DE1065080B - Einrichtung zur verlust-und blindleistungsarmen Umformung von Spannungen - Google Patents

Einrichtung zur verlust-und blindleistungsarmen Umformung von Spannungen

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DE1065080B
DE1065080B DES38592A DES0038592A DE1065080B DE 1065080 B DE1065080 B DE 1065080B DE S38592 A DES38592 A DE S38592A DE S0038592 A DES0038592 A DE S0038592A DE 1065080 B DE1065080 B DE 1065080B
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Dr-Ing Georg Sichling
Dipl-Ing Manfred Tschermak
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Description

INTERNATIONALE KL.
PATENTAMT H 02m; η
S38592VIIIb/21d2
ANMELDETAG! 7. APRIL 195 4
BEKANNTMACHUNG DER ANMELDUNG UND AUSGABE DER AUSLEGESCHRIFT:
10. SEPTEMBER 1959
In der Starkstromtechnik wird vielfach die Aufgabe gestellt, irgendwelche Spannungen oder Ströme umzuformen, insbesondere
a) eine niedrige Gleichspannung in eine höhere Gleichspannung, z. B. zum Speisen von Geräten aus Batterien, oder
b) eine niedrige Gleichspannung in eine höhere Wechselspannung, z. B. zum Speisen von Leuchtstofflampen aus Fahrzeugbatterien, oder
c) eine Wechselspannung in eine Wechselspannung ; steuerbarer Frequenz, z. B. zum Speisen von steuerbaren Motoren asynchroner oder synchroner Bauart, oder
d) eine Wechselspannung in eine veränderbare Wechselspannung im ,Sinne der Wirkung eines Stelltransformators.
Umformungen dieser Art sind mit mittleren Wirk-■leistungsverlusten und ohne höheren Aufwand an .Blindleistung mit Hilfe von rotierenden Maschinen !möglich. Diese sind jedoch vielfach aus betriebstechnischen Gründen unerwünscht. Das Bestreben der Technik ist vielmehr auf die Verwendung ruhender Umformungsmittel gerichtet. Es finden sich in der Literatur auch verschiedene Ansätze zur Umformung von. Spannungen beliebiger Art und Kurvenform mit ruhenden Mitteln, die als schnell schaltende Schaltelemente die Speisespannung im Takt einer Steuerfrequenz in Spannungsabschnitte zerhacken, deren 'Mittelwert deni gewünschten A^erlauf der Ausgangsspannung folgt. So ist beispielsweise schon in der Frühzeit der Stromrichtertechnik vorgeschlagen worden, ein derartiges Zerhacken von Spannungen durch entsprechende Steuerung von Stromrichtern, d. h. von steuerbaren Metalldampfentladungsgefäßen, vorzunehmen. Bekanntlich macht aber die Löschung des Lichtbogens eines derartigen Entladungsgefäßes große Schwierigkeiten, wenn sein Anodenstrom nicht auf natürlicher Weise zu Null wird. Man ist daher gezwungen, besondere Kunstgriffe zum Löschen des Lichtbogens anzuwenden, z. B. durch Anlegen einer entsprechend hohen Gegenspannung zwischen Anode und Kathode. Dies kann z.B. durch die Entladung eines im vorhergehenden Stromführungsabschnitt aufgeladenen Kondensators bewirkt werden. Einerseits ist aber für diese Art der Löschung ein hoher Aufwand erforderlich, und andererseits ist auch die Zerhackerfrequenz beschränkt, weil die Entionisierungszeit der Lichtbogenstrecke nicht beliebig verkürzt werden kann. Andere Vorschläge gehen dahin, die Löschung des Lichtbogens durch eine hohe negative Gittervorspannung oder durch ein magnetisches Blasfeld zu erzwingen. Diese Vorschläge sind aber nur theoretisch von Bedeutung, praktisch sind sie nie zum Einrichtung zur verlust-
und blindleistungsarmen Umformung
von Spannungen
Anmelder:
Siemens-Schuckertwerke
Aktiengesellschaft,
Berlin und Erlangen,
Erlangen, Werner-von-Siemens-Str. 50
Dipl.-Ing. Wilhelm Kafka, Tennenlohe bei Erlangen,
Dr.-Ing. Georg Sichling
und Dipl.-Ing. Manfred Tschermak, Erlangen, sind als Erfinder genannt worden
Einsatz gekommen, weil mit tragbarem Aufwand keine ausreichende Betriebssicherheit erzielbar ist.
Es ist auch bereits eine Einrichtung bekannt, durch die mittels schroff gesteuerter Elektronenröhren eine unmittelbare Umformung von Wechselstrom in Wechselstrom anderer Frequenz vorgenommen werden kann. Bei dieser Einrichtung sind aber die Einschalt- und die Ausschaltzeit, d. h. die Länge der Spannungsabschnitte, immer gleich groß, so daß die Ausgangsspannung von der Eingangsspannung abhängig ist und in ihrem Mittelwert nicht willkürlich gesteuert werden kann.
Im übrigen hätten Elektronenröhren an sich gegenüber Gasentladungsröhren den Vorteil, daß sich der Anodenstrom durch entsprechend steilen Anstieg und Abfall der Gittersteuerspannung beliebig schroff steuern, d. h. fast trägheitslos ein- und ausschalten läßt. Insofern würden sie schnell schaltende, ruhende Schaltelemente darstellen, die zur Lösung der der Erfindung zugrunde liegenden Aufgabe geeignet wären. Elektronenröhren weisen aber gegenüber steuerbaren Halbleitern den.Nachteil auf, daß ihre Verlustleistung im geöffneten, d. h. stromführenden Zustand ein Maximum ist, während beim steuerbaren Halbleiter, z. B. beim Transistor, die Verlustleistung während der vernachlässigbar kurzen Umsteuerzeit ein Maximum erreicht und im geöffneten Zustand wieder auf ein Minimum gesunken ist. Schon allein dieser Leistungsverlust macht die Elektronenröhre für starkstromtechnische Anwendungen, bei denen der Wirkungs^· grad eine ausschlaggebende Rolle spielt, wenig ge-
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eignet. "1Es;''sind aber auch'.iipch. ,der'.·zum Betrieb von derartigen Röhren erforderliche Aufwand, der Raumbedarf, die mechanische Anfälligkeit und die begrenzte Lebensdauer zu,berücksichtigen.
;; ;EJu£CJi die Erfindung wird es möglich, die vorgerfärinte^Aufgabe "der verlust- und blindleistungsarmen Umformung von! Spannungen beliebiger Art und "Kurvenform mit ruhenden, sehr schnell schaltenden Schaltelementen durchzuführen, welche die Speisespannung im Takt einer Steuerfrequenz in Spannungsabschnitte zerhacken, deren Mittelwert dem gewünschten Verlauf der Ausgangsspannung folgt, ohne daß die geschilderten' Nachteile der bekannten Einrichtungen .in Kauf genommen werden müssen. Die Erfindung besteht darin, daß als steuerbare, schnell schaltende Schaltelemente steuerbare Halbleiter zur aktiven, nicht durch ·Blindwiderstände im Verbraucherkreis bedingten Änderung des Verhältnisses von Ein- und Ausschaltzeit der Speisespannung benutzt werden.
Die Erfindung unterscheidet sich auch von einem bekannten Vorschlag zur Umformung einer gegebenen Spannung in eine Spannung anderer wählbarer Kurvenform mittels eines steuerbaren Gasentladungsgefäßes, bei dem die Kurvenform der zu bildenden Ausgangsspannung durch eine Leitspannung vorgegeben ist. Hierbei führt.die Anode jeweils so lange Strom, bis die Verbraucherspannung die Leitspannung um einen gewissen Wert überschreitet. Sobald die Spannung auf einen bestimmten Wert unterhalb der Leitspannung abgesunken ist, erfolgt die nächste Zündung. Die Dauer der Unterbrechungs- und Stromführungszeiten ist dabei nicht willkürlich einstellbar, sondern abhängig vom Impedanzcharakter des Belastungskreises.. Das Tastverhältnis und der sich aus diesem ergebende Mittelwert kann somit bei dieser bekannten Einrichtung im Gegensatz zum Erfindungsgegenstand nicht beliebig und ohne Rücksicht auf die Art der Belastung gesteuert werden.
Steuerbare Halbleiter haben den Vorteil, daß sie innerhalb äußerst kurzer Zeit von einem maximalen Widerstand auf einen minimalen Widerstand und umgekehrt umsteuerbar sind, wobei das Verhältnis zwischen maximalem und minimalem Widerstand sehr groß ist. Sie stellen damit ideale Zerhackerelemente dar, weil'sie äußerst geringe Wirkverluste bedingen und kommen in dieser Hinsicht mechanischen Zerhackern nahe, die den Stromkreis vollständig unterbrechen und bei geschlossenem Kontakt einen verschwindend kleinen Restwiderstand haben. Letztere sind jedoch wegen ihrer kurzen Lebensdauer und der Beschränkung in der Schaltfrequenz zur Lösung der vorliegenden Aufgabe nicht geeignet. ■ Zu den für die Zwecke der Erfindung in Betracht kommenden Halbleitern gehören vor allem magnetisch steuerbare Halbleiter mit sehr hoher Trägerbeweglichkeit,, insbesondere solche mit einer Trägerbeweglichkeit von mindestens 6000 cm2/Vs, und Halbleiter mit magnetischer Sperrschicht. Als magnetisch steuerbare Halbleiter hoher Trägerbeweglichkeit können mit Vorteil Halbleiter A^erwendung finden, welche aus ■einer'Verbindung von einem der Elemente Bor, Aluminium,' Gallium, Indium'aus der Gruppe III, Untergruppe b, des Periodischen Systems mit einem der Elemente Stickstoff, Phosphor, Arsen, Antimon aus der Gruppe IV, Untergruppe b, des Periodensystems der Elemente bestehen. Halbleiter dieser Art sind in den britischen Patentschriften 719 873 und. 759 047 beschrieben; sie haben die Eigenschaft, ihren Widerstand durch Anlegen einer magnetischen Feldstärke erheblich zu erhöhen. Die Halbleiter mit magnetischer Sperrschicht, als welche vor allem eigenleitendes Germanium mit besonderer Oberflächenbehandlung in Betracht kommt, haben ebenfalls an sich einen niedrigen Widerstand. Durch Anlegen eines Magnetfeldes
'5 bestimmter Richtung und ausreichender Stärke kann dieser Widerstand in einer Stromdurchlaßrichtung auf einen sehr hohen Wert gesteigert werden. Sie haben außerdem die Eigenschaft, daß dieser hohe Widerstand durch ein zusätzlich eingelegtes elektrisches Feld oder durch einen Strahlungseinfluß bestimmter Richtung wieder ganz oder teilweise aufgehoben werden kann. In den deutschen Patentschriften 949 246 und 955 080 sind derartige Halbleiter mit magnetischer Sperrschicht beschrieben. Es ist dort auch bereits vorgeschlagen worden, sie zum Schalten von elektrischen Stromkreisen zu benutzen.
Aber auch andere steuerbare Halbleiter, wie beispielsweise Transistoren, gegebenenfalls in der Ausführung als Flächentransistor, und sonstige sehr schnell schaltende Halbleiterschaltelemente mit ähnlichen Schalteigenschaften sind für die Zwecke der Erfindung geeignet, sofern sie in der Lage sind, ohne merkliche Verluste eine ausreichend rasche Zerhackung einer Spannung vorzunehmen.
Weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung an Hand von verschiedenen, in der Zeichnung schematisch dargestellten Ausführungsbeispielen und Diagrammen.
Zunächst sei der Fall betrachtet, daß eine Gleichspannung verlustarm in eine Gleichspannung geringerer Höhe umzuformen sei. Die Fig. la. bis Id veranschaulichen zwei Lösungswege hierfür. Dabei wird die Eingangsgleichspannung U1 periodisch in einzelne Spannungsabschnitte von der Dauer Te mit dazwischenliegenden Pausen Tn zerhackt.
