DE68905238T2

DE68905238T2 - Linearisierungsverfahren fuer gleichspannungswandler und durchfuehrung des verfahrens.

Info

Publication number: DE68905238T2
Application number: DE1989605238
Authority: DE
Inventors: Francois Forest; Philippe Lienart
Original assignee: Ecole Normale Superieure de Cachan
Current assignee: Alcatel Lucent SAS
Priority date: 1988-05-26
Filing date: 1989-05-24
Publication date: 1993-06-17
Anticipated expiration: 2009-05-25
Also published as: FR2632134A1; EP0344067B1; DE68905238D1; FR2632134B1; EP0344067A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Linearisierung der Ausgangskennwerte (Spannung/Strom) eines pseudoresonanten Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers mit direktem Energietransfer.
Die Erfindung betrifft ebenfalls Vorrichtungen zur Durchführung dieses Verfahrens.
Zahlreiche elektronische Anlagen erfordern derzeit regelbare und stabilisierte Gleichstromquellen. Hierzu zählen insbesondere die Rechner aller Größen und ihre Peripheriegeräte. Im übrigen erfordern die elektronischen Systeme in der Flugzeug- und Raumtechnik Gleichstromquellen mit sehr großen Leistungen.
Die Suche nach einer immer größeren Zuverlässigkeit der elektronischen und Datengeräte in Verbindung mit Forderungen nach kompaktem Aufbau verlangen nach immer weiter verbesserten Energiewandlern.
Es ist bereits ein pseudoresonanter Gleichstrom- Gleichstrom-Wandler mit direktem Energietransfer bekannt, der einen Transformator mit einer an eine Primärstufe angeschlossenen Primärwicklung und einer Sekundärwicklung enthält, wobei letztere an eine Sekundärstufe mit einem Schwingkreiskondensator, einem in nur einer Richtung leitenden Bauteil parallel zu diesem Kondensator und einem nur in einer Richtung leitenden Bauteil in Reihe mit der Sekundärwicklung und dem Kondensator enthält.
Ein Beispiel eines derartigen Wandlers ist in dem amerikanischen Patent US-A-4 415 959 (Vinciareli) beschrieben. Ein solcher Wandler CA, dessen Übersichtsschaltbild in Figur 1a der beiliegenden Zeichnungen dargestellt ist, enthält eine Primärstufe P, die an eine Gleichspannungsquelle E angeschlossen ist und ein nur in einer Richtung leitendes Schaltelement T1 enthält, das von einem Steuerkreis CC gesteuert wird.
Diese Primärstufe P speist die Primärspule des Transformators T mit einem Transformationsverhältnis von m. Die Sekundärspule des Transformators T ist an eine Sekundärstufe S mit einer Diode D2 und einem Kondensator C in Reihe mit der Sekundärwicklung sowie mit einer Diode D4 parallel zu dem Kondensator angeschlossen, derart, daß die Kathoden der Dioden D2 und D4 elektrisch miteinander verbunden sind.
Die Sekundärstufe S ist an eine Last Ch über ein aus einer Glättungsspule LS und einem Kondensator CS bestehenden Filter angeschlossen, die dazu bestimmt sind, den Strom IS zu glätten und die Ausgangsspannung zu filtern. Der Transformator T besitzt notwendigerweise eine Leckinduktanz, die auf die Sekundärseite transformiert in dem Schaltbild gemäß Figur 1a eingezeichnet ist und mit dem Kondensator C einen Schwingkreis (LC) bildet.
Der Betrieb dieses Wandlers kann ausgehend von den Zeitdiagrammen in Figur 1b analysiert werden.
Zum Zeitpunkt t = t0 ist der Transistor T1 der Primärstufe gesperrt und die Diode D4 der Sekundärstufe sorgt für die Kontinuität des Stroms IS in der Last Ch. Zum Zeitpunkt t = t1 steuert der Steuerkreis CC den Transistor T1 in den leitenden Zustand und die Ströme I1 und I2 steigen somit an, während die Diode D2 leitend wird und die Spannung Vc an den Klemmen des Kondensators C über die leitende Diode D4 auf Null gehalten wird. Die Leckinduktanz L des Transformators begrenzt diesen Anstieg. Wenn zum Zeitpunkt t = t2 der Strom I2 den konstanten Wert IS des Ausgangsstroms erreicht hat, dann sperrt die Diode D4 und die Spannung Vc an den Klemmen des Kondensators C beginnt anzusteigen; es erfolgt also ein Energietransfer von der Leckinduktanz L zum Kondensator C. Nach einer Zeit, die praktisch gleich einer Halbperiode der Eigenfrequenz des Schwingkreises (L, C) ist, wird der Strom I2 nach einem sinusförmigen Verlauf zu Null (Zeitpunkt t5). Der Steuerkreis CC muß dann die Blockierung des Transistors T1 hervorrufen. Da diese Sperrung bei einem Strom I1 von 0 Ampère erfolgt, gibt es kaum Schaltverluste im Transistor T1 und man befindet sich im bekannten Zustand der natürlichen Durchschaltung.
Ehe der Strom 12 zu Null wurde, hat er zum Zeitpunkt t4 den Wert IS des Ausgangsstroms unterschritten, was bedeutet, daß der Strom IC im Kondensator C das Vorzeichen wechselt und negativ wird. Die Spannung Vc nimmt dann ab. Ausgehend vom Zeitpunkt t = t5 wird die Abnahme der Spannung Vc nur noch von der Absorption des Stroms IS in der Last Ch bedingt und damit linear.
Wenn zum Zeitpunkt t = t6 die Spannung Vc zu Null wird, dann wird die Diode D4 leitend und sichert die Kontinuität des Stroms IS bis zu Beginn der nächsten Transferphase. Angesichts dieser Analyse kann man leicht verstehen, daß ein solcher Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler mit direktem Energietransfer pseudoresonant bezeichnet wird.
Dieser Wandler verarbeitet die Energie, die aus einer Gleichstromquelle E stammt und beliefert eine Last Ch mit einem Gleichstrom IS. Der Energietransfer wird also direkt bezeichnet, weil er stattfindet, während der Transistor T1 der Primärstufe P stromführend ist, im Gegensatz zu anderen bekannten Prinzipien, in denen der Energietransfer über den Transformator stattfindet, wenn der Transistor T1 gesperrt ist (so z.B. die sogenannten Flyback-Schaltungen). Die englischsprachige Literatur und der Fachmann verwenden im allgemeinen den Begriff "forward converter".
Dieser Wandler wird pseudoresonant genannt, da die tatsächliche Resonanz des Kreises (L, C) nie wirklich vollständig zum Tragen kommt, da dies unweigerlich zu einem Energietransfer in umgekehrter Richtung von der Sekundärseite zur Primärseite führen würde, was natürlich nicht erwünscht ist und vermieden werden muß. Die Diode D2 verhindert die Erscheinung einer vollständigen Resonanz.
Ein Hauptnachteil dieser Wandlerstruktur liegt aber in der Tatsache, daß die Ausgangskennwerte (Spannung/Strom) stark vom absorbierten Strom IS abhängen. Allgemeiner gesagt stellt man in dieser Struktur wie in allen anderen Wandlern mit direktem Energietransfer die Erscheinung eines diskontinuierlichen Stromleitens entsprechend einem Ausgangsstrom IS fest, der unter der Hälfte der Welligkeit ΔILS des Stroms ILS in der Spule LS ist.
Dieser Erscheinung entspricht ein Anstieg der Kennwerte (VS, IS) des Wandlers, was zu einem nicht proportionalen Verhalten der Spannung VS gegenüber dem Regelparameter führt.
Eine Darstellung dieser Erscheinung wird anhand eines Serienzerhackers (Figur 2a) gegeben, der eine feste Leitdauer To und eine variable Frequenz F besitzt. Die Gesamtheit der Ausgangskennwerte, die in Figur 2b für verschiedene Parameterwerte von F . To angegeben sind, konvergiert unweigerlich nach E, wenn der Ausgangsstrom IS gegen Null geht (Leerlauf).
