KR970004362B1 - 인버터 제어장치 및 제어방법 - Google Patents

인버터 제어장치 및 제어방법 Download PDF

Info

Publication number
KR970004362B1
KR970004362B1 KR1019930000866A KR930000866A KR970004362B1 KR 970004362 B1 KR970004362 B1 KR 970004362B1 KR 1019930000866 A KR1019930000866 A KR 1019930000866A KR 930000866 A KR930000866 A KR 930000866A KR 970004362 B1 KR970004362 B1 KR 970004362B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage reference
reference signals
phase
mode
reference signal
Prior art date
Application number
KR1019930000866A
Other languages
English (en)
Inventor
사또시 미야자끼
라자르 벤-브라힘
로이찌 구로사와
Original Assignee
가부시끼가이샤 도시바
사또 후미오
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP4244428A external-priority patent/JP2539146B2/ja
Application filed by 가부시끼가이샤 도시바, 사또 후미오 filed Critical 가부시끼가이샤 도시바
Application granted granted Critical
Publication of KR970004362B1 publication Critical patent/KR970004362B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4833—Capacitor voltage balancing

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

없음

Description

인버터 제어장치 및 제어방법
제1도는 종래 기술의 인버터 제어장치의 구성을 나타내는 개략적인 블록도.
제2도는 전압기준신호(V*), 케리어신호(VCP, VCN), 최소 ON 펄스폭(TO), 최소전압기준(±Vmin), 출력신호(VCMP) 및 게이트신호(VG)간의 관계를 나타내는 종래 기술의 파형을 나타낸 도면.
제3도는 본 발명의 일실시예의 구성을 나타낸 개략적 블록도.
제4도는 본 발명의 제1실시예의 모든 결정회로의 상시모드(normal mode), 4각모드(rectangle mode) 또는 제로보정모드(zero correction mode)를 결정하는 방법을 설명하는 플로우차트.
제5도 (a)~제5도(c)는 본 발명의 제1실시예의 상시모드, 4각모드, 제로보정모드의 동작을 설명하는 플로우차트.
제6도는 제1실시예의 4각모드중의 동작을 나타내는 파형 타임차트.
제7도는 제1실시예의 제로보정모드중의 동작을 설명하는 파형타임차트.
제8도는 제1실시예의 동작을 나타내는 타이밍차트.
제9도는 제1실시예의 스위칭타이밍 선택회로의 스위칭타이밍을 선택하는 방법을 설명하는 플로우차트.
제10도는 제1실시예의 스위칭타이밍회로를 설명하는 회로도.
제11도 (a)~제11도(e)는 본 발명의 제1실시예의 새로운 전압기준신호(V**)(V**는 Vu**, Vv**, Vw**에 상당한다)의 스위칭타이밍을 설명하는 차트.
제12도는 본 발명의 제1실시예의 4각모드에 있어서의 정 또는 부의 최대치 근방의 상의 전전압기준신호가 제로값을 취하도록 보정하는 동작을 설명하는 파형타이밍도.
제13도는 중성점 크램프된 3상 인버터의 주회로를 나타낸 개략도.
제14도는 본 발명의 제4실시예를 나타낸 개략 블록도.
제15도는 본 발명의 제5실시예를 나타낸 개략 블록도.
제16도는 본 발명의 제6실시예를 설명하는 프로우차트.
제17도는 본 발명의 제6실시예를 설명하는 4각모드에 있어서 파형타이밍차트.
제18도는 본 발명의 제7실시예를 설명하는 플로우차트.