Für die Zerhackung kann eine Schaltung nach Fig. 2 verwendet werden, in der RL de« Verbraucherwiderstand darstellt, welcher über ein steuerbares Halbleiterschaltelement ^- an der mit Plus und Minus bezeichneten Eingangsgleichspannung U1 liegt. Das Halbleiterschaltelement .S" wird, wie durch die Wicklung W§ angedeutet ist, so gesteuert, daß während der Zeit T1, sein Widerstand am geringsten und während der Zeit T11 sein Widerstand ein Maximum ist. Demgemäß liegt am Lastwiderstand während der Zeit T1, die Spannung Ui und während der Zeit T11 die Spannung υΆ. Diese Spannungsabschnitte lassen sich durch Glättungsmittel, z. B. durch eine parallel zum Lastwiderstand Ri liegende Reihenschaltung eines Kondensators C1 mit einem Dämpfungswiderstand R1, auf einen Mittelwert U2 glätten. Durch Verändern des Verhältnisses der Einschaltdauer Tc zur Ausschaltdauer T11 kann der Mittelwert zwischen den Grenzen U4 und U3 beliebig und stufenlos geändert werden, wie dies die Fig. 1 a im Vergleich zu Fig. 1 b darstellt. Es kann aber auch z. B. die Einschaltdauer Te konstant bleiben und die Pause Ta geändert werden, so daß die Periodendauer T sich ändert, wie dies die Fig. Ic und Id darstellen. Bei der Schaltung" nach Fig. 2 kann auch auf die Glättungsmittel gegebenenfalls \rerzichtet werden, wenn es sich bei der Belastung RL um mit Trägheit behaftete Verbraucher, beispielsweise Glühlampen, Öfen, Motoren u. dgl., handelt.
Eine weitere wichtige Aufgabe ist die Umformung· von Gleich- in Wechselstrom. Hierbei kann nach Fig. 3 verfahren werden, wobei während jeder zu bildenden Halbwelle die Ausgangsgleichspannung mehrmals unterbrochen bzw. zerhackt und das Verhältnis von Ein- und Ausschaltzeit so geändert wird, daß der
entsprechende Mittelwert U2 nach einer Sinushalbwclle sich ändert, und wobei nach jeder Halbwelle eine Umpolung stattfinden muß.
Zur Durchführung dieses X^erfahrens können beispielsweise Schaltungen nach Fig. 4 und 5 verwendet werden. In Fig. 4 sind ein Transformator 1 mit Mittelanzapfung scnvie zwei steuerbare Halbleiterschaltelemente S1, S2 vorhanden, die durch eine gemeinsame Steuereinrichtung 2 beispielsweise magnetisch gesteuert werden, wie es durch die Wicklungen Ws t und WS2 angedeutet ist. Die Steuereinrichtung 2 kann entweder von der Sekundärseite des Transformators 1 aus oder auch vom Gleichstromnetz oder von beiden Seiten, gegebenenfalls aber auch von einer fremden Stromquelle aus, gespeist werden. Die Steuereinrichtung 2 hat die Aufgabe, die Schaltelemente S1 und S2 in einem bestimmten Rhythmus zu öffnen und zu schließen, und zwar wird zur Erzeugung der einen Halbwelle des Wechselstromes das Schaltelemente S1 in dem durch die Fig. 3 angedeuteten Rhythmus geöffnet und geschlossen,. während das Schaltelement S2 gesperrt ist. Zur Bildung der anderen Halbwelle übernimmt das Schaltelement S2 das Zerhacken in dem angegebenen Rhythmus, während das Schaltelement S1 gesperrt ist. Durch entsprechende Glättung, die beispielsweise durch einen Parallelkondensator zu den Ausgangsklemmen vorgenommen werden kann, erhält man eine sinusförmige Wechselspannung, deren Frequenz durch die Steuerung bedingt ist, also praktisch beliebig eingestellt werden kann. Gibt man dem Ausgangswechselstromkreis eine bestimmte Eigenfrequenz, so kann — wie später noch näher ausgeführt wird — erreicht werden, daß für die Umformungseinrichtung eine. Selbsterregung mit dieser Eigenfrequenz eintritt.
Bei der Schaltung nach Fig. 5 ist die gleiche Aufgabe wie bei der Fig. 4 ohne Transformator gelöst. Es sind jedoch statt zwei Halbleiterschaltelementen deren vier, nämlich S1 bis S4, vorhanden. Die vier Schaltelemente sind in einer B rücken schaltung angeordnet. Die Schaltelemente S1 und Ss verbinden die linke Seite des Lastwiderstandes RL abwechselnd mit Plus und Minus, die Schaltelemente S2 und 6"4 die rechte Seite des Widerstandes mit Minus und Plus des Gleichstromeinganges. Die nicht dargestellte Steuerung wirkt ähnlich wie bei der Fig. 4, aber immer auf zwei entsprechende Schaltelemente6\ und 6*4 bzw. S2 und S3 gleichzeitig.
In ähnlicher Weise kann auch eine Umformung von Gleichstrom in Drehstrom vorgenommen werden, beispielsweise durch Anordnung von sechs Schaltelementen in einer Drehsitrombrückenschaltung.
Eine weitere wichtige Aufgabe ist die Umformung von Wechselstrom in Wechselstrom einer anderen Spannung oder einer anderen Frequenz. So läßt sich beispielsweise gemäß Fig. 6a und 6b durch mehrmalige Unterbrechung eines Wechselstromes oder einer Wechselspannung während jeder Halbwelle der Effektivwert oder der Mittelwert bei unveränderter Grundfrequenz beliebig regeln. Fig. 6 a zeigt die Einstellung eines niedrigen Mittelwertes Un der aus der Wechselspannung U1 über das Halbleiterschaltelement entnommenen Spannung, während die Fig. 6b eine Aussteuerung zeigt, bei der sich ein verhältnismäßig hoher Mittelwert U2 ergibt. Die beiden Aussteuerungsarten unterscheiden sich lediglich dadurch, daß das Verhältnis von Einschaltzeit zu Ausschaltzeit bei Fig. 6a verhältnismäßig klein und bei Fig. 6b verhältnismäßig groß ist. Die Zerhackerfrequenz bleibt dabei unverändert. Zur Gewinnung des Mittelwertes U2 ist es zweckmäßig, die Oberwellen der hohen Steuerfrequenz am Testwiderstand äuszuglätten. Die Schaltung kann hier der Fig. 2' entsprechen mit der Abänderung, daß die Speisung nicht durch Gleichspannung, sondern durch Wechselspannung erfolgt'. Diese
.5 einfache Schaltung setzt voraus, daß das Schaltelement vS1 für beide Stromrichtungeri'. durchlässig ist. Man kann hierzu auch Schaltungen, entsprechend den Fig. 4 oder 5 verwenden und die' Halbleiterschaltelcmente so steuern, daß z. B. bei' der Schaltung nach
ίο Fig. 4 das eine Schaltelement .S1 während der einen Halbwelle' des Wechselstromes im Rhythmus der Fig. 6 a und 6 b ein- und ausgeschaltet wird, während das Schaltelement ^2 gesperrt bleibt/und daß in der nächsten Halbwelle des speisenden Wechselstromes
15· umgekehrt das Schaltelement S1 gesperrt ist und das Schaltelement S2 die Zerhackung vornimmt. Eine Umformungseinrichtung, welche nach den Fig. 6 a und 6b arbeitet, hat also die Wirkung eines stufenlos steuerbaren Transformators.
Durch Umpolen der Spannungsabschnitte jeder zweiten Halbwelle kann auch ein in seinem Mittelwert änderbarer Gleichstrom erhalten werden.
Man kann auch einen Wechselstrom durch Zerhacken in einen Wechselstrom höherer Frequenz umformen, welcher mit dem Ausgangswechselstrom moduliert ist. In den Fig. 7 und 8 ist das Verfahren veranschaulicht. Gemäß Fig. 7 können, die einzelnen Halbwellen des Ausgangswechselstromes ■ in einzelne Abschnitte zerhackt und die einzelnen Abschnitte gegenüber dem Verbraucher abwechselnd umgepolt werden. U1 ist die Sinuslinie und U1 die umgepolte Sinuslinie der speisenden Wechselspannung. Es ist dadurch eine neue modulierte Wechselspannung höherer Frequenz entstanden, die durch die schraffierten Flächen angedeutet ist.
Zur Durchführung dieses Verfahrens kann wieder eine Schaltung nach Fig. 4 oder 5 verwendet, werden. Die gezeichneten Gleichstromeingangsklemmen liegen hierbei an Wechselspannung, und die beiden Schaltelemente S1 und ^2 (Fig. 4) bzw. Schaltelementpaare Su Si und S2, Ss (Fig. 5) werden durch die Steuereinrichtung 2 abwechselnd so gesteuert, daß in dem Augenblick, in dem das eine Schaltelement bzw. Schaltelementpaar öffnet, das andere schließt, und umgekehrt.
In Fig. 8 ist veranschaulicht, wie außerdem noch eine Steuerung der Spannung der höheren Frequenz möglich ist, indem die Breite der einzelnen Spannungsabschnitte gegenüber dem in Fig. 7 dargestellten Wert verkleinert wird, so daß sich für den einzelnen Abschnitt ein entsprechend kleinerer Mittelwert ergibt. Ändert man nicht die Breite der Spannungsabschnitte, sondern ihren Abstand, so erhält man außer der Änderung der Spannungshöhe auch eine Frequenzänderung. Man kann auch die Umpolung erst nach mehreren Spannungsabschnitten, vornehmen. In allen Fällen, in denen die Ausgangsspannung eine Wechselspannung ist, kann die Glättung durch auf die Ausgangsfrequenz abgestimmte Resonanzkreise erfolgen.
Solche Umformungen können zur Steuerung einer transformierten Wechselspannung benutzt werden, was sonst üblicherweise durch einen Stelltransformator mit veränderlichem Übersetzungsverhältnis geschieht,
z. B. bei Bühnenbeleuchtungsreglern. Während der Stelltransformator bisher für die Grundfrequenz der Wechselspannung ausgelegt werden mußte, kann bei Anwendung des neuen Umformungsverfahrens entsprechend Fig. 7 und 8 der Transformator wesentlich kleiner bemessen werden, da er nur für die· höhere
Frequenz auszulegen ist. Für verschiedene Zwecke, beispielsweise bei der Speisung von . Leuchtstofflampen, wirkt sich gleichzeitig die höhere Frequenz günstig aus. Außerdem ergeben sich Vorteile für den Fall, daß räumlich ausgedehnte Verbrauchernetze gleichzeitig gesteuert werden können, indem durch einen relativ kleinen Transformator die Gesamtverbraucherleistung auf hohe Spannung transformiert und an den einzelnen Verbraucherstellen wieder auf die Verbrauchsspannung umgespannt werden kann, wozu ebenfalls nur relativ kleine Transformatoren erforderlich sind. Dies kann von Bedeutung sein beispielsweise bei der Befeuerung von Flugplätzen. Ist dagegen am Verbraucher die hohe Frequenz unerwünscht, so kann nach der Transformierung wieder eine Demodulation der modulierten Wechselspannung hoher Frequenz in die Ausgangsfrequenz erfolgen. Diese Demodulierung besteht in an sich bekannter Weise in einer Gleichrichtung, wobei die Polarität der Gleichrichter im Takt der Grundfrequenz zu wechseln ist. Dazu eignen sich vor allem steuerbare Halbleiter mit magnetischer Sperrschicht.
Ein Beispiel für eine Modulations- und Demodulationsschaltung mit steuerbaren Halbleitern und mit einem dazwischenliegenden Transformator ist in Fig. 9 schematisch dargestellt. Der an der Grundfrequenz mit der Spannung U1 liegende Modulatorteil mit den Halbleiterschaltelementen S1 bis S4 entspricht in seinem Aufbau der Fig. 5 mit dem Unterschied, daß der dort gezeichnete Lastwiderstand RL hier durch die Primärwicklung des Transformators 3 ersetzt ist. Der an der Sekundärwicklung desselben angeschlossene Demodulatorteil mit den Halbleiterschaltelementen vS"5 bis 5"8 hat wieder den gleichen Aufbau. Es ist angenommen, daß als Halbleiterschaltelemente S1 bis S6 steuerbare Halbleiter mit magnetischer Sperrschicht benutzt seien, welche durch die mit Ws χ bis J-F58 bezeichneten Steuerwicklungen magnetisch beeinflußt werden.
Um die in den Fig. 7 und 8 veranschaulichten Modulationsvorgänge auszulösen, müssen die Schaltelemente S1 bis S4 entsprechend gesteuert werden. Dies kann durch ein mit 4 bezeichnetes Steuergerät besorgt werden, welches einen auf die Modulationsfrequenz abgestimmten Schwingungskreis enthält, der — wie durch die Leitungen 5 angedeutet — von der Ausgangsfrequenz des Modulators erregt wird, so daß die Anordnung wie ein selbsterregter Schwingungsgenerator arbeitet. Ebenso, wie es an Hand der Fig. 5. bereits beschrieben wurde, werden die zwei entsprechenden Schaltelemente S1 und S4 bzw. S2 und >S"3 gleichzeitig gesteuert. Die Transformation der modulierten Spannung höherer Frequenz erfolgt durch den Transformator Z, der nur für die höhere Frequenz bemessen zu werden, braucht und deshalb kleiner, ver;!ustarmer und billiger ausgeführt werden kann als ein Stelltransformator der gleichen Leistung für die Grundfrequenz.