Die Nichtlinearität der Spannungs/Stromkennwerte stellt einen Hauptnachteil dar, wenn es darum geht, eine Regelschleife für die Ausgangsspannung VS zu bilden und allgemeiner diesen Wandler in ein Regelsystem einzufügen. Die Nichtlinearität bringt sehr komplexe und in der Berechnung des Regelkreises schwierig zu berücksichtigende Transferfunktionen mit sich.
Wenn im übrigen der Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler zur Speisung einer Last variabler Impedanz mit konstanter Spannung verwendet wird, dann treten ernsthafte Regelprobleme auf und erfordern spezielle Nachregelungen, die meist delikat sind und teuer.
Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, diese Nachteile zu beheben und ein Verfahren zur Linearisierung der Ausgangskennwerte (Spannung/Strom) eines pseudoresonanten Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers (1) mit direktem Energietransfer vorzuschlagen, wobei der Wandler einen Transformator mit einer Primärwicklung, einer Sekundärwicklung und einem Schwingkreiskondensator enthält und vorbestimmten Steuerzyklen unterliegt, die je eine Direktleitphase enthalten.
Erfindungsgemäß erfolgen in jedem Zyklus nacheinander:
- die vollständige Entladung des Schwingkreiskondensators, unabhängig vom Ausgangsstrom, beginnend spätestens am Ende jeder Direktleitphase,
- und das Halten der Spannung an den Klemmen des Kondensators bis zum Beginn der nächsten Leitphase auf einem Wert von praktisch null Volt,
- wobei die vollständige Entladung des Kondensators eine Phase, die während der Direktleitphase abläuft (die Primärstufe ist dann leitend) und bei der Umkehr des Stroms im Kondensator beginnt, und eine nachfolgende Phase enthält, die am Ende der Direktleitphase beginnt und mit der Annulierung der Spannung an den Klemmen des Kondensators endet.
So hängt die vollständige Entladung des Kondensators nicht mehr nur von dem Vorhandensein eines Ausgangsgleichstroms IS ab, wogegen in den Wandlern gemäß dem Stand der Technik diese Entladung ausschließlich vom Vorliegen eines Ausgangsstroms IS abhängt.
Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren erfolgt die Entladung selbst, wenn keine Last vorhanden ist. Außerdem entfällt aufgrund der Tatsache, daß die Spannung an den Klemmen des Schwingkreiskondensators im wesentlichen auf einem Wert Null gehalten wird und die Umkehrung des Stroms ILS in der Spule LS ermöglicht wird, jede Gefahr eines Wiederauftretens einer positiven Spannung an den Klemmen der Diode D4, die parallel zum Kondensator C1 liegt (siehe Figur 1) am Ende der Leitphase dieser Diode. Dies ermöglicht so einen kontinuierlichen Betrieb in der Leitrichtung unabhängig vom Ausgangsstrom und mit quasi linearen Kennwerten (Spannung/Strom), wie dies die nachfolgend beschriebenen experimentellen Ergebnisse beweisen.
Außerdem ergibt sich in der Praxis eine Aufteilung in zwei Phasen, da während der Direktleitphase der Kondensator C grundsätzlich mit der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist und seine Entladung eng mit dem elektrischen Zustand des Schwingkreises (L, C) in Verbindung steht, während am Ende der Direktleitphase der Kondensator nicht mehr mit der Leckinduktanz des Transformators in Resonanz steht.
Außerdem wird die Phase, bei der die Spannung an den Klemmen des Schwingkreisoszillators im wesentlichen auf dem Wert Null gehalten wird, vorzugsweise in zwei Unterphasen unterteilt, von denen die eine einem aktiven Halten entspricht, bei dem eine Umkehr des Stroms in der Spule LS zugelassen wird und bei der Haltemittel während einer vorgegebenen Zeitdauer eingesetzt werden, während die andere Unterphase, Sicherheitsphase genannt, auf die erste Unterphase unmittelbar folgt und bis zum Beginn des nächsten Steuerzyklus anhält und die Haltemittel nicht mehr aktiviert. Diese letztgenannte Phase wird erforderlich, um zu Beginn eines neuen Zyklus einen unerwünschten Kurzschluß der Sekundärwicklung des Transformators zu vermeiden. Zu Beginn der Direktleitphase steuert nämlich die an der Sekundärwicklung des Transformators anstehende Spannung die Diode D2 in Leitrichtung. Diese Wirkung kombiniert mit dem wirksamen Halten einer Spannung von im wesentlichen Null Volt an den Klemmen des Kondensators würde praktisch zu einem Kurzschluß des Transformators führen.
Die Einfügung einer Sicherheitsphase löst vorteilhafterweise dieses Problem.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann mit Vorteil in einem pseudoresonanten Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler mit direktem Energietransfer eingesetzt werden, der Transformatoren mit je einer an eine Primärstufe angeschlossenen Primärwicklung und mit Sekundärwicklungen, die in Serie oder parallel geschaltet sind und eine zwischengefügte Steuerung besitzen, wobei jede Sekundärwicklung an eine Sekundärstufe mit einem Schwingkreiskondensator, einem Bauteil mit nur einer Leitrichtung, das parallel zum Kondensator geschaltet ist, und einem Bauteil mit nur einer Leitrichtung in Reihe mit der Sekundärwicklung des Transformators und dem Kondensator angeschlossen ist.
Erfindungsgemäß enthält der das beanspruchte Verfahren anwendende Wandler außerdem:
- ein Schaltelement, das parallel zu dem Bauteil mit nur einer Leitrichtung liegt, welches mit der Sekundärwicklung und dem Kondensator in Reihe angeordnet ist, und mit dem Bauteil mit nur einer Leitrichtung so zusammenwirkt, daß sich ein in beiden Stromrichtungen wirkendes bidirektionales Schaltelement ergibt,
- und ein Schaltelement, das parallel zum Schwingkreiskondensator und dem Bauteil mit nur einer Leitrichtung geschaltet ist und mit letzterem so zusammenwirkt, daß sich ein in beiden Stromrichtungen wirkendes Schaltelement ergibt.
So verfügt man über Schaltmittel, die in der Sekundärstufe des Wandlers den Strom in beiden Richtungen fließen lassen. Diese Eigenschaft gilt natürlich auch für die Primärstufe. Im Vergleich zu den bekannten Wandlern führt die erfindungsgemäße Lösung zu einer sehr viel deutlicheren Verringerung der Spannung an den Klemmen des Kondensators während der Direktleitphase. Das Hauptkennzeichen der pseudoresonanten Wandler, nämlich ihr natürliches Schalten, bleibt selbstverständlich erhalten, wobei der Weg zur Verwendung von immer höheren Zerhackfrequenzen geöffnet wird, wie dies nachfolgend erläutert wird.
Das in beiden Stromrichtungen wirksame Schaltelement, das mit einem in nur einer Richtung wirkenden Bauteil realisiert wird, vorzugsweise einer Diode, und das in Reihe mit dem Kondensator und einer der Sekundärwicklungen des Wandlers gemäß der Erfindung geschaltet ist, wird in der Phase der vollständigen Entladung des Kondensators wirksam, während das andere den Strom in beiden Richtungen leitende Bauelement in der Phase des Haltens der Spannung an den Klemmen des Kondensators auf einem Wert von im wesentlichen 0 Volt wirksam wird.
Andere Kennzeichen und Vorteile der Erfindung gehen aus der nachfolgenden Beschreibung hervor. In den nur als nicht beschränkendes Beispiel zu verstehenden Zeichnungen zeigen:
- Figur 1a ein vereinfachtes Schaltbild eines pseudoresonanten Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers mit direktem Energietransfer gemäß dem Stand der Technik,
