wiederholfrequenz dieser
Impulse bestimmten Geschwindigkeit betreiben. Wegen der Gatterwirkung der UND-Gatter
22 und 24 werden die Transistoren 30 a und 30 b abwechselnd
in leitenden Zustand versetzt, und durch die Art, in der die Eingänge der UND-Gatter
22 und 24 von der bistabilen Kippschaltung 12 und der monostabilen
Kippschaltung 14 gesteuert werden, ergibt sich eine entsprechende Verkleinerung
des Tastverhältnisses der dem Motor 140 gelieferten Stromimpulse bei abnehmender
Wiederholfrequenz dieser Impulse. Zur Verwendung mit Mehrphasenmotoren, wie beispielsweise
Zweiphasen-Synchronmotoren, kann das Steuersystem gemäß der Erfindung wie in F i
g. 4 dargestellt abgewandelt werden. Dabei wird der phasenverschiebende, frequenzempfindliche
Kondensator überflüssig, der zur Schaffung des Anlaßdrehmoments bei einem Einphasenmotor
erforderlich ist und einen besseren Betrieb bei niedrigeren Motorgeschwindigkeiten,
insbesondere hinsichtlich des Anlaßdrehmoments zur Folge hat.
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Der Multivibrator 200 ist von der üblichen bistabilen Art und
wird durch dem Eingangstriggeranschluß 16 gelieferte Triggerimpulse getriggert.
Die gegenphasigen Ausgangssignale des Multivibrators 200 sind über Leitungen
210 bzw. 212 mit den Motortreiberschaltungen 214 und
216 gekoppelt. Wird ein Transistormultivibrator verwendet, so können die
in den Leitungen 210 und 212 auftretenden gegenphasigen Ausgangssignale
an den Kollektoren der den Multivibrator 200 bildenden Transistoren abgenommen
werden. Die Motorsteuerkreise 214 und 216 sind identisch und können
im einzelnen dem in F i g. 3 dargestellten Motorsteuerkreis entsprechen. Der Ausgang
der Motortreiberschaltung 214 ist zwischen die Anschlüsse 233 und 235 geschaltet
und liefert Stromimpulse einer gegebenen Phase an eine Wicklung des Zweiphasen-Synchronmotors
240. In gleicher Weise ist der Ausgang des Motorsteuerkreises 216
zwischen die Anschlüsse 233 a und 235 a ge-
schaltet und liefert um
90° phasenverschobene Stromimpulse an eine zweite Wicklung des Motors
240.
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Was die Wellenform der F i g. 5 a bis 5 i betrifft, so erzeugen die
vom Eingangstriggeranschluß 16 an den bistabilen Multivibrator 200 gekoppelten
Triggerimpulse 250 Rechteckwellenausgänge 252a und
252 b (F i g. 5 b und 5 c) in der Leitung 210 bzw. 212. Diese Rechteckwellen
sind gegeneinander um 180° phasenverschoben. Sie sind als gemeinsamer Eingangstrigger
an die bistabilen und monostabilen Kippschaltungen gekoppelt, die je in den Motortreiberkreisen
214 bzw. 216 enthalten sind. Die bistabile und die monostabile Kippschaltung
bewirken in der gleichen Weise wie die bistabile Kippschaltung 12
und die
monostabile Kipschaltung 14 der F i g. 1 und 3 einen Koinzidenzbetrieb der ebenfalls
in den Motortreiberkreisen 212 und 214 enthaltenen UND-Gatter. Bei
richtig gepolten Dioden, die die Leitungen 210 und 212 mit der monostabilen und
der bistabilen Kippschaltung der Motortreiberkreise koppeln, erfolgt das Triggern
durch die positiven Vorderflanken der rechteckigen Welle 252 a
und 252 b.
Infolgedessen empfängt der Motorsteuerkreis 214 Triggerimpulse
254 a in Abständen, wie in F i g. 5 d gezeigt, und der Motorsteuerkreis
216 Triggerimpulse 254 bin Abständen, wie in F i g. 5 e gezeigt.
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Dementsprechend liefert der Motorsteuerkreis 214
Spannungsimpulse
256 a gemäß F i g. 5 f an eine Wicklung des Motors 240, und der Motorsteuerkreis
210 liefert die Spannungsimpulse 256 b gemäß F i g.