Die zur' Demodulation dienenden Schaltelemente S5 bis Ss sind ebenfalls Halbleiter mit magnetischer Sperrschicht. Sie sind in einer Gleichrichterbrückenschaltung angeordnet und werden in ihrer Sperrrichtung durch das Steuergerät 6 im Takt der Frequenz der Wechselspannung U1 einfach umgekehrt. Halbleiter mit magnetischer Sperrschicht wirken nämlich wie ein Gleichrichter, wenn sie einem Magnetfeld bestimmter Stärke und bestimmter Richtung ausgesetzt sind. Das Steuergerät 6 hat also nur die Aufgabe, die Richtung des magnetischen Feldes im Augenblick des Nulldurchganges der Grundfrequenz jeweils umzukehren. Im einfachsten Fall kann die Erregung der Steuerwicklungen W55 bis W5 8 für die Schaltelemente S5 bis vS"8 unmittelbar durch die Wechselspannung U1 der Grundfrequenz erfolgen, wobei gegebenenfalls ohmsche Widerstände zur Verkürzung der Zeitkonstante zwischengeschaltet sein können. Die am Ausgang erhaltene transformierte, durch das Steuergerät 4 in der Amplitude veränderbare Spannung der Grundfrequenz enthält zwar noch
ίο die höhere Modulationsfrequenz als Oberwelle; diese kann jedoch durch bekannte Mittel ohne weiteres beseitigt oder abgeschwächt werden. Der gezeichnete Anschluß der Steuergeräte 4 und 6 ist nicht die einzige Möglichkeit zur Steuerung des Modulations- und des Demodulationsteiles der Anordnung nach Fig. 9. Es kann auch eine Fremdsteuerung Anwendung finden, wobei die höhere Modulationsfrequenz durch beliebige Mittel erzeugt„sein kann. Des weiteren ist es möglich, bei Verwendung von Halbleitern mit magnetischer Sperrschicht statt einer rein magnetischen Steuerung auch eine elektrische Steuerung mit Hilfselektrode oder mit kapazitiver Übertragung der Steuergröße auf den Halbleiter vorzunehmen.
Eine andere Umformungsaufgabe von erheblicher Bedeutung ist die Erzeugung von AVechselstrom veränderlicher Frequenz, gegebenenfalls mit veränderlicher Spannung, insbesondere zur Erzeugung von Mehrphasenstrom aus Gleichstrom, Wechselstrom oder Drehstrom mit dem Ziel der Erzeugung eines Drehfeldes veränderbarer Umlaufgeschwindigkeit. Mit Hilfe eines solchen veränderbaren Drehfeldes kann man dann Motoren einfachster Bauart als Regelmotoren einsetzen. Dadurch lassen sich bisher für diese Zwecke angewendete Leonard-Umformer mit zwei Kommutatoren und Drehstrom-Kommutatormaschinen durch kommutatorlo'se Maschinen ersetzen. Es wird dadurch möglich, für besonders ungünstige Einbauverhältnisse des Motors, z. B. bei Staub und Hitze, den robustesten Motorantrieb einzusetzen und seine Steuerung an beliebig entfernter Stelle vorzunehmen. Mit Hilfe derartiger, ein Drehstromsystem bildender, in Frequenz und Phasendrehrichtung sowie in der Spannungshöhe veränderbarer Spannungen können solche einfache Motoren angelassen, in der Drehzahl gesteuert, gebremst und reversiert werden. Sie können auch auf ein bestimmtes Drehmoment im Stillstand eingestellt werden. Bei Verwendung von Synchronmotoren können mehrere Motoren genau synchron angelassen und betrieben werden, wie dies mit rotierenden Frequenzumformungseinrichtungen für bestimmte Nachlaufantriebe heute üblich ist.
Zum Zwecke der Drehzahlsteuerung von Drehfeldmotoren muß die Motorspannung von einem Mindestwert bei der Frequenz Null bis zu einem Höchstwert bei der höchsten Frequenz etwa linear mit der Frequenz geändert werden. Die Frequenz kann entweder unabhängig vom Motor gesteuert werden oder von der Motordrehzahl, dem Motordrehmoment oder auch irgendeiner anderen Größe, z. B. von der Drehzahl eines zweiten Motors, abhängig sein. Die Veränderung der Drehzahl erfolgt hier durch Einwirkung auf die Steuerung der Schaltelemente.
Zur Erzeugung von Drehfelder/i veränderbarer Geschwindigkeit und umkehrbarer Richtung können verschiedene Wege beschriften werden. Für das Verständnis am einfachsten ist eine Einrichtung, die einen Gleichstromzwischenkreis verwendet oder überhaupt vom Gleichstrom ausgeht.
Ein Beispiel hierfür mit einem Gleichstromzwischenkreis ist in Fig. 10 schematisch dargestellt.
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Es besteht hier die Aufgabe, einen zweiphasigen Asynchronmotor M mit Kurzschlußläufer aus einem Drehstromnetz RST mit änderbarer Geschwindigkeit und Richtung anzutreiben. Zu diesem Zweck wird der Drehstrom zunächst mittels einer Gleichrichteranordnung 7, z. B. Trockengleichrichter in Dreiphasenschaltung, in Gleichstrom konstanter Spannung umgeformt. Soll der Stromrichter auch für die umgekehrte Energierichtung geeignet sein, so muß der Gleichrichter 7 auch als Wechselrichter betrieben werden können, z. B. ein Quecksilberdampf stromrichter mit Gittersteuerung. Jede der. bei den Ständerwicklungen I und II des Motors M liegt in der Diagonale einer aus den Schaltelementen JT1 bis Si bzw. S5 bis ^8 gebildeten und an die gleichgerichtete Spannung angeschlossenen Brücke. Mit jedem der Schaltelemente liegt noch je ein Gleichrichter 8 bis 15., z.B.'ein Trockengleichrichter, in Reihe, der hier dazu dient, einen Strom umgekehrter Richtung durch das Schaltelement zu verhindern, ohne daß eine entsprechende Steuerung des Schaltelementes notwendig ist. Als Schaltelemente können daher außer magnetisch steuerbaren Halbleitern, mit magnetischer Sperrschicht auch magnetisch steuerbare Halbleiter hoher Trägerbeweglichkeit und gegebenenfalls auch Transistoren Verwendung finden. Verwendet man als Schaltelemente Halbleiter mit magnetischer Sperrschicht, so können bei geeigneter Steuerung derselben die zusätzlichen Ventile 8 bis 15 auch entfallen.
Die Wirkungsweise der Schaltung wird an Hand der Fig. 11a, 11b und 12a, 12b näher erklärt. In diesen ist die Spannung u in Abhängigkeit von der Zeit t aufgetragen, und zwar in Fig. 11a die Spannung in den Phasen I und II für verhältnismäßig hohe Ausgangsfrequenz und hohe Ausgangsspannung und in Fig. 12b für eine niedrigere Frequenz und niedrigere Spannung. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, wird die Gleichspannung durch Zerhacken mit unterschiedlichem Verhältnis zwischen Einschalt- und Ausschaltzeit unter Umpolung der Spannungsrichtung nach Ablauf je einer halben Periode in eine Wechselspannung der gewünschten FYequenz umgeformt. Eine Steuerung der Schaltelemente zur Erzielung derartiger Kurven kann z. B. dadurch erfolgen, daß in Fig. 10 für die Phase I des Motors M die Steuerwicklungen WSl bis WSA in der dargestellten Weise in Reihe geschaltet und durch eine Einrichtung gesteuert werden, welche in dem aus der Fig. 12a ersichtlichen Rhythmus Steuerimpulse liefert. Hierzu kann ein die Zerhackerfrequenz liefernder kleiner Mittelfrequenzgenerator 16 beliebiger Art dienen, zu dem ein Frequenzwandler 17 in Reihe liegt. Letzterer liefert eine Frequenz, die der gewünschten Geschwindigkeit des Drehfeldes entspricht und deren Spannungsamplitude der Spannung entspricht, mit der der Motor M gespeist werden soll. Als Frequenzwandler 17 kann ein an sich bekannter rotierender, mit Ständerwicklungen ausgerüsteter Frequenzwandler mit Kommutator und Schleifringen Anwendung finden, der durch einen Hilfsmotor angetrieben wird, durch dessen einstellbare Drehzahl die Drehzahl des Hauptmotors M bestimmt wird. Für die Phase II ist die Steuerung entsprechend, doch ist hier in Reihe mit einem Mittelfrequenzgenerator 18, der auch durch eine zweite Wicklung auf dem Generator 16 ersetzt sein kann, zwischen den Klemmen 19 eine Spannung gleicher Frequenz wie die des FrequenzAvancllers 17 einzufügen, die dieser gegenüber jedoch um eine Viertelperiode verschoben ist. Sie kann dem zweiten Bürstenpaar des Frequenzwandlers 17 entnommen werden.
Es ist hier einzufügen, daß —■ wie später noch erläutert wird — bei der Verwendung von steuerbaren Halbleitern die Möglichkeit besteht, durch besondere Maßnahmen ein solches Widerstands verhalten, zu erreichen, daß bei Überschreiten einer bestimmten Steuergröße nach oben der Widerstand plötzlich auf sein Minimum sinkt und beim Unterschreiten eines etwas anderen Wertes plötzlich auf sein Maximum steigt.. Da die plötzliche Verringerung des Wider-Standes dem Zünden eines steuerbaren Gasentladungsgefäßes ähnlich ist, kann man den Wert, bei dem der Widerstand auf seinen Minimalwert springt, als Zündwert bezeichnen. Die Zündwerte für.verschiedene Speisespannungen ergeben dann eine im folgenden mit »Zündkennlinie« bezeichnete Kennlinie. In Analogie hierzu wird die zweite Kennlinie, welche die.Werte angibt, bei denen der Widerstand auf seinen Maximalwert kippt, im folgenden »Löschkennlinie« genannt.
Die Zeitpunkte für das öffnen und Schließen der
ao Halbleiterschaltelemente in Fig. 10 entstehen gemäß Fig. 12 a an den Schnittpunkten der voll ausgezogenen Stromkurve 22 eines Steuerkreises mit den gestrichelt gezeichneten, den Schaltelementen S1 bis S1 zugeordneten Zündkennlinien Z1 bis Z4 und Löschkennlinien L1 bis L4, bei denen ein Kippen der Schaltelemente von kleinem auf großen Widerstand bzw. umgekehrt erfolgt. Die voll ausgezogene Steuerstromkurve 22 entsteht durch Überlagerung der von dem Frequenzwandler 17 gelieferten, gestrichelt gezeichneten niedrigen Frequenz. 23 und der . zweckmäßig dreieckförmigen Frequenz des Mittelfrequenzgenerators 16. Es entsteht somit im Schnittpunkt et ein Einschaltimpuls und im Schnittpunkt O1 ein Ausschaltimpuls. Dem entspricht in Fig. 12b die erste Stromdurchlaßperiode. Die zweite, etwas größere Stromdurchlaßperiode ist durch die Schnittpunkte e2 und.a2 gegeben, usw. Die Zeitdauer der Stromdurchlaßperioden nimmt somit bis zum Maximum der niederfrequenten Steuerspannung zu und dann wieder ab,
so daß sich der in Fig. 12 b gestrichelt eingetragene Mittelwert 24 ergibt, der der in Fig. 12 a gestrichelt eingezeichneten Niederfrequenzkurve 23 nachgebildet ist, aber im Gegensatz zu den relativ geringen Steuerleistungen einem Kreis angehört, der die für den Antrieb des Motors M erforderliche große Leistung führt. Die Zündkennlinien Z1, Z3 und Z2, Z4 haben zweckmäßig einen größeren Abstand, als die doppelte Amplitude des dreieckförmigen Modulationsstromes beträgt. Dadurch ergibt sich ohne besondere Maßnahmen, daß jeweils immer nur eines der Schaltelemente S1, S2 bzw. Ss, JT4 eingeschaltet wird.