- Figur 1b charakteristische Wellenformen eines derartigen Wandlers,
- Figur 2a ein vereinfachtes Schaltbild eines bekannten Wandlers, der am Ausgang ein Filter vom Typ (L, C) besitzt,
- Figur 2b eine Schar von Ausgangskennlinien (Spannung/Strom), die sich bei einem derartigen Wandler ergeben,
- Figur 3 den globalen Zeitablauf der verschiedenen Phasen des erfindungsgemäßen Verfahrens,
- Figur 4 ein Schaltbild eines pseudoresonanten Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers mit direktem Energietransfer gemäß der Erfindung,
- Figur 5 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Wandlers mit mehreren Sekundärstufen,
- Figur 6 ein Schaltbild einer besonderen Ausführungsform einer Sekundärstufe in einem Wandler gemäß der Erfindung,
- Figur 7 ein elektrisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Wandlers, in dem die Primärstufe eine unsymmetrische Halbbrücke ist,
- Figur 8 die wichtigsten Wellenformen in einem erfindungsgemäßen Wandler im Leerlauf,
- die Figuren 9a und 9b Zeitdiagramme, die dich bei Betrieb mit kontinuierlicher bzw. diskontinuierlicher Leitphase experimentell ergeben,
- Figur 10 für verschiedene Zerhackfrequenzen die Ausgangskennlinien eines erfindungsgemäßen Wandlers,
- Figur 11a das elektrische Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Steuermittel für die Bauteile mit bidirektionaler Stromsteuerung,
- Figur 11b die variablen logischen Signale in den erwähnten Steuermitteln,
- Figur 12 das Schaltbild eines erfindungsgemäßen Wandlers in einer Ausführungsform, die eine symmetrische Brücke in der Primärstufe und zwei in Reihe geschaltete Sekundärstufen enthält,
- Figur 13 typische Wellenformen der an die verschiedenen Transistoren der Wandlerschaltung gemäß Figur 12 angelegten Steuersignale,
- Figur 14 typische Wellenformen der wichtigsten elektrischen Variablen in einem derartigen Wandler während eines diskontinuierlichen Leitbetriebs,
- Figur 15 den Zeitverlauf der Primär- und Magnetisierungsströme im Transformator eines Wandlers mit einer Primärstufe vom symmetrischen Brückentyp,
- Figur 16 ein elektrisches Schaltbild einer besonderen Anschlußweise von zwei Sekundärstufen in Parallelschaltung,
- Figur 17 typische Wellenformen, die in einer Wandlerkonfiguration mit parallelgeschalteten Sekundärstufen auftreten.
Das Verfahren zur Linearisierung der Ausgangskennlinien (Spannung/Strom) gemäß der Erfindung verwendet eine Phase der vollständigen Entladung ED und eine Haltephase EM, deren Stellung innerhalb einer Steuerperiode in dem Zeitdiagramm gemäß Figur 3 unter Bezugnahme auf das allgemeine Schaltbild des Wandlers in Figur 4 gezeigt ist. Während der Dauer eines Zyklus CY unterliegt der Wandler einer Direktleitphase CD, während der die Spannung an der Primärwicklung EP des Transformators TR gleich der Gleichspannung E ist, abgesehen von den Spannungsabfällen in der Primärstufe P. Die Entladungsphase ED beginnt, sobald der Strom im Schwingkreiskondensator sich umkehrt. Ganz allgemein beginnt die Entladungsphase ED während der Direktleitphase CD. Sie endet, wenn die Spannung Vc an den Klemmen des Kondensators C zu Null wird. Man unterscheidet innerhalb der Entladephase ED eine erste Entladephase ED1, die in der Direktleitphase CD liegt, und eine zweite Entladephase ED2, die nach der Direktleitphase CD stattfindet.
Die Entladephase ED geht unmittelbar in eine Haltephase EM über, in der die Spannung Vc an den Klemmen des Kondensators C im wesentlichen auf Null Volt gehalten wird. Diese Haltephase EM wird ihrerseits in eine erste Phase EME, während der Haltemittel effektiv wirksam werden, und eine zweite Phase ES, Sicherheitsphase genannt, aufgeteilt, während der diese Mittel nicht wirksam werden, wobei diese zweite Phase notwendig wird, um zu verhindern, daß gleichzeitig mehrere Schaltorgane unbeabsichtigt leitend werden, wenn die nächste Direktleitphase beginnt, wie dies im einzelnen nachfolgend erläutert wird.
Die allgemeine Struktur eines pseudoresonanten Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers mit direktem Energietransfer gemäß der Erfindung, mit einem eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung enthaltenden Transformator, ist in Figur 4 dargestellt, wobei dieser Wandler das erfindungsgemäße Verfahren verwendet.
Ein solcher Wandler enthält einen Transformator TR, eine Primärstufe P und eine Sekundärstufe S. Die Primärstufe P speist die Primärwicklung EP des Transformators TR aus einer Gleichstromquelle E. Die Sekundärstufe gewährleistet die Steuerung der von der Gleichstromquelle E ausgehenden Energie, die über den Transformator übertragen wird und bringt diese in Form, um am Ausgang eines Filters F eine Gleichspannung V eines regelbaren Werts an die Klemmen einer beliebigen Last Ch abzugeben. Die Sekundärstufe enthält einen Kondensator C, der mit der auf die Sekundärseite transformierten Leckinduktanz des Transformators TR in Schwingung gelangt, sowie zwei in beiden Stromrichtungen wirkende Schaltelemente TD2 und TD4. Diese beiden Schaltelemente bestehen je aus der Kombination eines Bauteils mit nur einer Leitrichtung D2, D4 und eines in einer Stromrichtung wirksamen Schaltelements T2, T4. Sie befinden sich in der Sekundärstufe S derart, daß eines der Schaltelemente TD2 die Serienschaltung des Kondensators T mit der Sekundärwicklung ES steuert, während das andere Schaltelement TD4 den Kondensator C kurzschließt. Ein Gleichstrom- Gleichstrom-Wandler 1 gemäß der Erfindung kann mehrere Transformatoren TR1, ... TRN besitzen, die über eine Primärstufe P an eine einzige Gleichstromquelle E angeschlossen sind, wie dies Figur 5 zeigt. Jeder dieser Transformatoren TR1, ... TRN kann mehrere Sekundärwicklungen ES11, ... ES1M, ... ESN1, ... ESNM besitzen, die je mit einer Sekundärstufe gemäß der vorhergehenden Figur verbunden sind. Diese Stufen sind in Serie oder parallel geschaltet und werden im verschachtelten Modus gesteuert.
Da die Hauptmerkmale der Erfindung in der Sekundärstufe S liegen, wird nun im einzelnen diese Stufe beschrieben, deren elektrische Schaltung in einer bevorzugten Ausführungsform in Figur 6 gezeigt ist.
Der Transformator TR besitzt ein Transformationsverhältnis m. Die Spannung U2 an den Klemmen der Sekundärwicklung ES des Transformators TR ist die Summe aus der Spannung V2 (gleich dem Produkt des Transformationsverhältnisses m mit der Spannung V1 an den Klemmen der Primärwicklung) und der induzierten Spannung VL, die mit den Verlusten des Transformators verbunden ist, welche durch die auf die Sekundärseite transformierte Leckinduktanz L repräsentiert wird. Wenn I2 der die Sekundärwicklung ES durchfließende Strom ist, dann kann die Spannung U2 unter Berücksichtigung der Vorzeichenbedingungen gemäß Figur 6 folgendermaßen ausgedrückt werden:
U2 = m.V1 - L dI2/dt (1)
während gilt: V2 = m.V1 (2)
Das Filter F besteht hier aus einer Zelle LS, CS mit einer Spule LS und einem Kondensator CS gemäß einer bekannten Ausführungsform.