5 g an die andere Wicklung des Motors 240,
und zwar jeweils bei bestimmter
Triggerfrequenz, bei der ein Tastverhältnis von 100 0.!o vorliegt. Die Stromimpulse
256 a und 256 b gelangen an die entsprechenden Motorwicklungen über
die Brücke 30 der F i g. 1 und 3, die ebenfalls in den Motortreiberkreisen
214
und 216 enthalten ist. Wegen der seitlichen Abstände zwischen den einzelnen
Triggerimpulsen 254 a bzw. 254 b (F i g. 5 d und 5 e) sind die Impulse
256 a und 256b um 90° gegeneinander phasenverschoben, wodurch sich
das für den Betrieb eines Zweiphasensynchronmotors erforderliche Phasenverhältnis
ergibt. Wird die Wiederholfrequenz der an den Anschluß 16 gelieferten Triggerimpulse
verringert, so bleibt das erforderliche Phasenverhältnis von 90° bestehen, aber
das Tastverhältnis der an jede Wicklung gelangenden Spannungsimpulse wird, wie die
Wellenformen 258 a und 258 b der F i g.
5 h und 5 i zeigen, proportional herabgesetzt. Wie schon gesagt, wird die jeder
Motorwicklung erteilte mittlere Spannung, wie die gestrichelten Linien
259 a und 259 b der F i g. 5 i zeigen,
entsprechend in ihrer Amplitude verringert, so daß der dem Motor von einer festen
Gleichstromquelle aus erteilte mittlere Strom bei Frequenzveränderung im wesentlichen
konstant bleibt. Gleichzeitig wird die für den Betrieb eines Zweiphasenmotors notwendige
Phasenverschiebung von 90° zwischen den jeder Motorwicklung zugeführten Durchschnitts-
oder Effektivspannungen aufrechterhalten.
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Wegen der frequenzteilenden Wirkung des bistabilen Multivibrators
200 ist es notwendig, daß die an den gemeinsamen Eingangsanschluß 16 gelieferte
Triggerfrequenz zweimal so groß ist wie die für einen Einphasenmotore von gleicher
Motorgeschwindigkeit. Da die beiden Motorwicklungen gleichspannungsmäßig isoliert
sind, kann eine gemeinsame Gleichstromquelle mit unreguliertem Motorstrom und bei
gewisser Regulierung der Stufen mit niedrigem Pegel der Motortreiberkreise
214 und 216, wie im Zusammenhang mit F i g. 3 erläutert, für das gesamte
Zweiphasensystem verwendet werden.
Die Erfindung ermöglicht somit
eine Anordnung zur Drehzahlsteuerung eines Wechselstrommotors, insbesondere Synchronmotors,
bei der die Motorgeschwindigkeit linear mit Veränderungen der Wiederholfrequenz
von Triggerimpulsen über einen weiten Frequenzbereich geändert werden kann. Durch
Vorsehen eines Tastenverhältnisses für die Antriebsimpulse, das sich mit der Wiederholfrequenz
ändert, kann der Motor von einer festen, nicht regulierten Gleichstromquelle aus
angetrieben werden, ohne große Energieverluste und ohne komplizierte Schalteinrichtungen
zum Ändern der Spannungsamplitude mit der Impulswiederholfrequenz. Durch Anwendung
einer Brückenschaltung zum Liefern von Antriebsimpulsen an den Motor wird ein großer,
schwerer Transformator, wie er für den Betrieb innerhalb eines niedrigen Frequenzbereiches
erforderlich wäre, überflüssig. Alle Schaltungen des Systems können ohne weiteres
mit Transistoren ausgerüstet werden, so daß sie eine kleine, geschlossene tragbare
und im mobilen Betrieb einsatzfähige Einheit ergeben. Mit Hilfe des beschriebenen
Systems ist es möglich, die Motorgeschwindigkeit bei Anschluß an eine feste, nicht
geregelte Gleichstromquelle mindestens in einem Verhältnis von 8:1 zu ändern und
dabei ein konstantes Drehmoment zu erzielen. Das System kann für einen Einphasen-Kondensatoranlaßmotor
oder für Mehrphasenmotoren, beispielsweise Zweiphasen-Synchronmotoren, verwendet
werden.