Die Steuerung für die Phase II wirkt entsprechend und ergibt eine um 90° nacheilende Spannung. Zur Glättung der Modulationsoberwellen werden zweckmäßig Glättungsmittel verwendet; in Fig. 10 sind hierzu beispielsweise die Parallelkondensatoren 20 und 21 vorgesehen. Je rascher der Frequenzwandler angetrieben wird, desto1 geringer .wird diie an dem Kollektor abgenommene Frequenz. Bei der synchronen Drehzahl entsprechend der Frequenz des Netzes RST gibt der Frequenzwandler Gleichstrom ab. Der Motor M erhält dann eine Gleichspannung. In Fig. 12 a bedeutet dies, daß die gestrichelte Kurve zu einer Geraden wird, welche unterhalb der ZündkennlinieZ1, Z3 liegt. Die einzelnen Einschaltzeiten werden damit gleich lang, und es erfolgt keine Stromumkehrung, so daß der Motorphase I praktisch ein Gleichstrom zugeführt wird. Es kann der Motor also damit bis zum Stillstand abgebremst werden. Eine Umkehrung ■ der Drehrichtung läßt sich durch Umkehren einer Phase
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um 180° oder durch. Umkehren der Steuerung einer Phase vornehmen. Statt eines Zweiphasenmotors kann hierbei auch ein normaler Dreiphasenmotor Anwendung finden. Es ist nur eine entsprechende Erweiterung der Umformungseinrichtung mit ihrer Steuerungseinrichtung auf eine Dreiphasenanor-dnung erforderlich.
Die beschriebene Steuerung ist gleichzeitig ein typisches Beispiel einer neuen Art einer Starkstromverstärkung, bei der eine Steuerspannung oder ein Steuerstrom beliebiger Form in eine entsprechende Spannung oder einen entsprechenden Strom, jedoch in einem Kreis viel höherer Leistung nachgeformt wird, ohne daß in dem Verstärker selbst Leistungsverluste auftreten, die über den normalen Wirkungsgrad von Umformern hinausgehen, und ohne daß umfangreiche Energiespeicher zur Kompensation von Blindleistungen notwendig sind. Die zum Ausgleich der Oberwellen der Überlagerungsfrequenz hier einzusetzenden Energiespeicher erfordern einen wesentlich geringeren Aufwand als beispielsweise bei Magnetverstärkern oder Stromrichtern.
Bei der Schaltung nach Fig. 10 sind für jede Motorphase vier steuerbare Halbleiterschaltelemente erforderlich. Es kann z. B. auch eine Schaltung entsprechend Fig. 13 gewählt werden, bei der für jede Motorphase nur zwei Schaltelemente notwendig sind. Dabei wird jede Motorphase in zwei getrennte Wicklungen unterteilt, von denen aus Einfachheitsgründen in Fig. 13 nur die Schaltung für die Motorphase I dargestellt ist, weil die Schaltung für die Motorphase II die gleiche ist. Wie aus der Zeichnung ersichtlich, können über die beiden Teilwicklungen Ia und I b der Motorphase I entsprechend der Durchlaßrichtung der Gleichrichter 25, 26 jeweils nur Ströme bestimmter Richtung fließen. Dementsprechend müssen auch die Halbleiterschaltelemente S1 und S2 durch die Steuerwicklungen WSl, W52 gesteuert werden. Die Steuerung der Wicklungen WSl und Ws2 kann z. B. in der gleichen Weise erfolgen wie die für die Wicklungen WSl und W52 in Fig. 10.
Die in den Fig. 10 und 13 angewendete Reihenschaltung eines Starkstrom-Halbleiterschaltelementes nach der Erfindung mit einem echten Ventil erlaubt die Benutzung einer verhältnismäßig einfachen Steuereinrichtung. Man kann aber auf die Reihenschaltung mit einem echten Ventil auch verzichten, wenn man durch die Steuerung der Halbleiterschaltelemente dafür sorgt, daß diese jeweils in einer Halbperiode der Niederfrequenz völlig gesperrt bleiben.
Bei den bisher besprochenen Ausführungsbeispielen war die Zerhackerfrequenz konstant und die Breite der Spannungsabschnitte veränderbar. Man kann aber auch die Breite der Spannungsabschnitte konstant lassen und dafür die Zerhackerfrequenz, d. h. die Pausen zwischen den einzelnen Abschnitten, verändern. Einen besonders einfachen Aufbau der Steuerungseinrichtung kann man beispielsweise erhalten, wenn man ein kombiniertes Steuerverfahren anwendet, das sowohl die Breite der Spannungsabschnitte als auch die. dazwischenliegenden Pausen verändert, wie es in Fig. 14 veranschaulicht ist. Bei der Anwendung auf das Ausführungsbeispiel nach Fig. 10 tritt die Fig. 14 an die Stelle des Schaubildes für den Stromkreis I in Fig. 11a. Ein Beispiel für die zugehörige Steuerung der Schaltelemente ^1 bis Si der Fig. 10 ist in Fig. 15 dargestellt.
.'".Tn Fig. 15 sind mit WSl, WSz und W52, WSi die Steuerwicklungen für die Schaltelemente S1 bis S1 bezeichnet, welche in Fig. 10 als magnetisch steuerbare Halbleiterschaltelemente dargestellt sind. Die Steuerwicklungen WSv W5 3 und WS2, W5 4 liegen -—■ gegebenenfalls über Widerstände 27, 28 — in Reihe mit je einer Glimmröhre 29, 30 an je einem Kondensator 31, 32. Diese beiden Kondensatoren liegen andererseits über Widerstände 33, 34 an je einer Gleichstromquelle 35, 36, und zwar unter Zwischenschaltung einer gemeinsamen Steuerwechselspannungsquelle 171, die dem Frequenzwandler 17 in
ίο Fig. 10 entspricht. Die Spannung der Gleichspannungsquellen 35, 36 kann etwa der Zündspannung der Glimmröhren 29, 30 entsprechen. Ein Aufladen des Kondensators 31 über die Zündspannung tritt also ein, wenn sich die Spannung der Wechselspannungsquelle 171 zur Spannung der Gleichspannungsquelle 35 addiert. Durch das Zünden der Glimmröhre 29 entlädt sich der Kondensator 31, und die Schaltelemente S1, S3 (Fig. 10) werden auf minimalen Widerstand umgesteuert. Die** Dauer der Entladung hängt davon ab, wieviel Ladestrom über den Widerstand 33 nachfließt. Dies ist wieder von der Höhe der Spannung an der Wechselspannungsquelle 171 abhängig. Wird die Löschspannung der Glimmröhre 29 unterschritten, so geht der Steuerstrom auf Null, und der Widerstand der Schaltelemente S1, S3 springt auf seinen Maximalwert. Die Zeit bis zum nächsten Zünden der Glimmröhre 29 ist davon abhängig, wie hoch die Spannung an der Wechselspannungsquelle 171 ist. Es wird also gleichzeitig von dieser Spannung die Länge der Pause und die Breite des einzelnen Spannungsabschnittes bestimmt. Da die Spannung der Gleichstromquelle 36 mit umgekehrter Polarität wie die Gleichstromquelle 35 mit der Spannung der Wechselspannungsquelle 171 in Reihe liegt, wird in der betrachteten Halbwelle der Spannung der Wechselspannungsquelle 171 die Zündspannung an der Glimmröhre 30 nicht erreicht, d. h., die Schaltelemente S2 und ,S4 bleiben gesperrt. In der folgenden Halbwelle tritt der untere Kreis mit den Steuerwicklungen Wg2 und W$n in Wirkung, und die Steuerwicklungen W5x und IVg3 des oberen Kreises bleiben stromlos.
Bei der Einrichtung nach Fig. 10 war als Steuerspannung für den Frequenzumformer die Spannung 19 eines Frequenzwandlers 17 vorgesehen. Die Höhe und die Frequenz der Spannung wurden durch Verändern der Drehzahl dieses Frequenzwandlers mit Hilfe eines drehzahlveränderbaren Motors eingestellt. Statt dessen kann die Steuerspannung und die Einstellung der Drehzahl des Motors M beispielsweise auch nach Fig. 16 vorgenommen werden, wobei die Steuerung eines Dreiphasenasynchronmotors M' zugrunde gelegt ist. Die der Fig. 10 entsprechende Umformungseinrichtung, welche dort aus der Gleichrichteranordnung 7 und den Schaltelementen S1 bis ^8 sowie den Hilfsgleichrichtern 8 bis 15 besteht, ist hier der dreiphasigen Ausführung entsprechend, ergänzt zu denken; sie ist in Fig. 16 mit 37 bezeichnet und im einzelnen nicht dargestellt. Entsprechend der dreiphasigen Ausführung des Motors enthält auch die Umformereinrichtung drei Steuerspannungen. Diese werden gebildet durch die Spannungen einer Drehstrom-Tachometermaschine 38, die mit dem Motor M' gekuppelt ist. Diese Spannungen werden einem rotierenden Drehfeldumformer 39 zugeführt, der die Frequenz der Tachometermaschine 38 um eine Schlupffrequenz /s erhöht. Diese Schlupffrequenz /5 ist der Drehzahl des Läufers des Drehfeldumformers 39 proportional. Diese Drehzahl wird bestimmt durch die Drehzahl eines Motors 40, der über ein Getriebe 41 mit dem Drehfeldumformer 39 gekuppelt ist. Die
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Drehzahl des Motors 40 wird ihrerseits durch die Einstellung eines Potentiometers 42 festgelegt, an welchem je nach Einstellung desselben eine positive oder negative Gleichspannung abgegriffen werden kann. Diese Spannung wird von der durch den Gleichrichter 43 gleichgerichteten Spannung der Tachometermaschine 38 abgezogen und die Differenz dem Anker des Motors 40 zugeführt. Der Motor 40 ist fremderregt.
Die Wirkungsweise ist folgende: Bei Stillstand des Motors M' und bei Mittelstellung des Potentiometers 42 liegt auch am Motor 40 keine Spannung. Die Spannung der Tachometermaschine 38 ist ebenfalls Null; die Umformungseinrichtung 37 erhält daher keine Steuerspannung und gibt auch keine Spannung an den Motor M' ab. Um den Motor M' anzulassen, wird das Potentiometer 42 aus der Mittelstellung verschoben. Dadurch erhält der Motor 40 eine Spannung und gleichzeitig der Frequenzwandler 39 über eine Hilfserregerwicklung 44 eine. Erregung. Er gibt also an ao seinen Schleifringen eine der Drehzahl des Motors 40 und dem Übersetzungsverhältnis des Getriebes 41 entsprechende Spannung niedriger Frequenz /s ab, die in dem Umformer 37 in eine Dreiphasenspannung gleicher Frequenz umgeformt wird, welche den Motor M' zum Anlaufen bringt. Mit steigender Drehzahl des Motors M' gibt die Tachometermaschine 38 Spannung an den Drehfeldumformer 39, und dieser liefert eine um die Schlupffrequenz /s erhöhte Steuerfre.quenz an die Umformereinrichtung 37. Infolgedessen beschleunigt sich der Motor M' mit einem Drehmoment, das der vorgegebenen' Schlupffrequenz /s proportional ist. Dabei läuft der Motor M' so· weit hoch, bis durch die Spannung des Gleichrichters 43 die am Potentiometer 42 eingestellte Spannung erreicht ist. Dann bleibt der Motor 40 stehen, und die Drehzahl des Motors M' bei Leerlauf ist dann durch die Einstellung des Potentiometers 42 gegeben. Bei Belastung, wo ein Schlupf zur Überwindung des Belastungsmomentes auftreten muß, wird die Drehzahl um diesen Schlupf kleiner sein als die am Potentiometer eingestellte Leerlauf drehzahl n0. Der Zusammenhang' zwischen Drehzahl und Schlupffrequenz ist in Fig. 17 veranschaulicht. Durch Verändern des Potentiometers 42 können beliebige Werte der Leerlaufdrehzahl M0 eingestellt \verden. Wird während des Betriebes des Motors Mf die Leerlaufdrehzahl 7J0 verkleinert, so stellt sich eine negative Schlupffrequenz ein, d.h., der Motor läuft übersynchron und bremst sich ab. Durch Auslenkung des Potentiometerabgriffes.., in umgekehrter Richtung aus der Mittelstellung läuft der Motor in der umgekehrten Richtung hoch. Sobald der Motor eine bestimmte. Drehzahl erreicht hat, ist die Hilfserrcgung des Drchfeldumformers durch die Gleichstromwicklung 44 nicht mehr notwendig; sie kann daher abgeschaltet werden.
Mit dem Potentiometer 42 kann man sofort in die Endstellung gehen, d. h. sofort die gewünschte Enddrehzahl des Motors M' einstellen, wenn man dafür sorgt, daß die .Speisespannung des Motors 40 einen bestimmten Wert nicht überschreitet, so daß auch seine Drehzahl über einen bestimmten Wert nicht ansteigen kann. Dies kann man durch einen Schwellwertwiderstand 45 parallel zum Anker erreichen. Als solchen kann man z. B. zwei antiparallel geschaltete Trockengleichrichter oder sonstige spannungsabhängige Widerstände oder Gleichspannungsquellen, die mit einem Ventil in Reihe geschaltet sind, verwenden.