Es seien ILS und IS die Ströme in der Spule LS bzw. der Last CH, die an die Ausgangsklemmen der Sekundärstufe S angeschlossen ist.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Primärstufe P ist in Figur 7 gezeigt. Die Primärstufe P ist hier eine unsymmetrische Halbbrücke, die zwei in einer Stromrichtung wirkende Schaltelemente TH, TB, beispielsweise Transistoren, an deren Klemmen zwei Bauteile mit nur einer Leitrichtung DH, DB, beispielsweise Dioden, und zwei weitere Bauteile mit nur einer Leitrichtung DD, DC, beispielsweise Dioden, angeschlossen sind, wobei all diese Bauteile in aus dem Stand der Technik wohlbekannter Art verbunden sind.
Im Vergleich zu einer bekannten Ausführungsform mit einer Tertiärwicklung besitzt diese Ausführungsform der Primärstufe P zwei wichtige Vorteile:
- die von den Schaltelementen, Dioden und Transistoren zu ertragenden Spannungsbelastungen sind halbiert bei gleicher übertragener Leistung;
- der Wegfall der Tertiärwicklung verringert die Kosten des Transformators TR, wobei die Primärwicklung die Entmagnetisierung des Magnetkreises des Transformators TR gewährleistet.
Die jeweiligen Paare (TH, DH) und (TB, DB) bilden Schaltelemente für beide Stromrichtungen. Sie arbeiten gleichzeitig und steuern die Speisung der Primärspule EP des Transformators TR in Verbindung mit dem Schwingkreis (L, C).
Die Dioden DD und DC sichern den Entmagnetisierungszyklus des Magnetkreises des Transformators TR über die Primärwicklung EP.
Die Figuren 8a, 8b, 8c, 8d zeigen die wichtigsten im diskontinuierlichen Betrieb in der Sekundärstufe S eines erfindungsgemäßen Wandlers auftretenden Wellenformen, wie oben beschrieben.
Während der Direktleitphase CD legt die Primärstufe P (Figur 7) an die Primärwicklung EP eine Spannung VI an, die im wesentlichen der Versorgungsgleichspannung E gleicht (abgesehen von dem Spannungsabfall in den Schaltorganen der Primärstufe P).
Die durch Transformation induzierte Spannung ist also V2 = m.E (Figur 8b), während die Startbedingungen dieser Direktleitphase CD folgende sind:
VC = 0
I2 = 0 (3)
und ILS ≤ 0
Unter diesen Bedingungen leitet die Diode D2 und der Kondensator C bildet so mit der auf die Sekundärseite transformierten Leckinduktanz L einen Schwingkreis, der mit einem von Null verschiedenen Dämpfungsfaktor aufgrund des Widerstands der Sekundärwicklung und der verschiedenen Anschlüsse und aufgrund der Serienersatzwiderstände des Kondensators C und der Diode D2 in Resonanz tritt.
Der Strom I2 in der Sekundärwicklung nimmt zuerst zu, gelangt durch einen Höchstwert und nimmt dann ab bis zum Wert Null (Figur 8c), während die Spannung Vc an den Klemmen des Kondensators C ihren Höchstwert VC1 (siehe Figur 8a) erreicht. In diesem Augenblick muß das in einer Richtung wirksame Schaltelement des in zwei Stromrichtungen wirksamen Schaltelements TD2, hier der Transistor T2, in den Leitzustand gesteuert worden sein, so daß der Strom I2 einen negativen Wert annehmen kann, wodurch der zweite Teil der Direktleitphase CD sichergestellt wird, während der die Spannung Vc an den Klemmen des Kondensators C abnimmt. Dieser zweite Teil ist zugleich die erste Entladephase ED1 des Kondensators C und endet mit dem Ende der Direktleitphase CD, die von den Steuermitteln der Primärstufe gesteuert wird. Das Ende der Direktleitphase CD wird abhängig von der Kreisfrequenz des Resonanzkreises L, C vorbestimmt und muß stattfinden, ehe der Strom I2 wieder den Wert Null erreicht.
Das Ende der Direktleitphase (CD) überträgt sich in der Praxis durch den Transfer der magnetisierenden Ampèrewindungen von der Primärseite (Strom entsprechend Imag) auf die Sekundärseite (Strom entsprechend Imag/m).
Nun beginnt die zweite Phase der vollständigen Entladung (ED2), während der dieser Sekundärstrom Imag/m als quasi konstant betrachtet werden kann, was durch die Erfahrung bestätigt wird. Man kann also diesen Strom einer Konstantstromquelle gleichsetzen, die zur Fortsetzung der Entladung des Kondensators C beiträgt, wie dies Figur 8a zeigt. Diese Entladung ist praktisch zeitlich linear, da gilt
Vc = - Imag/mC (t - t2) + VC2 (4)
Hier ist VC2 die Spannung an den Klemmen des Kondensators C zum Zeitpunkt t2 der Ende der Direktleitphase CD. Während dieser Phase ist die Spannung V2 gleich der Spannung Vc, da der konstante Strom I2 keine Spannung an den Klemmen der Leckinduktanz induziert. Die Phase ED2 geht zuende, wenn die Spannung Vc zu Null wird, wodurch der Transistor T2 gesperrt wird, wie dies nachfolgend erläutert wird.
Der Strom ILS durch die Spule LS des Filters F ist dann positiv, wie dies die Wellenform gemäß Figur 8d zeigt.
Da das in beiden Stromrichtungen wirksame Schaltelement TD2 nun gesperrt ist, fließt der Strom ILS über die Diode D4, die vielfach als Freilaufdiode bezeichnet wird, und schließt den Kondensator C kurz, der so an seinen Klemmen eine Spannung Vc von praktisch Null Volt hat. Der Strom ILS in der Glättungsspule LS nimmt ab, da die aus dem Filter und der Last gebildete Einheit einer Potentialdifferenz von praktisch Null ausgesetzt ist.
Das Schaltelement T4 kann bereits mit dem Beginn der Freilaufphase EM gesteuert werden, um in gewisser Form die Funktion der Diode D4 zu übernehmen, wenn der Strom ILS den Wert Null erreicht und negativ wird.
Die Blockierung von T4 wird kurz vor dem Beginn des nächsten Zyklus ausgelöst, um ein gleichzeitiges Leiten der Diode D2 und des Schaltelements T4 zu vermeiden, wodurch die Sekundärspule ES des Transformators TR kurzgeschlossen würde. Die Haltephase EM enthält so eine Sicherheitsphase ES, während der der Kondensator C die Kontinuität des Stromflusses ILS gewährleistet.
In dem oben beschriebenen Beispiel wird der Strom ILS zu Null, was einem Betrieb entspricht, bei dem IS < ΔILS/2 ist.
Figur 9 zeigt in den beiden oben erwähnten Betriebsarten die Wellenformen der Spannung Vc an den Klemmen des Schwingkreiskondensators C, des Stroms I2 in der Sekundärwicklung ES des Transformators TR und des Stroms ILS in der Glättungsspule LS des Filters F, wie sie versuchsweise in einem erfindungsgemäßen Wandler einer Nennleistung von 2 kW (100 V/20 A) bei einer Zerhackfrequenz von 90 kHz erhalten werden.
Die Betriebsbedingungen sind folgende:
- Gleichstromversorgungsspannung E = 450 V
- Transformationsverhältnis m = 0,72
- Frequenz FO des Schwingkreises (L, C) = 275 kHz
- Zerhackfrequenz F = 50 kHZ
In einer ersten Betriebsart (Figur 9a) ist der Strom ILS dauernd größer als Null, während in der zweiten Betriebsart (Figur 9b), die in dem Grenzfall gezeigt ist, in dem der Ausgangsstrom IS Null wird, der Strom ILS in beiden Richtungen fließt.
Man erkennt, daß die Wellenformen Vc und I2 in den beiden Betriebsarten unverändert sind. So hat das erfindungsgemäße Verfahren die Wirkung, daß diese physikalischen Größen nicht mehr vom Ausgangsstrompegel und damit von der Last abhängen, im Gegensatz zu den bekannten Ausführungsformen (siehe Figur 2a).
Die Linearisierung der Ausgangskennwerte (Spannung/Strom), die durch das erfindungsgemäße Verfahren erhalten werden, ist in Figur 10 gezeigt, in der eine Schar von Kennlinien (L20, L50, L90) gezeigt ist, die von dem dieses Verfahren anwendenden Wandler erhalten werden.