Verwendet man statt eines Asynchronmotors M' einen Synchronmotor, so kann eine der Fig. 16 ähnliche Anordnung Verwendung finden. An die Stelle des Drehfeldumformers 39 tritt dann ein Drehtransformator und an die Stelle des Motors 40 eine Vergleichseinrichtung, beispielsweise ein Waagebalken, an dem zwei Momente angreifen, deren eines der Gleichspannung des Gleichrichters 43 und deren anderes der am Potentiometer 42 abgegriffenen Spannung proportional ist. Zum Anlaufen des Synchronmotors gibt man zweckmäßig eine Hilfsfrequenz geeigneter Spannungshöhe auf die Steuerwicklung der Umformungseinrichtung 37.
Eine weitere Möglichkeit zur Umformung eines Drehstromes konstanter Frequenz und Spannung in einen Wechsel- oder Drehstrom veränderlicher Frequenz und veränderlicher Spannung besteht darin, daß die Sinuslinien der drei Phasen des Drehstromnetzes durch Halbleiterschaltelemente in Stücke geschnitten werden, die entsprechend dem Augenblickswert der Sinuslinie verschiedene Höhe und verschiedene Vorzeichen haben. Diese Spannungszeitflächen werden durch weitere Halbleiterschaltelemente so auf die einzelnen Motorwicklungen oder sonstigen. Verbraucherkreise geschaltet, daß sich eine neue, einer Sinuslinie ähnliche Spannungskurve einer anderen, vorzugsweise niedrigeren Frequenz ergibt. Dabei können dieselben Stücke der Grundfrequenz auch in mehreren' Stromkreisen verwendet werden. In Fig. 18 ist ein Beispiel für eine solche Schaltung zur Speisung eines zweiphasigen Kurzschlußläufermotors dargestellt.
In Fig. 18 sind zwischen der Eingangs- und der Ausgangsseite drei Transformatoren 46, 47, 48 mit je zwei Sekundärwicklungen eingeschaltet. Diese ermöglichen es, die Kreise der beiden Motorphasen I und II voneinander zu trennen, so daß man mit weniger Schaltelementen auskommt. Die Primärwicklungen dieser drei Transformatoren, die gegebenenfalls auch zu einem Drehstromtransformator zusammengefaßt werden können, liegen nach Art der Dreieckschaltung über je ein Schaltelement S1 bis Ss am Drehstromnetz RST. Zur Verminderung einer Rückwirkung von entstehenden Oberwellen auf das Netz können parallel zu den einzelnen Netzanschlüssen entsprechend bemessene Kondensatoren 49, 50 und 51 geschaltet sein. Die linken Sekundärwicklungen 46' bis 48' sind über je ein Schaltelement ,S4 bis S6 mit der Motorphase I und die rechten Sekundärwicklungen 45" bis 48" über je ein weiteres Schaltelement ,S7 bis S9 an die Motorphase II angeschlossen. Ähnlich wie im Ausführungsbeispiel nach Fig. 10 kann zu den beiden Motorphasenwicklungen je ein Kondensator 52, 53 parallel liegen. Die Wirkungsweise dieser Schaltung gemäß Fig. 18 sei an Hand der Fig. 19 erklärt.
In Fig. 19 ist untereinander der Verlauf der drei Phasenspannungen RS, ST und TR eines Drehstromnetzes dargestellt, welche drei je um 120° gegeneinander versetzte Sinuslinien sind. Durch entsprechende Steuerung des Schaltelementes S1 mit den nicht näher dargestellten, schon oben beschriebenen Mitteln wird während jeder Halbperiode zum Zeitpunkt t1 das Schaltelement für den Stromdurchgang geöffnet und zum Zeitpunkt t2 wieder geschlossen, so daß aus jeder Halbwelle ein Teil herausgeschnitten wird. Durch gegensinnige Verlagerung der Ein- und Ausschaltzeitpunkte it und i, kann dieser Bereich verkleinert und vergrößert werden. Eine gleiche Steuerung liegt auch bei den Halbleiterschaltelementen S2 und S3 mit entsprechender zeitlicher \^ersetzung um 120°el. vor. An den Sekundärwicklungen 46' bis 48' und 46" bis
48" liegt also zwischen den Zeitpunkten tt und t2 jeweils eine Spannung, wie sie durch die schräg schraffierten Flächen dargestellt ist. Man kann nun in den drei Phasen RS, ST und TR einzelne dieser schraffierten Spannungsflächen auswählen und sie der Motorphase I und der Motorphase II so zuordnen, daß sie eine der gewünschten Frequenz entsprechende -Mittelwertskurve bilden. So bilden beispielsweise in Fig. 19 für die Phase I des Motors die senkrecht schraffierten Ausschnitte der drei Phasen RS, ST und TR eine neue Spannungskurve, deren Grundwellenfrequenz gestrichelt eingetragen ist. Die Grundwellenfrequenz für die Motorphase II ist durch die horizontal schraffierten Spannungsausschnitte der drei Phasen RS, ST und TR gebildet. Die Grundwellenfrequenz für diese Phase II ist die gleiche wie für die Phase I; sie ist jedoch um 90° dagegen verschoben. Es ist zwar, wie sich aus der Zusammensetzung der beiden Motorphasen I und II in Fig. 19 erkennen läßt, in dem angenommenen Beispiel die Grundwelle der beiden Phasen nicht gleich groß, denn die einzelnen Halbwellen der Phase I setzen sich aus drei und die der Phase II aus nur zwei Spannungsausschnitten zusammen. Bei dem in Fig. 18 angenommenen Antrieb eines Kurzschlußläufermotors stellt dies aber keinen ins Gewicht fallenden Nachteil dar, weil bekanntlich das Drehmoment eines derartigen Motors bei unsymmetrischer Speisung der einzelnen Phasen nur relativ wenig nachläßt. Die Steuerung nach Fig. 19 ist auch nur als Prinzipbeispiel angegeben. Durch eine andere Unterteilung der einzelnen Halbwellen in den drei Phasen RS, ST und TR in mehrere spannungführende Abschnitte und eine andere Auswahl der Abschnitte kann auch ein symmetrisches Zwei- oder Mehrphasensystem erhalten werden. In Fig. 18 kann die Aufgabe der Steuerung entsprechend der Fig. 19 mit bekannten Mitteln der Elektrotechnik gelöst werden. Zur Durchführung der Schaltvorgänge können als Schaltelemente S1 bis S9 alle Halbleiterschaltelemente benutzt werden. Dabei kann man zur Verkürzung der Schaltzeit einen Kippvorgang zu Hilfe nehmen, gegebenenfalls in Verbindung mit besonderen Hilfsmitteln zur Verringerung der Übergangsverluste während der Schaltzeit.
Durch die Erfindung wird es somit möglich, mit einem ruhenden Bauelement, wie es ein steuerbarer Halbleiter darstellt, unter Verwendung von zwei oder mehreren hintereinandergeschalteten Schaltelementen, die unabhängig voneinander in einer bestimmten. Gesetzmäßigkeit periodisch umgesteuert werden., aus einem Mehrphasennetz einzelne Spamiungsabschnitte herauszuschneiden und zu neuen Spannungen, Kurvenformen und Frequenzen in Ein- oder Mehrphasensystemen zusammenzusetzen. Die Fig. 20 zeigt eine Schaltungsanordnung mit Schaltelementen, mit weleher das gleiche Umformungsprinzip, wie es in Fig. 18 und 19 dargestellt ist, durchgeführt werden kann. Die Schaltelemente JT1 bis S3 haben die Aufgabe, aus den Phasenspannungen R1 S und T einzelne Abschnitte herauszuschneiden und dementsprechend während jeder Halbperiode ein- oder mehrmals zu öffnen oder zu schließen. Die Schaltelemente S1 bis S6 einerseits und S7 bis S9 andererseits wählen einzelne der entstandenen Spannungsausschnitte aus und setzen sie für die Motorphasen I und II zu neuen Spannungskurven zusammen. Bei dieser Schaltung sind im Gegensatz zu Fig. 18 Transformatoren nicht erforderlich.
Man kann bei der Frequenzumformung auch so vorgehen, daß man die einzelnen Halbwellen der Ausgangswechselspannung mehrfach zerhackt und einzelnen Spannungsausschnitten, beispielsweise den unmittelbar aufeinanderfolgenden, jeweils verschiedene Polarität gibt, so daß Kurvenbilder entstehen, wie sie in Fig. 21 a für die drei um 120° gegeneinander versetzten Phasen RS, ST und TR dargestellt sind. Die Möglichkeit, aus diesen einzelnen positiven und negativen Spannungsabschnitten neue Wechselspannungskurven zusammenzusetzen, ist hierbei besonders groß. Es läßt sich beispielsweise eine Grundwellenfrequenz zusammensetzen, wie sie in Fig. 21b für die Phase I eines Kurzschlußläufermotors gestrichelt eingetragen ist, welche sich — wie dargestellt ·— aus einzelnen positiven und negativen Abschnitten der Phasen RS, ST und TR zusammensetzt. Für die Motorphase II kann eine um 90° verschobene Grundwelle in ähnlicher Weise gebildet werden.
Ein Beispiel für eine hierzu geeignete Schaltung ist in Fig. 22 schematisch dargestellt. Als Anwendungsfall ist wieder der Betrieb eines zweiphasigen Kurzschlußläufermotors aus einem Drehstromnetz RST angenommen. Die Schaltung ist sekundärseitig die gleiche wie in Fig. 18, wie auch durch die gleichen Bezugszeichen wie dort angedeutet ist. Auf der Primärseite ist ähnlich wie bei der Schaltung nach Fig. 4 eine Umkehrung der Polarität der.Spannung an den Primärwicklungen der Transformatoren 46 bis 48 durch Mittelanzapfung und Speisung über ein zweites Schaltelement S1', S2', S3' durchgeführt.
Eine weitere Möglichkeit der Umrichtung ist die aus der Stromrichtertechnik bekannte Methode eines Hüllkurvenumrichters, bei dem die Sinuslinie der neuen Grundfrequenz aus Stücken der Sinuslinien, der Grundfrequenz bei natürlicher Kommutierung von einer Phase auf die nächstfolgende Phase erfolgt: Diese Methode kann dahin abgewandelt werden, daß beim Ansteigen, der Spannung der neuen Grundfrequenz ein Übergang von der Phase höherer Spannung auf eine Phase niedrigerer Spannung durch einen Abschaltvorgang der vorhergehenden Phase erzwungen wird, wie dies in Fig. 23 dargestellt ist. Hier ist für eine sechsphasige Schaltung die Bildung einer Grundwclle niedrigerer Frequenz dargestellt. Fig. 23 zeigt die Spannungslinien der sechs Phasen 1 bis 6, die gemäß Fig. 24 von einem Dreiphasen-Sechsphasen-Transformator 54 stammen und über die Schaltelemente S1 bis S1. ein- und ausgeschaltet werden können. Die Steuerung dieser Schaltelemente kann dabei so erfolgen, daß im Zeitpunkt t1 das Schaltelement S1 die Phase 1 unterbricht und gleichzeitig das Schaltelement S2 die Phase 2 einschaltet. Im Zeitpunkt f2 schaltet das Schaltelement S2 aus und das Schaltelement S3 die Phase 3 ein, usw. Damit der Mittelwert der an dem Verbraucher RL in Fig. 24 liegenden Spannung entsprechend der in Fig. 23 gestrichelt gezeichneten neuen Grundwellenkurve 55 entspricht, sind die Abstände zwischen den einzelnen Schaltzeitpunkten tv i2 ... größer als ein Sechstel der Periodendauer der Speisefrequenz. In der Nähe des Maximums der neuen Grundwellenkurve 55 kann man auch die folgende Phase früher einschalten, als die vorhergehende abgeschaltet wird, ohne daß große Kurzschlußströme über zwei Phasenwicklungen des Transformators entstehen, weil in der Nähe des Schaltmomentes die Spannungen der beiden aufeinanderfolgenden Phasen praktisch gleich groß sind. Nach Überschreiten des Maximums der Grundwelle 55 nimmt die Spannung infolge der Verzögerung der Einschaltmomente der folgenden Phase wieder ab. Die Mittelwerte der einzelnen Phasenspannungsabschnitte werden dann negativ, so
daß der Mittelwert eine Wechselspannung ergibt. Die Einstellung der Frequenz der neuen Grundwelle kann dadurch vorgenommen werden, daß die Dauer zwischen den Zeitpunkten des Schaltens aufeinanderfolgender Phasen verändert wird. Ist diese Dauer genau ein Sechstel der Periodendauer der Speisefrequenz, so entsteht eine Gleichspannung, deren Höhe davon abhängig ist, in welchem Zeitpunkt innerhalb der einzelnen Halbwelle die Umschaltung erfolgt. Es ist somit durch die in Fig. 24 dargestellte Einrichtung auch eine Gleichrichtung mit einstellbarer Spannungshöhe des gleichgerichteten Stromes möglich.
Mit der Schaltung nach Fig. 24 läßt sich aber auch eine sogenannte Ausschnittssteuerung vornehmen, indem man aus den aufeinanderfolgenden Halbwellen Abschnitte verschiedener zeitlicher Breite auf den Verbraucher schaltet. Man erhält auf diese Weise entsprechend Fig. 25 gewissermaßen einen periodisch zerhackten Gleichstrom mit zu- und abnehmender Dauer der einzelnen Abschnitte, so daß der gestrichelt gezeichnete Mittelwert 56 eine Sinushalbwelle bildet (vgl. auch Fig. 3). Im Augenblick des Nulldurchganges der neuen Grundwellenkurve 56 wird zweckmäßig die Steuerspannung für die Schaltelemente ^1 bis SR in Fig. 24 um 180° verschoben, so daß jetzt die Ausschnitte aus den negativen Halbwellen herausgeschnitten werden und die neue Grundfrequenzkurve 56 sich als negative Halbwelle fortsetzen kann. Die zugehörige Steuereinrichtung kann in ähnlicher Weise aufgebaut sein wie in Fig. 15.
Es ist auch möglich, die Schaltelemente so rasch und in solcher zeitlicher Aufeinanderfolge umzusteuern, daß sich durch Zerhacken der einzelnen Halbwellen einer Wechselspannung ein konstanter Mittelwert der einzelnen Spannungsimpulse ergibt. Man erhält dadurch entsprechend der Fig. 26 eine Wechselspannung höherer Frequenz etwa konstanter Grundwellenamplitude entsprechend der gestrichelten Linie 57, wenn man dafür sorgt, daß die Einschaltzeiten gegen die Mitte jeder Halbperiode ab- und dann wieder zunehmen und die. einzelnen aufeinanderfolgenden Impulse in der Polarität wechseln, läßt. Die zunächst vorhandenen höheren Oberwellen können durch Siebkreise ausgesiebt werden.
I Man kann auch eine Wechselspannung in eine I Gleichspannung mit annähernd konstantem Mittelwert umformen, wenn gemäß Fig. 27 die einzelnen Halbwellen der Wechselspannung auf ähnliche Weise zerhackt werden wie in Fig. 26, ohne daß eine Umkehrung der aufeinanderfolgenden Impulse stattfindet, sofern man z. B. durch eine Brückenschaltung die Impulse der entgegengesetzten Halbwelle umpolt. Die für die Glättung erforderlichen Siebmittel sind hierbei wesentlich geringer als bei einer üblichen Gleichrichtung einer Speisewechselspannung derselben Frequenz. Diese Maßnahme kann von Bedeutung sein für solche Kreise, wo die Mittel zur Glättung des durch eine übliche Gleichrichtung erhaltenen Gleichstromes Zeitkonstanten bedingen wurden, welche von nachteiligem Einfluß auf die nachgeschalteten Einrichtungen wären. Ein solcher Fall ist beispielsweise gegeben in hochempfindlichen Regeleinrichtungen, bei denen der Meßwert als Wechselspannung zur Verfügung steht, der zur weiteren Verarbeitung im Regelkreis gleichgerichtet werden muß.
Verwendet man bei der Umrichtung nach Fig. 26 als Eingangsstrom einphasigen Wechselstrom, so erhält man im Verhältnis zur Amplitude der Ausgangswechselspannung nur einen relativ niedrigen Mittelwert für die Spannung höherer Frequenz. Wie aus Fig'. 28 ohne weiteres zu erkennen ist, werden die Amplituden der neuen Frequenz erheblich größer, wenn man das gleiche Verfahren bei Drehstrom anwendet und dafür sorgt, daß durch rechtzeitiges Umschalten auf die Folgephase jeweils nur die Kuppen der Sinuslinien der Grundfrequenzphasenspannungen ausgenutzt werden. Hierbei ist es relativ einfach, für die resultierende Mittelfrequenz eine konstante Amplitude zu erreichen, da hierzu nur relativ geringe Äraderangen in den Einschaltzeiten notwendig sind.
Erzeugt man — beispielsweise mit dem Verfahren nach Fig. 28 — noch eine weitere Spannung mit der gleichen Mittelfrequenz und überlagert diese beiden Spannungen, so kann man lediglich durch Veränderung der Phasenverschiebung' die Amplitude der Ausgangsspannung in an sich bekannter Weise auf einfache Weise ändern. Diese Methode kann durch kontinuierliche Änderung der Phasenspannung auch benutzt werden, um die Amplitude der Summenspannung mit einer neuen Frequenz zu modulieren. Durch Gleichrichtung der Summenspannung; wobei im Nulldurchgang die Polarität der Gleichrichtung geändert wird, erhält man eine neue niedrige Frequenz, die auf einfache Weise geregelt werden kann, Ein ähnliches Eras gebnis kann man auch dadurch erreichen, daß man beiden Spannungen nicht die gleiche Frequenz, sondern etwas verschiedene Frequenzen, gibt. Die Summe ist dann bekanntlich eine Schwebung, durch deren Gleichrichtung ebenfalls eine neue niedrigere Frequenz gewonnen werden kann. Es wird also auf diese Weise möglich, durch Verstellung einer hohen Frequenz eine niedrigere Frequenz im weiten Bereich zu verändern.
Die vorher beschriebenen Methoden zur Umrichtung von Wechselstrom können dazu verwendet werden, um Belastungsspitzen in .Netzen mit Hilfe eines Schwungrades auszugleichen. Zwischen dem Antriebsmotor des Schwungrades, der ein Asynchron- oder ein Synchronmotor sein kann, und dem Netz mit der Frequenz fv dessen Belastungsspitzen ausgeglichen werden sollen, wird einer der vorher beschriebenen Frequenzumformer geschaltet, der imstande ist, die Frequenz des Netzes auf einen etwas höheren und/oder etwas niedrigeren Wert f2 kontinuierlich umzuformen und eventuell auch die Spannung entsprechend zu ändern. Soll eine Belastungsspitze im Netz ausgeglichen werden, so wird durch allmähliche Veränderung des Frequenzverhältnisses der Wert f2 gesenkt, so daß das Schwungrad übersynchron läuft und Leistung abgibt. In Belastungstälern wird die Frequenz f2 erhöht, so daß das Schwungrad Leistung aufnimmt. Diese Steuerung des Frequenzumformers kann in Ab-. hängigkeit von der Netzbelastung oder der Stromoder Leistungsaufnahme eines Verbrauchers erfolgen.
Von Bedeutung kann eine derartige Anordnung sein beispielsweise bei Umkehrwalzenstraßen oder bei Fördermaschinen, welche bekanntlich große Leistungsspitzen aufweisen.
Für eine verlustarme Umformung im vorbeschriebenen Sinne ist es wichtig, daß beim Zerhacken der Übergang von kleinstem auf größten Strom und umgekehrt so vor sich geht, daß die während dieses Überganges im Schaltelement auftretenden Verluste möglichst klein sind. Zu diesem Zweck kann man, wie es für Halbleiterschaltelemente an anderer Stelle (französische Patentschrift 1 124 933) bereits vorgeschlagen ist, einerseits die Zeitdauer der Widerstandsände-. rung verkürzen und andererseits den durch die Widerstandsänderung hervorgerufenen Stromverlauf so. beeinflussen, daß der Stromanstieg beim Ein-
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schalten verzögert und die Stromabnahme beim Abgehalten beschleunigt wird. Zur Verkürzung der Zeitdauer der Widerstandsänderung von großem auf kleinen Wert oder umgekehrt wird man vor allem dafür sorgen, daß entweder der Steuereinnuß (beim magnetisch steuerbaren Halbleiter z. B. das Steuermagnetfeld, beim Transistor der Emitterstrom) sich innerhalb kürzester Zeit von einem zum anderen Grenzwert ändert oder das durch einen weiteren Steuereinfluß ein Kippvorgang ausgelöst wird, der schon bei einer geringen Änderung der Steuergröße auftritt und ein augenblickliches Kippen derselben in den anderen Grenzwert bewirkt.
Ein solcher Kippvorgang kann beispielsweise durch Rückkopplung ausgelöst werden. So ist es beispielsweise bei einem magnetisch steuerbaren Halbleiter durch Rückkopplung des Stromes auf das Steuermagnetfeld möglich, eine Kippcharakteristik nach Fig. 29 zu erhalten. Diese veranschaulicht den Kippvorgang für zwei verschiedene Betriebsspannungen U1 und U2- Aufgetragen ist der Last strom Ji in Abhängigkeit vom Steuerstrom /s. Während bei der Betriebsspannung JZ1 der Kippvorgang auf niedrigen Halbleiterwiderstand bzw. hohen Laststrom bei dem. Wert Jg i einsetzt, ist bei einer niedrigeren Betriebs- ^5 spannung U2 ein größerer Steuerstrom /Sl' notwendig. ■Das Kippen von kleinem auf großen Widerstand, also von großem auf kleinen Laststrom, tritt bei einem etwas anderen Steuerstromwert ein, und zwar bei dem ■Wert 7s 2 bei der Betriebsspannung U1 und bei dem Wert /S2' bei der Betriebsspannung U2. Die dargestellten Kippkennlinien sind in ihrer Form und in ihrem Abstand von dem Verhältnis vom Lastwiderstand zu den beiden Grenzwiderständen des Halbleiters abhängig und von der gewählten Stärke der !Rückkopplung. Man wird daher die Bestimmungsgrößen so aufeinander abstimmen, daß möglichst günstige Kippkennlinien erzielt werden, also z. B. ein ■kleiner Abstand der AVerte /Sl und /S2.
Ändert sich die Betriebsspannung nach einer Sinuslinie, wie es bei Wechselspannunganschluß der Fall ist, so ist klar, daß auch der Steuerwert, bei dem der ■Kippvorgang einsetzt, ebenso wie die Betriebsspannung zeitabhängig schwankt. Diese Zeitabhängigkeit kann durch eine Kennlinie dargestellt werden, wie sie in Fig. 30 angedeutet ist. Da das Einsetzen des Kippvorganges von größtem auf kleinsten Halbleiterwiderstand dem Zünden eines gittergesteuerten Gas- oder Dampfentladungsgefäßes vergleichbar ist, kann man .— wie schön oben ausgeführt wurde — für diese Kennlinie die Bezeichnung »Zündkennlinie« verwenden. Sie ist in Fig. 30 mit Z bezeichnet. Die Einsatzpunkte für den Kipp Vorgang von kleinstem auf größten Widerstand ergeben ebenfalls eine Kennlinie, ,welche man mit »Löschkennlinie« bezeichnen kann. In Fig. 30 stellt L eine derartige Löschkennlinie dar. Werden zum Zerhacken Halbleiter mit magnetischer Sperrschicht verwendet, bei denen das die Wider- -staridsvergrößerung bewirkende magnetische Feld eine ganz bestimmte Richtung' haben muß, so muß zur Steuerung einer Wechselspannung im Augenblick der ■Spannungsumkehr derselben auch eine Umkehr der Steuerströme erfolgen. Für. die negative Halbwelle : ergibt sich" dann für die Zünd- und die Löschkennlinie -ein spiegelbildlicher Verlauf. Zur Erzielung der Kipp-■Charakteristiken können !bekannte Rückkopplungsschaltungen Verwendung finden.
Zur Veränderung des Stromverlaufes beim Ein-■und beim Ausschalten im Sinne einer Verminderung ■der Übergangsverluste kahn man die Stromänderung beim Einschalten verzögern und beim Abschalten beschleunigen. Zur Verzögerung der Stromzun.ah.me beim Einschalten kann man dem zu schaltenden Stromkreis vorübergehend einen induktiven Charakter geben und zur Beschleunigung der Stromabnahme beim Ausschalten einen kapazitiven Charakter.