Die Abhängigkeit der Kennlinien von der Zerhackfrequenz erklärt sich aus der Tatsache, daß nach dem Prinzip des pseudoresonanten Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlers die Zerhackfrequenz unmittelbar von dem oben definierten zyklischen Verhältnis α abhängt.
Die verschiedenen Schaltelemente T2, T4, TH, TB in den erfindungsgemäßen Wandlern können vorteilhafterweise durch gemeinsame Steuermittel MC gesteuert werden, wie z.B. dem in Figur 11a gezeigten Steuerkreis, der zur Steuerung der Transistoren geeignet ist.
Die beiden Transistoren TH und TB der Primärstufe werden gemeinsam von einem Steuerkreis MP einer wohlbekannten Struktur gesteuert, der einen Generator GI für ein Rechtecksignal eines festen zyklischen Schaltverhältnisses enthält (vorzugsweise 1/2), mit dem ein monostabiler integrierter Schaltkreis M gesteuert wird. Der Ausgang Q des monostabilen Kreises ist an den Eingang eines R-C-Filterkreises und weiter an einen Operationsverstärker A mit Einheitsverstärkung angelegt. Der Ausgang dieses Verstärkers gelangt an eine Gate-Steuerstruktur eines Transistors TM mit isoliertem Gate. Gemäß einem bekannten Prinzip wird durch die Leitendschaltung dieses Transistors TM Energie von der Primärseite des Transformators TI auf die beiden Sekundärwicklungen SH und SB übertragen, die die Gate- Steuerungen der Transistoren TH und TB speisen. Ein solches Steuersystem bietet eine galvanische Trennung der Leistungstransistoren TH und TB bezüglich des Steuersystems. Die Diode D und die Zener-Diode DZ, die parallel zur Primärwicklung PI des Transformators TI geschaltet sind, erlauben die Entmagnetisierung und die Entsättigung des Magnetkreises CM des Transformators während der Phase der Blockierung des Transistors TM.
Der Transistor T2 wird abhängig vom Vorzeichen der Spannung Vc an den Klemmen des Kondensators C mit Hilfe eines Steuerkreises M2 gesteuert, der das bekannte Schaltungsprinzip einer Diodenweiche verwirklicht.
Die Steuerschaltung M2 enthält eine Steuerstufe MT2, die das Gate oder die Basis des Transistors T2 ansteuert, je nachdem, ob es sich um einen Transistor mit isoliertem Gate oder einen bipolaren Transistor handelt. Diese Steuerstufe steuert den Transistor T2 in die Leitrichtung, sobald die Spannung Vc größer wird als die Schwellspannung von TM2. Diese Funktion wird über die Diode DA verwirklicht, die eine Kopie der Spannung Vc an das Gate von TM2 anlegt, solange Vc kleiner als die Steuerspeisespannung ist. Wenn die Spannung Vc zu Null wird, dann wird die Weichendiode DA leitend und hält den Transistor TM2 im gesperrten Zustand, wodurch über die verschiedenen Bauteile der Steuerstufe MT2 auch der Transistor T2 gesperrt wird.
Der Transistor T4 wird sowohl abhängig von der Spannung Vc an den Klemmen des Kondensators C als auch vom Steuerzustand der Primärstufe des Wandlers gesteuert.
Der Steuerkreis M4 des Transistors T4 enthält ein logisches Tor PL, das eine logische NICHT-UND-Funktion gegenüber einerseits dem komplementierten Ausgang des monostabilen Kreises M und andererseits einem Signal erfüllt, das gleich der Summe der Spannung VDS zwischen Drain und Source des Transistors TM2 und einer negativen Gleichspannung ist (in dem in Figur 11a gezeigten Beispiel gleich 15 V). Dieses Tor PL steuert eine Verstärkerstufe MT4, die zum Gate des Transistors T4 führt, falls es sich hier um einen Transistor mit isoliertem Gate handelt. Die Aufgabe des logischen Tors PL ist es, den Transistor T4 nur dann leitend werden zu lassen, wenn die beiden nachfolgenden Bedingungen erfüllt sind:
a) - Sperrung des Transistors T2;
b) - Sperrung der Transistoren TB, TH der Primärstufe P.
Die erste Bedingung a) wird durch einen gesperrten Zustand des Transistors TM2 der Stufe MT2 konkretisiert, was einem logischen Wert 1 am Eingang des Tores PL entspricht.
Die zweite Bedingung b) wird verwirklicht, wenn der komplementäre Ausgang des monostabilen Kreises M den logischen Pegel 1 zeigt.
Das Tor PL besitzt dann am Ausgang einen logischen Pegel 0, wodurch die Steuerstufe MT4 vorgespannt wird und der Transistor T4 leitend wird. Solange mindestens eine der Bedingungen a) und b) nicht erfüllt ist, bleibt der Transistor T4 gesperrt.
Der R-C-Kreis, der dem Verstärker A im Steuerkreis MP für die Primärstufe P zugeordnet ist, führt eine Verzögerung T des Steuersignals QR der Stufe bezüglich des Ausgangs Q des monostabilen Kreises ein. Wie Figur 11b zeigt, eilen die abfallenden Flanken des komplementären Ausgangs auf diese Weise den steigenden Flanken des Steuersignals QR für die Primärstufe P voraus und ermöglichen so die Sicherheitsphase ES, während der keiner der Transistoren T2 und T4 angesteuert wird, was unbedingt erforderlich ist, um einen Kurzschluß der Sekundärstufe S zu Beginn einer neuen Direktleitphase CD zu verhindern (Figur 3).
Eine andere Ausführungsform eines Wandlers, der das erfindungsgemäße Verfahren verwendet, ist im elektrischen Schaltbild von Figur 12 gezeigt. Die Primärstufe PS, die von der Gleichspannungsquelle E über ein Filter FE gespeist wird, ist eine symmetrische Brücke mit vier Transistoren TS1, TS2, TS3, TS4 sowie vier Dioden DS1, DS2, DS3, DS4, die in der klassischen symmetrischen Brückenschaltung angeordnet sind und eine Primärspule EPS1 eines Transformators TRS mit einem Transformationsverhältnis m speisen. Der Transformator enthält weiter zwei Sekundärwicklungen ES1 und ES2, die an je eine von zwei Sekundärstufen S1, S2 mit Kennlinien gemäß der Erfindung angeschlossen sind. Die Ausgänge der beiden Stufen S1, S2 sind in Reihe geschaltet, während die Sekundärwicklungen ES1, ES2 so organisiert sind, daß, wenn eine gegebene Spannung an eine der Stufen angelegt wird, die andere Stufe einer umgekehrten Spannung ausgesetzt ist. Die beiden Stufen werden also in Gegenphase gespeist. Ein einziger Kreis (LS, CS) bewirkt das Filtern der resultierenden Ausgangsspannung, die gleich der Summe der Spannungen VC1 und VC2 an den Klemmen der Kondensatoren C1 und C2 ist.
Eine solche Ausführungsform hat den wichtigen Vorteil, daß sie eine praktisch dauernde Verwendung der Primärstufe PS und des Transformators TRS sichert. Während jeder Vorspannungsphase (positiv oder negativ) der Primärwicklung EPS1 ist eine der beiden Sekundärstufen in Aktion und arbeitet wie die Sekundärstufe der oben beschriebenen Ausführungsformen.
Die Steuerung der symmetrischen Brücke PS ist in Figur 13 dargestellt, die die Zeitdiagramme der Steuerung der vier Transistoren TS1, TS2, TS3, TS4 sowie die an die Primärwicklung EPS1 angelegte Spannung und den diese Wicklung durchquerenden Magnetisierungsstrom IM zeigt. Diese Steuerung entspricht dem verschachtelten Steuermodus, der dem Fachmann wohl bekannt ist.