So kann es beispielsweise zum Zerhacken eines Wechselstromes vorteilhaft sein, eine Schaltung gemäß Fig. 31 zu verwenden, wenn eine gemischte ohmisch-induktive Last vorliegt. Die Last ist gekennzeichnet durch den ohmschen Widerstand RL und die Induktivität L/,. Das Halbleiterschaltelement ist mit 6" bezeichnet, und es ist angenommen, daß ein magnetisch steuerbares Halbleiterschaltelement verwendet sei. Parallel zur ohmisch-induktiven Last RL, LL liegt die Reihenschaltung eines Kondensators C mit einem umkehrbaren Ventil V. Als solches kann beispielsweise ein Halbleiter mit ifTagnetischer Sperrschicht verwendet werden, dessen Magnetfeld in Abhängigkeit von der Speisewechselspannung umgepolt wird, so daß beide Halbwellen der anliegenden Speisewechselspannung gesperrt werden. Das Schaltelement 5" wird im Rhythmus der Zerhackerfrequenz gesteuert. Beim Einschalten, d. h. LTmsteuern auf minimalen Widerstand, wirkt die Induktivität L verzögernd auf den Stromanstieg, und ein Nebenstrom über die Kapazität C ist durch das Ventil V verhindert. Während der Einschaltzeit lädt sich der Kondensator C über den Restwiderstand des Ventils V auf, und beim Abschalten durch das Schaltelement 5* wirkt die Kondensatorspannung als Gegenspannung, so daß die Stromabnahme wie beim Abschalten einer kapazitiven Last schneller vor sich geht als die Widerstandsabnahme und der Strom durch das Schaltelement S rascher abnimmt als ohne diesen Kondensator.
An Hand der Fig. 32 sei der Fall betrachtet, daß eine gemischt ohmisch-kapazitive Last vorhanden und die Speisewechselspannung mittels eines Schaltelementes S zu zerhacken sei. Zur Verzögerung des Stromanstieges beim Einschalten ist in Reihe mit der aus dem Widerstand RL und der Parallelkapazität CL bestehenden Last eine Induktivität L geschaltet. Um beim Ausschalten den kapazitiven Anteil CL der Last im Sinne einer beschleunigten Stromabnahme wirksam werden zu lassen, ist parallel zur Induktivität L ein umsteuerbares Ventil V gelegt, das in der gleichen Weise gesteuert wird wie das Ventil V in Fig. 31.
Ein weiteres Beispiel zeigt Fig. 33, bei dem die Last RL nur rein ohmschen Charakter hat. Zur verzögerten Stromzunahme beim Einschalten wird die Hilfsinduktivität L vorgeschaltet, und zur beschleunigten Stromabnahme beim Ausschalten dient die Hilfskapazitat C, welche in Reihe mit einem umsteuerbaren Ventil V parallel zur Hilfsinduktivität L und zur Last RL liegt. Die Fig. 31 bis 33 stellen nur Beispiele dar.

Claims (35)

Patentansprüche:
1. Einrichtung zur verlust- und blindleistungsarmen Umformung von Spannungen beliebiger Art und Kurvenform mit sehr schnell schaltenden Schaltelementen, welche die Speisespannung im Takt einer Steuerfrequenz in Spannungsabschnitte zerhacken, deren Mittelwert dem gewünschten Verlauf der Ausgangsspannung folgt, gekennzeichnet durch steuerbare Halbleiter zur aktiven, nicht durch Blindwiderstände im Verbraucherkreis bedingten Änderung des Verhältnisses von Ein- und Ausschaltzeit der Speisespannung.
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2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als steuerbare Halbleiter Transistoren dienen.
3. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als steuerbare Halbleiter solche mit magnetischer Sperrschicht dienen.
4. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie zur Verringerung der Verlustenergie der steuerbaren Halbleiter während des Ein- und/oder Ausschaltens der zu zerhackenden Spannung Mittel enthält, welche den Stromanstieg beim Einschalten verzögern und/oder die Stromabnahme beim Ausschalten beschleunigen.
5. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erhöhung der Schaltgeschwindigkeit während des Zerhackvorganges mindestens eine Größe, die mittel- oder unmittelbar vom Widerstand des steuerbaren Halbleiters abhängig ist, auf dieses im steuernden Sinne rückgekoppelt ist.
6. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß Rückkopplung, Belasturigswiderstand, Grenzwiderstände des steuerbaren Halbleiters, Speisespannung und gegebenenfalls Steuergrößen so aufeinander abgestimmt sind, daß eine Kippkennlinie entsteht und eine geringe Änderung einer Steuergröße imstande ist, den Widerstandswert des steuerbaren Halbleiters von dem einen Grenzwert zum anderen zu kippen.
7. Einrichtung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine solche Abstimmung, daß die Steuerwerte für das Kippen auf großen Widerstand und die Steuerwerte für das Kippen auf kleinen Widerstand sich relativ zu der Gesamtänderung der Steuergröße nur wenig unterscheiden.
8. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Steuerung der steuerbaren Halbleiter eine Spannung (Strom) dient, die durch Überlagerung einer Steuerspannung· (Steuerstrom) mit einer Spannung (Strom) höherer Frequenz und vorzugsweise dreieckiger Kurvenform gebildet ist.
9. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß sie mindestens zwei steuerbare Halbleiter in Gegentaktschaltung, z. B. in Mittelpunkt- oder Brückenschaltung, enthält, welche in Abhängigkeit von einem Steuergerät das Zerhacken im Takt der S teuer frequenz und die Umpolung im Takt der Wechselstromfrequenz vornehmen. .
10·. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 mit einer Gleichspannung als Speisespannung, dadurch gekennzeichnet, daß zur Änderung der Ausgangsgleichspannung das Verhältnis zwischen Ein- und Ausschaltzeit willkürlich veränderbar ist.
11. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 mit einer Gleichspannung als Speisespannung, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis zwischen Ein- und Ausschaltzeit periodisch geändert wird, so daß die Ausgangsspannung eine modulierte Gleichspannung ist.
12. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 mit einer Gleichspannung als Speisespannung, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsabschnitte einzeln oder in Gruppen umgepolt werden, so· daß ein Wechsel- oder Drehstrom einstellbarer Frequenz und Amplitude entsteht.
13. Einrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß zur Transformierung der
Speisegleichspannung auf einen einstellbaren Wert der Wechsel- oder Drehstrom über einen Transformator einer Gleichrichteranordnüng vorzugsweise mit nachgeordneten Glättungsmitteln zugeführt wird.
14. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 mit einer Wechselspannung als Speisespannung, dadurch gekennzeichnet, daß zur Änderung der Ausgangswechselspannung das Verhältnis zwischen Ein- und Ausschaltzeit willkürlich veränderbar ist.
15. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 mit einer Wechselspannung als Speisespannung, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsabschnitte im Takt der Wechselstromfrequenz umgepolt werden, so daß ein in seinem Mittelwert einstellbarer Gleichstrom entsteht.
16. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9 mit einer Wechselspannung als Speisespannung, dadurch gekennzeichnet, daß die in ihrer Breite oder in ihrem Abstand veränderbaren Spannungsabschnitte einzeln oder in Gruppen umgepolt werden, so daß ein mit der Frequenz der Speisewechselspannung modulierter Wechselstrom höherer Frequenz und veränderbarer Amplitude entsteht.
17. Einrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß im Sinne der Erzielung der Wirkung eines StelltransfoTmators die Ausgangsspannung höherer Frequenz durch einen Transformator umgespannt und durch Gleichrichtung mit gleichzeitiger Umkehrung der Polarität der Gleichrichter im Takt der Grundfrequenz demoduliert wird.
18. Einrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß aus Gleich-, Wechsel- oder Drehstrom ein Drehstrom veränderbarer Frequenz und Spannung erzeugt und einem Induktions- oder Synchronmotor zugeführt wird, wobei die Drehzahlsteuerung desselben durch Steuerung der Ausgangsfrequenz und -spannung der Umformungseinrichtung erfolgt.
19. Einrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe mit den steuerbaren Halbleitern elektrische Ventile, insbesondere Trockengleichrichter, geschaltet sind.
20. Einrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß zur Steuerung der dem Motor zugeführten Frequenz und Spannungen die Spannung eines Frequenzwandlers mit veränderbarer Frequenz und sich mit der Frequenz etwa linear ändernder Spannung überlagert mit der vorzugsweise dreieckigen Wechselspannung einer die Zerhacker frequenz liefernden' Wechselspannungsquelle als Steuergröße den steuerbaren Halbleitern zugeführt wird.
21. Einrichtung nach Anspruch 1 oder den folgenden Ansprüchen, insbesondere nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Veränderung der Einschaltdauer und der Zerhackerfrequenz der steuerbaren Halbleiter durch Veränderung der Ladespannung eines Kondensators bewirkt wird, der über eine Glimmröhre mit den Steuerorganen der steuerbaren Halbleiter verbunden ist.
22. Einrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche mit einem von ihr gespeisten Asynchronmotor, dadurch gekennzeichnet, daß die
Steuerspannung einem mit dem Motor gekuppelten Hilfswechselstronigenerator entstammt, dessen Frequenz in einem Hilfsfrequenzwandler um eine einstellbare Schlupf frequenz erhöht oder erniedrigt wird.
23. Einrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche mit einem von ihr gespeisten Synchronmotor, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannung einem mit dem Motor gekuppelten Hilfswechsel stromgenerator entstammt und in ihrer Phasenlage durch einen einstellbaren Phasendreher vor- oder nachgedreht wird.
24. Einrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungen eines Drehstromsystems in Abschnitte zerhackt und von den entstehenden Spannungsabschnitten einzelne Spannungsabschnitte durch weitere steuerbare Halbleiter zu neuen, eine andere, vorzugsweise eine niedrigere Grundfrequenz enthaltenden Spannungskurven eines ein- oder mehrphasigen Systems aneinandergereiht werden.
25. Einrichtung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Zerhacker-Halbleiter so gesteuert sind, daß die aufeinanderfolgenden Spannungsabschnitte jeder Phase abwechselnd umgepolt werden.
26. Einrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche zur Umrichtung eines Drehstromes in einen Wechsel- oder Drehstrom anderer Frequenz, dadurch gekennzeichnet, daß die zeitliche Lage der durch Zerhackung gewonnenen Spannungsabschnitte so gewählt ist, daß am Ende eines Spannungsabschnittes einer Phase der Spannungsabschnitt der Folgephase beginnt.
27. Einrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung der niedrigeren Frequenz durch Veränderung der Zeitdauer der einzelnen Spannungsabschnitte jeder Phase erfolgt.
28. Einrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche zur Umrichtung eines Drehstromes in Wechsel- oder Drehstrom anderer Frequenz, dadurch gekennzeichnet, daß die Dauer der' zeitlich aufeinanderfolgenden Spannungsabschnitte jeder Phase nach einer Sinuslinie vergrößert oder verkleinert wird und die Spannungsabschnitte nach Ablauf einer Halbwelle der neuen Frequenz mit entgegengesetzter Polarität auf den Verbraucher geschaltet werden.
29. Einrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche zur Umformung einer Wechselspannung in eine andere mit höherer Frequenz und etwa konstanter Amplitude, dadurch gekennzeichnet, daß die Einschaltdauer der steuerbaren Halbleiter umgekehrt proportional dem Augenblickswert der Ausgangswechselspannung ·
ist und aufeinanderfolgende Spannungsabschnitte abwechselnd umgepolt werden.
30. Einrichtung nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangswechselspannung höherer Frequenz durch einen auf sie abgestimmten Resonanzkreis geglättet wird.
31. Einrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche zur Umformung einer Wechselspannung in eine an Oberwellen der doppelten Grundfrequenz arme Gleichspannung, dadurch gekennzeichnet, daß die Einschaltdauer der steuerbaren Halbleiter umgekehrt proportional dem Augenblickswert der Ausgangswechselspannung ist und die Spannungsabschnitte jeder zweiten Halbwelle der Grundfrequenz umgepolt werden.
32. Einrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche zur Umformung eines Drehstromes in Wechselstrom höherer Frequenz, dadurch gekennzeichnet, daß nur die jeweils größten Teile der Phasenspannungen zerhackt und die entstehenden Spannungsabschnitte aller Phasen auf einen gemeinsamen Verbraucher geschaltet werden, wobei die aufeinanderfolgenden Spannungsabschnitte abwechselnd umgepolt werden und ihre Zeitdauer umgekehrt proportional dem Augenblicks wert der betreffenden Phasenspannung ist.
33. Einrichtung zur Erzeugung einer in der Spannungshöhe steuerbaren Wechselspannung, dadurch gekennzeichnet, daß sie zwei Einrichtungen nach Anspruch 32 enthält, die auf die gleiche Frequenz, aber mit veränderlicher gegenseitiger Phasenverschiebung ausgesteuert sind, und daß die Ausgangsspannungen beider Einrichtungen überlagert sind.
34. Einrichtung zur Erzeugung einer in der Frequenz steuerbaren Spannung, dadurch gekennzeichnet, daß sie zwei Einrichtungen nach Anspruch 32 enthält, die auf einen veränderbaren gegenseitigen Frequenzunterschied ausgesteuert werden, und daß die Ausgangsspannungen beider Einrichtungen überlagert sind.
35. Einrichtung nach Anspruch 1 oder einem der folgenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie zum Ausgleich von Belastungsspitzen in Drehstromnetzen als steuerbarer Frequenzumformer einen mit einem Schwungrad gekuppelten Asynchron- oder Synchronmotor speist und in Abhängigkeit von. der Belastung so· gesteuert ist, daß sie die Motordrehzahl bei Belastungsspitzen erniedrigt und bei Belastungstälern erhöht.
In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Patentschriften Nr. 317 598, 331 708,
605, 651 122, 735 746.
Hierzu 4 Blatt Zeichnungen
627/188 9.59
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US499416A US2824241A (en) 1954-04-07 1955-04-05 Electric power translating apparatus of low losses and low wattless power
GB10368/55A GB801122A (en) 1954-04-07 1955-04-07 Improvements in or relating to electric power translating semiconductor apparatus
FR1137283D FR1137283A (fr) 1954-04-07 1955-04-07 Disposition pour la transformation de tensions, avec faibles pertes et faible puissance réactive
US615301A US2977518A (en) 1954-04-07 1956-10-11 Electric power translating apparatus for speed control of alternating current motors

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Cited By (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE1183592B (de) * 1962-06-07 1964-12-17 Licentia Gmbh Anordnung zur Speisung eines Synchronmotors ueber im Schaltbetrieb arbeitende Wechselrichter
DE1199311B (de) * 1960-01-04 1965-08-26 Licentia Gmbh Kraftuebertragung fuer Triebfahrzeuge mit Induktions-Fahrmotoren
DE1223051B (de) * 1963-08-16 1966-08-18 Siemens Ag Anordnung zur Umwandlung kleiner Messgleichspannungen in eine Wechselspannung
DE1230490B (de) * 1960-08-12 1966-12-15 Licentia Gmbh Umrichter
DE1230489B (de) * 1962-05-30 1966-12-15 Licentia Gmbh Im Schaltbetrieb arbeitende Wechselrichter-anordnung
DE1234841B (de) * 1962-04-05 1967-02-23 Licentia Gmbh Anordnung zur Erzielung eines sinusfoermigen Stromes in einem eisensaettigbaren induktiven Verbraucher
DE1238556B (de) * 1962-04-27 1967-04-13 Licentia Gmbh Anordnung zum Betrieb eines ueber Wechselrichter gespeisten Mehrphasen-Synchronmotors mit einstellbarem Polradwinkel bei beliebiger Drehzahl
DE1240580B (de) * 1962-04-05 1967-05-18 Licentia Gmbh Anordnung zum Betrieb eines wechselrichter-gespeisten Asynchronmotors mit konstantem Drehmoment und konstanter Schlupffrequenz bei beliebiger Drehzahl
DE1240980B (de) * 1962-05-11 1967-05-24 Siemens Ag Schnellaufender gleichstromgespeister Kleinstmotor mit permanentmagnetischem Rotor und elektronischer Kommutierungseinrichtung
US3324376A (en) * 1963-12-30 1967-06-06 Gen Precision Inc Linear d.c. to a.c. converter
DE1244933B (de) * 1963-01-31 1967-07-20 Golay Buchel & Cie Sa Steuerschaltung fuer Elektromotoren mit elektronischer Kommutierung
DE1246860B (de) * 1961-06-10 1967-08-10 Cie Generale D Electronique In Anordnung zur Steuerung der Drehzahl und Drehrichtung eines Mehrphasen-Induktionsmotors
DE1254233B (de) * 1963-01-30 1967-11-16 Siemens Ag Kommutierungseinrichtung fuer die Erregerstroeme einer elektrischen Maschine
DE1263164B (de) * 1962-04-05 1968-03-14 Licentia Gmbh Steuerverfahren zur Veraenderung der Frequenz und der Spannung eines im Schaltbetrieb arbeitenden Wechselrichters
DE1263908B (de) * 1959-09-25 1968-03-21 Globe Ind Inc Anordnung zur Drehzahlregelung eines Gleichstrommotors mittels eines im Ankerstromkreis angeordneten Schalttransistors
DE1266865B (de) * 1963-02-21 1968-04-25 Guenter Saussele Vorrichtung zur Drehzahlsteuerung eines Gleichstrommotors, bei dem die Speisung der Wicklungen ueber Hallgeneratoren gesteuert ist
DE1267324B (de) * 1963-01-30 1968-05-02 Siemens Ag Kommutierungseinrichtung fuer die Erregerstroeme einer elektrischen Maschine
DE1268713B (de) * 1963-10-17 1968-05-22 Siemens Ag Steuerung der Kommutierung gleichstromgespeister Motoren
DE1269239B (de) * 1962-03-31 1968-05-30 Siemens Ag Lastumschalter fuer Stufentransformatoren oder -drosseln
DE1276184B (de) * 1962-06-01 1968-08-29 Hans Still Ges Mit Beschraenkt Anordnung zur Impulssteuerung der Spannung von Gleichstromverbrauchern
DE1290231B (de) * 1963-08-02 1969-03-06 Siemens Ag Verfahren zur Steuerung der Drehzahl und Drehrichtung eines Drehstrommotors
DE1297214B (de) * 1963-02-18 1969-06-12 Motorola Inc Anordnung zur Drehzahlsteuerung eines Wechselstrommotors
DE2459986A1 (de) * 1973-12-28 1975-07-03 Mitsubishi Electric Corp Steuersystem zur steuerung einer wechselstromausgangsleistung
DE2530033A1 (de) * 1974-07-05 1976-01-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd Spannungserzeugendes system
DE2554259A1 (de) * 1975-12-03 1977-06-08 Danfoss As Verfahren und vorrichtung zum steuern eines wechselrichters
FR2534747A1 (fr) * 1982-10-15 1984-04-20 Elevator Gmbh Dispositif de freinage sur quatre quarts de cercle pour moteur electrique

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE317598C (de) *
DE331708C (de) * 1913-09-11 1921-01-13 Bbc Brown Boveri & Cie Ruhender, aus magnetisch gesteuerten Quecksilberdampf-Gleichrichter- oder Sperrzellen bestehender Umformer
DE603605C (de) * 1923-07-05 1934-10-08 Louis Alan Hazeltine Anordnung zur Umformung von Wechselstrom einer gegebenen Frequenz in solchen anderer gegebener Frequenz mittels gesteuerter Entladungsstrecken, insbesondere durch Gitter schroff gesteuerter Elektronenroehren mit Gluehkathode, ohne Gleichstromzwischenkreis
DE651122C (de) * 1934-07-19 1937-10-07 Siemens Schuckertwerke Akt Ges Einphasengleichrichtersteuerung
DE735746C (de) * 1933-09-13 1943-05-28 Siemens Ag Verfahren zur Umformung einer gegebenen Spannung in eine Spannung anderer, jedoch beliebig waehlbarer Kurvenform unter Verwendung von Gas- oder Dampfentladungsstrecken

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE317598C (de) *
DE331708C (de) * 1913-09-11 1921-01-13 Bbc Brown Boveri & Cie Ruhender, aus magnetisch gesteuerten Quecksilberdampf-Gleichrichter- oder Sperrzellen bestehender Umformer
DE603605C (de) * 1923-07-05 1934-10-08 Louis Alan Hazeltine Anordnung zur Umformung von Wechselstrom einer gegebenen Frequenz in solchen anderer gegebener Frequenz mittels gesteuerter Entladungsstrecken, insbesondere durch Gitter schroff gesteuerter Elektronenroehren mit Gluehkathode, ohne Gleichstromzwischenkreis
DE735746C (de) * 1933-09-13 1943-05-28 Siemens Ag Verfahren zur Umformung einer gegebenen Spannung in eine Spannung anderer, jedoch beliebig waehlbarer Kurvenform unter Verwendung von Gas- oder Dampfentladungsstrecken
DE651122C (de) * 1934-07-19 1937-10-07 Siemens Schuckertwerke Akt Ges Einphasengleichrichtersteuerung

Cited By (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE1263908B (de) * 1959-09-25 1968-03-21 Globe Ind Inc Anordnung zur Drehzahlregelung eines Gleichstrommotors mittels eines im Ankerstromkreis angeordneten Schalttransistors
DE1199311B (de) * 1960-01-04 1965-08-26 Licentia Gmbh Kraftuebertragung fuer Triebfahrzeuge mit Induktions-Fahrmotoren
DE1230490B (de) * 1960-08-12 1966-12-15 Licentia Gmbh Umrichter
DE1246860B (de) * 1961-06-10 1967-08-10 Cie Generale D Electronique In Anordnung zur Steuerung der Drehzahl und Drehrichtung eines Mehrphasen-Induktionsmotors
DE1269239B (de) * 1962-03-31 1968-05-30 Siemens Ag Lastumschalter fuer Stufentransformatoren oder -drosseln
DE1234841B (de) * 1962-04-05 1967-02-23 Licentia Gmbh Anordnung zur Erzielung eines sinusfoermigen Stromes in einem eisensaettigbaren induktiven Verbraucher
DE1263164B (de) * 1962-04-05 1968-03-14 Licentia Gmbh Steuerverfahren zur Veraenderung der Frequenz und der Spannung eines im Schaltbetrieb arbeitenden Wechselrichters
DE1240580B (de) * 1962-04-05 1967-05-18 Licentia Gmbh Anordnung zum Betrieb eines wechselrichter-gespeisten Asynchronmotors mit konstantem Drehmoment und konstanter Schlupffrequenz bei beliebiger Drehzahl
DE1238556B (de) * 1962-04-27 1967-04-13 Licentia Gmbh Anordnung zum Betrieb eines ueber Wechselrichter gespeisten Mehrphasen-Synchronmotors mit einstellbarem Polradwinkel bei beliebiger Drehzahl
DE1240980B (de) * 1962-05-11 1967-05-24 Siemens Ag Schnellaufender gleichstromgespeister Kleinstmotor mit permanentmagnetischem Rotor und elektronischer Kommutierungseinrichtung
DE1230489B (de) * 1962-05-30 1966-12-15 Licentia Gmbh Im Schaltbetrieb arbeitende Wechselrichter-anordnung
DE1276184B (de) * 1962-06-01 1968-08-29 Hans Still Ges Mit Beschraenkt Anordnung zur Impulssteuerung der Spannung von Gleichstromverbrauchern
DE1183592B (de) * 1962-06-07 1964-12-17 Licentia Gmbh Anordnung zur Speisung eines Synchronmotors ueber im Schaltbetrieb arbeitende Wechselrichter
DE1267324B (de) * 1963-01-30 1968-05-02 Siemens Ag Kommutierungseinrichtung fuer die Erregerstroeme einer elektrischen Maschine
DE1254233B (de) * 1963-01-30 1967-11-16 Siemens Ag Kommutierungseinrichtung fuer die Erregerstroeme einer elektrischen Maschine
DE1244933B (de) * 1963-01-31 1967-07-20 Golay Buchel & Cie Sa Steuerschaltung fuer Elektromotoren mit elektronischer Kommutierung
DE1297214B (de) * 1963-02-18 1969-06-12 Motorola Inc Anordnung zur Drehzahlsteuerung eines Wechselstrommotors
DE1266865B (de) * 1963-02-21 1968-04-25 Guenter Saussele Vorrichtung zur Drehzahlsteuerung eines Gleichstrommotors, bei dem die Speisung der Wicklungen ueber Hallgeneratoren gesteuert ist
DE1290231B (de) * 1963-08-02 1969-03-06 Siemens Ag Verfahren zur Steuerung der Drehzahl und Drehrichtung eines Drehstrommotors
DE1223051B (de) * 1963-08-16 1966-08-18 Siemens Ag Anordnung zur Umwandlung kleiner Messgleichspannungen in eine Wechselspannung
DE1268713B (de) * 1963-10-17 1968-05-22 Siemens Ag Steuerung der Kommutierung gleichstromgespeister Motoren
US3324376A (en) * 1963-12-30 1967-06-06 Gen Precision Inc Linear d.c. to a.c. converter
DE2459986A1 (de) * 1973-12-28 1975-07-03 Mitsubishi Electric Corp Steuersystem zur steuerung einer wechselstromausgangsleistung
DE2530033A1 (de) * 1974-07-05 1976-01-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd Spannungserzeugendes system
DE2554259A1 (de) * 1975-12-03 1977-06-08 Danfoss As Verfahren und vorrichtung zum steuern eines wechselrichters
FR2534747A1 (fr) * 1982-10-15 1984-04-20 Elevator Gmbh Dispositif de freinage sur quatre quarts de cercle pour moteur electrique

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