Der erste Teil eines Zyklus CY dieses Steuermodus ist eine Direktleitphase CD1, während der die an die Primärspule EPS1 des Transformators TRS angelegte Spannung identisch der Gleichspannung E ist, abgesehen von den Spannungsabfällen in den Schaltorganen. In dieser Phase werden die Transistoren TS1 und TS4 leitend gesteuert und die Sekundärstufe S1 aktiviert. Am Ende dieser Direktleitphase CD1, deren Dauer to1 natürlich von der Eigenperiode des Schwingkreises (11, c1) abhängt, die von der auf die Sekundärseite ES1 des Transformators TRS transformierte Leckinduktanz und vom Schwingkreiskondensator C1 abhängt, ist der Transistor TS4 nun leitend, um den Magnetisierungsstrom in der Primärwicklung EPS1 des Transformators TRS aufgrund der Diode DS2 fließen zu lassen. Die an die Primärwicklung angelegte Spannung ist dann Null. Diese Phase, entsprechend der Folge der beiden Phasen ED1 einer vollständigen Entladung und EM1 eines Haltens der Spannung VC1 an den Klemmen des Kondensators C erstreckt sich bis zur Mitte des laufenden Zyklus CY. Die Transistoren TS3 und TS2 werden dann leitend gesteuert, was dazu führt, daß eine negative Spannung gleich -E an die Klemmen der Primärwicklung gelangt. Die Direktleitphase CD2 entsprechend der Aktivierung der Sekundärstufe hat damit begonnen.
Da die beiden Stufen vorzugsweise dieselben Kennwerte und dieselben Bauelemente enthalten, sind die Eigenperioden der Schwingkreise gleich und damit gleichen sich auch die Dauer to1 und die Dauer to2 der beiden Direktleitphasen. Es ist leicht verständlich, daß die zweite Halbperiode des Zyklus CY dieselben Merkmale betreffend die Sekundärstufe S2 besitzt, wie die erste Halbperiode betreffend die Sekundärstufe S1. In dieser Ausführungsform wird das Linearisierungsverfahren gemäß der Erfindung also zweimal je elektrischer Periode angewandt. Die typischen Wellenformen, die bei dieser Ausführungsform auftreten, sind in Figur 14 gezeigt.
Die Primärstufe PS legt an die Klemmen der Primärwicklung EPS1 eine Spannung VTR einer symmetrischen Rechteckwellenform mit einer Amplitude von ±E an. Der Strom ITR, der von der Primärstufe PS geliefert wird, fließt in beiden Richtungen und besitzt eine unsymmetrische vollständige Schwingung einer Periode gleich der Dauer des Rechteckimpulses der Primärspannung VTR.
Die Sekundärstufe S1 ist in der ersten Halbperiode aktiv, und der Sekundärstrom I1 besitzt die gleiche Form wie der Primärstrom ITR, wobei das Verhältnis der Amplituden des Primärstroms und des Sekundärstroms dem Transformationsverhältnis m entspricht.
Während der zweiten Halbperiode ist die Stufe S1 gesperrt und die Wanderenergie wird über die Sekundärstufe S2 übertragen. Der Sekundärstrom I2 besitzt mit den Vereinbarungen über das Vorzeichen gemäß Figur 12 eine umgekehrte Wellenform wie der Primärstrom. Die Spannungen VC1 und VC2 an den Klemmen der Schwingkreiskondensatoren C1 und C2 bilden charakteristische Wellenformen, die oben beschrieben wurden, insbesondere mit Bezug auf Figur 8a.
Es ist festzustellen, daß die resultierende Spannung Vc = VC1+VC2 zwei Impulse je elektrischer Periode enthält, deren Spitzenwert gleich dem ist, der mit einer Primärstufe in Form einer unsymmetrischen Halbbrücke erhalten wird, bei der nur ein solcher Impuls entsteht.
Bei gleichen Belastungen ist also die Ausgangsleistung in einem Wandler mit einer Primärstufe in Form einer symmetrischen Brücke doppelt so groß wie die in einem Wandler mit einer unsymmetrischen Halbbrücke.
Außerdem ist die elektrische Frequenz der resultierenden Spannung Vc doppelt so groß wie die elektrische Frequenz eines Wandlers, der eine unsymmetrische Halbbrücke verwendet, was den Vorteil einer Verringerung der Größe des Ausgangsfilters (LS, CS) bringt.
In gleicher Weise besitzt der Strom IE, der von der Gleichstromquelle E geliefert wird und gleich (I1+I2)m ist, die doppelte Frequenz des von der Gleichspannungsquelle in einer Konfiguration mit einer unsymmetrischen Halbbrücke gelieferten Stroms. Diese Verdopplung der Frequenz führt zu einer günstigeren Abmessung des Eingangsfilters FE, das zwischen der Gleichspannungsquelle E und der Primärstufe PS liegt. Außerdem wird das in sehr vielen magnetischen Strukturen angetroffene Problem der magnetischen Polarisierung des Transformators vermieden oder sehr stark verringert mit dem erfindungsgemäßen Verfahren, das in einem Wandler mit einer Primärstufe vom symmetrischen Brückentyp angewandt wird.
Die Spannung VTR an den Klemmen der Primärwicklung EPS des Transformators TRS muß (siehe Figur 12) unbedingt den Mittelwert Null besitzen, um das Fließen eines Gleichstroms im Transformator TRS zu vermeiden, der zu einer Sättigung des Magnetkreises CM dieses Transformators und zur Zerstörung der Schaltorgane des Wandlers führen würde.
Eine solche Bedingung ist aber schwer in symmetrischen Strukturen zu erfüllen aufgrund der unsymmetrischen Spannungsabfälle in den Dioden und Transistoren und den unsymmetrischen Leitperioden. Es ist deshalb erforderlich, diese Unsymmetrien durch ein im allgemeinen sehr komplexes Sättigungssteuersystem zu kompensieren, von dem mehrere Ausführungsformen dem Fachmann bekannt sind.
Die Resonanz in beiden Richtungen, die im erfindungsgemäßen Wandler angewandt wird, führt zu einer automatischen Steuerung dieser Unsymmetrie, wie dies das Zeitdiagramm in Figur 15 zeigt, welches die Entwicklung des Primärstroms des Transformators während der Direktleitphase CDI der Sekundärstufe S1 darstellt.
Der Strom IP, der die Primärwicklung EPS1 durchquert, ist gleich der Summe des Magnetisierungsstroms IM und des Stroms m.I1, wobei I1 der die Sekundärstufe S1 durchfließende Strom ist. Der Strom IP fließt auch durch die beiden in beiden Stromrichtungen wirksamen Schaltelemente bestehend aus TS1 und DS1 bzw. TS2 und DS2. Diese beiden Organe sperren ohne weiteres, wenn der Strom IP zu Null wird. Wenn das System vollständig im magnetischen Gleichgewicht ist, dann variiert der Magnetisierungsstrom IM von einem Wert -IM1 zum Ursprungszeitpunkt t0 des Beginns der Direktleitphase CD1 zu einem Wert +IM1 zum Zeitpunkt t1 der Sperrung (Wellenformen in unterbrochenen Linien in Figur 15). Wenn aus irgendeinem Grund der Magnetisierungsstrom IM einen Wert -IM2 angenommen hat, wobei IM2 > IM1 ist, ehe die Transistoren TS1 und TS4 leitend gesteuert worden sind, dann findet die Kompensation der Abweichung statt, wenn die Dauer to2 des nächstfolgenden Impulses im Vergleich zur Dauer to1 des vorherigen magnetischen Gleichgewichts verlängert wird. Genau dies findet in der erfindungsgemäßen Schaltung statt, da der Strom in der Primärwicklung IP, der gleich mI1 + IM2 ist, im Zeitpunkt t2 > t1 zu Null wird. Es ist verständlich, daß nach einer endlichen Anzahl von Zyklen die Vorrichtung wieder ihr magnetisches Gleichgewicht gefunden haben wird.
Eine andere vorteilhafte Methode der Herstellung eines Wandlers 3, der das erfindungsgemäße Verfahren verwendet, ist im Schaltbild gemäß Figur 16 dargestellt.
In dieser Ausführungsform enthält der Wandler 3 einen Transformator TRS mit einer Primärwicklung EPS, die von einer symmetrischen Brücke PS gespeist wird, und mit zwei Sekundärwicklungen ES1 und ES2, die an zwei Sekundärstufen S10 und S20 angeschlossen sind, welche das in beiden Stromrichtungen wirksame Schaltelement TD4 und den Schwingkreiskondensator C gemeinsam haben. Nur die in beiden Stromrichtungen wirksamen Schaltelemente TD21 und TD22 sind getrennt. Die Ausgänge der beiden Stufen S10 und S20 sind parallel an ein einziges Ausgangsfilter F angeschlossen, das seinerseits mit einer Last Ch verbunden ist. Die Steuerungen der Transistoren der Primärstufe und der Sekundärstufen gleichen denen der vorhergehenden Ausführungsformen, in denen die beiden Sekundärstufen in Reihe geschaltet waren.
Der Vorteil dieser Ausführungsform besteht darin, daß ein einziges Schaltelement TD4 für die Haltephasen EM1 und EM2 verwendet wird, die während einer elektrischen Periode anfallen, wie dies Figur 17 zeigt.
Während einer elektrischen Periode T besitzt das Schaltelement TD4 zwei Leitphasen entsprechend den beiden Haltephasen EM1 und EM2 der Spannung Vc an den Klemmen des Kondensators C. Die Wellenformen der Spannung Vc an den Klemmen des Schwingkreiskondensators C und der Ströme I1 und I2 durch die Sekundärwicklungen ES1 und ES2 sind dieselben wie in der vorher beschriebenen Ausführungsform (Reihenschaltung der Sekundärstufen S1, S2).
Der Strom IL besitzt eine Wellenform mit beiden Stromrichtungen, die für einen diskontinuierlichen Leitbetrieb charakteristisch ist.
Der von der Primärwicklung des Transformators absorbierte Strom ITR ist natürlich gleich der Summe der Sekundärströme I1 und I2 multipliziert mit dem Transformationsverhältnis m.
Die Anordnung der verschiedenen Steuerphasen (CD1/ED1/EM1), (CD2/ED2/EM2) zeigt, daß das angewendete Verfahren dasselbe wie in der vorhergehenden Ausführungsform ist. Der einzige Unterschied liegt darin, daß ein einziges in beiden Stromrichtungen wirksames Schaltelement TD4 für die Verwirklichung der beiden Haltephasen EM1 und EM2 verwendet wird.
In allen oben beschriebenen Ausführungsformen können die in beiden Stromrichtungen wirksamen Schaltelemente TD2, TD4 vorteilhafterweise Transistoren mit isoliertem Gate, beispielsweise sogenannte IGBT-Transistoren (Insulated Gate Bipolar Transistors) sein, die sowohl Majoritätsladungsträger (wie z.B. MOS-Transistoren) und Minoritätsladungsträger (wie z.B. bipolare Transistoren) verwenden. Ein solches Bauteil ist besonders gut für die Herstellung eines Wandlers zur Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens verwendbar, da es beim natürlichen Umschalten ein dynamisches Verhalten zeigt, das mit den erforderlichen Zerhackfrequenzen (oft größer als 100 kHz) vereinbar ist. Außerdem bietet die natürlich Sperrung beim Stromwert Null die Möglichkeit, bei Augenblicksströmen betrieben zu werden, die größer als der für die "Latch up"-Schwelle spezifizierte Wert sind, was die beschränkten Leistungswerte der Schaltbauteile verbessert, die für pseudoresonante Konverterstrukturen spezifisch sind.
Außerdem besitzt ein solcher Transistor einen Widerstand in Leitrichtung, der geringer als der von MOS-Transistoren bei einem Betrieb mit hoher Spannung ist (VDS ≥ 250 V). So ist der typische Spannungsabfall für ein Bauteil mit Nennspannung 500 V und Nennstrom 10 A für einen MOS-Transistor 4 V und für einen IGTB-Transistor 2 V.
Nachfolgend wird die Anwendung eines das erfindungsgemäße Verfahren verwendenden Wandlers erläutert. Es sei hierzu eine konkrete Situation betrachtet, in der man einen erfindungsgemäßen Wandler, beispielsweise den gemäß Figur 7, für die Erzeugung einer Gleichspannung eines regelbaren Pegels an den Klemmen einer Last mit variabler Impedanz verwendet, wobei die Primärenergiequelle ein Gleichspannungsgenerator einer im wesentlichen konstanten Spannung ist.
Die physikalischen Kennwerte der hauptsächlichen Elemente des Wandlers, nämlich des Transformators und des Schwingkreiskondensators, bestimmen die Eigenfrequenz Fo des Schwingkreises (L, C). (Ein zahlenmäßiges Beispiel ergibt im Versuch einen Frequenzwert von 275 kHz). Von dieser Eigenfrequenz hängt die Dauer der Direktleitphase CD ab, die im wesentlichen gleich 1/Fo ist.
Zwei Parameter erlauben die Steuerung der mittleren Ausgangsspannung. Einer ist das Transformationsverhältnis m des Transformators TR und kann nur beeinflußt werden bei der Herstellung des Transformators. Der andere Parameter ist die Zerhackfrequenz F, die in jedem Augenblick während des Betriebs des Wandlers in einem Bereich verändert werden kann, dessen größte theoretische Ausdehnung sich von 0 bis Fo erstreckt. In der Praxis werden sehr niedrige Zerhackfrequenzen im Vergleich zur Eigenfrequenz Fo nicht verwendet aus mindestens zwei Gründen: Einerseits, weil der Eintritt in den Bereich der hörbaren Frequenzen zu deutlichen Störungen der menschlichen Umwelt führt, und andererseits, weil die Eingangs- und Ausgangsfilter dann überdimensioniert sein müssen, damit sie bei niedrigen Frequenzen wirksam sind. Am anderen Ende des Frequenzbereichs ist es in der Praxis unmöglich, die Zerhackfrequenz F und die Eigenfrequenz Fo zusammenfallen zu lassen. Eine solche Situation würde zur Zerstörung des Wandlers insbesondere aufgrund eines Kurzschlusses der Sekundärwicklung des Transformators führen.
Man verfügt also über einen Regelparameter der Ausgangsspannung, der durch α = F/Fo bestimmt ist und in einem Bereich zwischen α min = 0 und α max = 1 liegt.
Wenn die Last eine variable Impedanz besitzt, dann kann aufgrund der Linearität der Kennlinien (Spannung/Strom) eine verhältnismäßig einfache Spannungsregelung eingesetzt werden. Ist die Impedanz unendlich (Leerlauf), dann wird der Normalbetrieb des Wandlers aufrechterhalten und es ist immer noch möglich, die Ausgangsspannung mit Hilfe der Zerhackfrequenz F zu regeln.
Die Versorgung einer Last mit einer möglicherweise äußerst geringen Impedanz gegenüber der Nennimpedanz, für die der Wandler entworfen wurde, erfordert einen Strombegrenzerkreis, der automatisch auf den Frequenzregelkreis für die Zerhackfrequenz F einwirkt, um die Ausgangsspannung VS herabzusetzen und so den Ausgangsstrom IS unterhalb eines Schwellwerts zu bringen.
Zahlreiche Speiseschaltungen mit Wandlern gemäß der Erfindung, die Regelungen sowie Sicherheitssysteme enthalten, können in Betracht gezogen werden. Anwendungen im Bereich von Ausgangsleistungen zwischen 1 kW und 10 kW sind insbesondere für die Stromversorgung von zivilen und militärischen Flugzeugausrüstungen bereits in Betracht gezogen worden.
Ein erfindungsgemäßer Wandler wurde bereits realisiert und erprobt. Gespeist aus einem Gleichstromnetz von 450 V Spannung liefert er eine Leistung von 2 kW bei einer Nennspannung von 100 V (Nennstrom 20 A) und einer Zerhackfrequenz von 90 kHz.
Auf diese Weise kann man die Anwendung des Verfahrens zur Linearisierung der Kennlinien (Spannung/Strom) auf andere Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler in Betracht ziehen, beispielsweise Wandler vom Flyback-Typ mit Resonanzthyristor.
Außerdem können die in beiden Stromrichtungen wirksamen Schaltelemente mit Transistoren beliebiger Technologie realisiert werden, wenn diese die korrekten Betriebsspezifikationen bei hoher Frequenz erfüllen und auf einfach Weise gesteuert werden können. So können die neu entwickelte Transistoren mit isoliertem Gate, die bei hoher Frequenz und hoher Spannung eingesetzt werden können, wirksam zur Herstellung von Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlern beitragen, die das erfindungsgemäße Verfahren anwenden und damit weiter verbessert sind.

Claims

1. Verfahren zur Linearisierung der Ausgangskennwerte (Spannung/Strom) eines pseudoresonanten Gleichstrom-Gleichstrom- Wandlers (1) mit direktem Energietransfer, wobei der Wandler einen Transformator (TR) mit einer Primärwicklung (EP) und einer von einem Strom (I2) durchflossenen Sekundärwicklung (ES) und einen Schwingkreiskondensator (C) enthält und vorbestimmten Steuerzyklen (CY) unterliegt, die je eine Direktleitphase (CD) enthalten, dadurch gekennzeichnet, daß während jedes Zyklus nacheinander

- die vollständige Entladung (ED) des Schwingkreiskondensators (C), unabhängig vom Ausgangsstrom (IS), beginnend spätestens am Ende jeder Direktleitphase (CD),

- und das Halten (EM) der Spannung (Vc) an den Klemmen des Kondensators (C) bis zum Beginn der nächsten Leitphase auf einem Wert von praktisch null Volt erfolgen,

- wobei die vollständige Entladung (ED) des Kondensators (C) eine Phase (ED1), die während der Direktleitphase (CD) abläuft und bei der Umkehr des Stroms (Ic) im Kondensator (C) beginnt, und eine nachfolgende Phase (ED2) enthält, die am Ende der Direktleitphase (CD) beginnt und mit der Annulierung der Spannung (Vc) an den Klemmen des Kondensators (C) endet.

2. Verfahren zur Linearisierung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Haltephase (EM) eine erste Phase (EME), in der die Spannung (Vc) an den Klemmen des Kondensators (C) durch Haltemittel (TD4) während einer vorbestimmten Zeit (TM) wirksam auf einem Wert von im wesentlichen null Volt gehalten wird, und unmittelbar anschließend eine zweite Phase, Sicherheitsphase (ES) genannt, aufweist, die bis zum Beginn der nächsten Direktleitphase (CD) abläuft und in der die Haltemittel (TD4) nicht aktiviert sind.

3. Pseudoresonanter Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (1, 2, 3) mit Direkttransfer, der Transformatoren (TR, TR1, ... TRN) mit je einer Primärwicklung (EP), die an eine Primärstufe (P) angeschlossen ist, und mit Sekundärwicklungen (ES), die je an eine Sekundärstufe (S) angeschlossen sind, die einen Schwingkreiskondensator (C), ein Bauteil mit nur einer Leitrichtung (D4), das parallel zum Kondensator (C) geschaltet ist, und ein Bauteil mit nur einer Leitrichtung (D2) in Reihe mit der Sekundärwicklung (ES) und dem Kondensator (C) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß jede der Sekundärstufen weiter aufweist:

- ein Schaltelement (T2), das parallel zu dem Bauteil mit nur einer Leitrichtung (D2) liegt, welches mit der Sekundärwicklung (ES) und dem Kondensator (C) in Reihe angeordnet ist und mit dem Bauteil (D2) mit nur einer Leitrichtung so zusammenwirkt, daß sich ein in beiden Stromrichtungen wirkendes bidirektionales Schaltelement (TD2) ergibt,

- und ein Schaltelement (T4), das parallel zum Schwingkreiskondensator (C) und dem Bauteil mit nur einer Leitrichtung (D4) geschaltet ist und mit letzterem so zusammenwirkt, daß sich ein in beiden Stromrichtungen wirkendes Schaltelement (TD4) ergibt.

4. Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (1, 2, 3) nach Anspruch 3, der vorgegebenen Steuerzyklen (CY) mit je einer direkten Leitphase (CD) unterworfen ist, dadurch gekennzeichnet, daß jede Sekundärstufe (S) Steuermittel (MC) für die in beiden Stromrichtungen wirkenden Schaltelemente (TD2, TD4) aufweist, die einerseits eine vollständige Entladung des Schwingkreiskondensators (C) am Ende der Direktleitphase (CD) und andererseits bewirken, daß die Spannung (Vc) an den Klemmen des Kondensators (C) auf einem Wert von im wesentlichen null Volt gehalten wird.

5. Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (1) nach Anspruch 4, mit einem Transformator (TR), dessen Primärwicklung (EP) und Sekundärwicklung (ES) mit einer Primärstufe (P) bzw. einer Sekundärstufe (S) verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärstufe (P) eine unsymmetrische Halbbrücke (PA) enthält.

6. Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (2, 3) nach Anspruch 4 mit einem Transformator (TR), der eine an eine Primärstufe (P) angeschlossene Primärwicklung (EP) und zwei Sekundärwicklungen (ES1, ES2) enthält, die je an eine Sekundärstufe (S1, S2) angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärstufe (P) eine symmetrische Brücke (PS) enthält.

7. Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (2) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärstufen (S1, S2) elektrisch in Reihe geschaltet sind und daß der Wandler Mittel zur Steuerung dieser Stufen im verschachtelten Modus aufweist.

8. Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (3) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärstufen (S1, S2) elektrisch in Höhe des gemeinsamen Schwingkreiskondensators (C) parallelgeschaltet sind und daß der Wandler Mittel zur Steuerung dieser Stufen im verschachtelten Modus enthält.

9. Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (3) nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die in beiden Stromrichtungen wirkenden Schaltelemente jeder der Sekundärstufen (S1, S2) in einem einzigen in beiden Stromrichtungen wirkenden Schaltelement (TD4) zusammengefaßt sind.

10. Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (1, 2, 3) nach einem der Ansprüche 4 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel (MC) für die in beiden Stromrichtungen wirksamen Schaltelemente (TD2, TD4) Steuermittel (MT2) für das Schaltelement (T2), die mit Mitteln (D) zur Erfassung des Vorzeichens der Spannung (Vc) an den Klemmen des Schwingkreiskondensators (C) zusammenwirken, um das Schaltelement (T2) leitend zu machen, wenn die Spannung (Vc) größer als die Steuerschwelle des Schaltelements (T2) wird, und Steuermittel (MT4) für das Schaltelement (T4) aufweisen, die mit den Steuermitteln (MT2) und den Steuermitteln (MP) der Primärstufe (P) zusammenwirken, um das Schaltelement (T4) von der Sperrung des Schaltelements (T2) bis zum Beginn des nächstfolgenden Steuerzyklus (CY) leitend zu steuern.

11. Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler (1, 2, 3) nach einem der Ansprüche 3 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltelemente (T2, T4) Transistoren mit isoliertem Gate sind.