제19도는 본 발명의 제7실시예를 설명하는 4각모드에 있어서의 파형타이밍차트.
제20도는 본 발명의 제8 및 제9실시예를 나타낸 개략도.
제21도는 본 발명의 제8 및 제9실시예의 모드 결정회로의 동작을 설명하는 플로우차트.
제22도는 제8실시예의 전압기준신호, 선간전압 및 상전압을 설명하는 파형타이밍도.
제23도는 제9실시예의 전압기준신호, 선간전압 및 상전압을 설명하는 파형타이밍도.
본 발명은 직류전력을 AC 전력으로 변환하기 위한 펄스폭변조(PWM) 제어 인버터와 교류전력을 직류전력으로 변환하기 위한 PWM 제어 콘버터에 관한 것이다.
본 발명의 요지에 관한 일반적인 배경은 미국 출원 제07/841,816호 1992. 2. 26일자 출원의 "중성점 프램프된 전력인버터장치"에서 참조할 수 있는 펄스폭변조제어 인버터는 게이트턴-옵(GTO) 사이리스터등 셀프퀸칭타입 스위칭 소자들을 사용하고 있다. 제1도에 나타낸 것과 같이 이 인버터 제어장치는 콘트롤러(300), 비교기(301) 및 펄스폭보정회로(302)를 구비하고 있다.
콘트로러(300)는 전압기준신호(V*)를 출력한다. 비교기(301)는 전압기준신호(V*)와 캐리어신호들(VCP, VCN)을 비교하여 출력신호(VCMP)를 출력한다. 펄스보정회로(302)는 비교기(301)로부터의 출력신호(VCMP)를 보정하여 게이트신호(VG)를 출력한다. 이들 게이트신호들은 예를들어 제13도의 종래 기술에서 공지인 인버터 중의 스위칭소자 예를들면 GTO를 제어하는데 사용된다.
제2도에 나타낸 것과 같이 펄스폭보정회로(302)는 출력신호(VCMP)의 폭이 최소 ON펄스폭 TO이하일 때에(즉 전압기준신호(V*)가 최소전압기준(±Vmin)이하일 때에) 출력신호(VCMP)를 보정하도록 동작한다. 그 결과로 게이트신호(VG)의 최소폭이 최소 ON 펄스폭(TO) 이하가 되지 않는다.
그러나 이 제어장치는 저전압영역에서 출력전압을 제어할 수 없다. 따라서 제어 불가영역이라고 칭하기도 한다. 저전압영역 출력신호(VCMP)의 폭이 최초 ON 펄스폭(TO) 이하인 영역을 의미한다. 최소 ON 타임 이하의 펄스를 사용하는 것을 피하기 위하여 종래 기술은 비제어 영역에 있어서 일정펄스폭의 게이트신호(VG)를 생성하도록 비교신호(VCMP)를 변조하는 것을 교시하고 있다. 그러나 일정폭 게이트 펄스수단을 사용하여 저전압 영역을 포함하는 전체 전압범위에 걸쳐서 인버터를 제어하도록 바람직하게 가변제어할 수 없다. 따라서 종래기술의 제어시스템은 이 제어불가영역 때문에 불안정하고 정밀하게 제어하기 어렵다.
본 발명의 목적은 선간전압에 대한 전체 출력전압들에 대하여 정현파전압을 출력할 수 있고, 또한 제어불가영역 생성시에 종래기술의 결점을 갖기 않는 인버터 제어장치와 제어방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 일실시예에 의하면 복수의 상전압과 상전압들간의 차로 정의되는 대응하는 복수의 선간전압을 발생하는 인버터를 제어하는 방법이 제공된다.
이 방법은 복수의 상을 갖는 전압기준신호를 발생하는 스텝(a) ; 전압기준의 값과 극성에 응답한 인버터 동작의 (1) 상기모드, (2)4각모드 및 (3)제로보정모드 중의 하나를 결정하는 스텝(b) ; 인버터를 제어하기 위한 기준치로써 상기 상시 모드동안 전압기준을 그대로 사용하는 스텝(c) ; 및 적어도 하나의 소정의 4각 및 제로보정모드에서 변환된 전압기준신호들에 준한 각각의 상전압이 소정의 최소폭 이상의 제어된 펄스폭을 갖고 또한 얻어진 선간전압이 전압기준신호들을 사용하여 발생된 선간전압들과 비교할 때에 변화되지 않도록 프리세트된 앨고리즘에 준하여 변환전압기준신호들로 전압기준신호들을 변환하는 스텝(d)를 포함하고 있다.
본 발명의 다른 태양에 의하면 복수의 상전압과 상전압간의 차로써 정의되는 대응하는 복수의 선간전압을 발생하는 인버터를 제어하는 방법이 제공된다. 이 방법은 복수의 상을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 스텝(a) ; 가장 큰 정의값을 갖는 전압기준신호의 상을 선택하는 스텝(b) ; 부인 프리세트 최소치(1)와 영(zero)인 프리세트(2) 중의 하나를 갖는 변환된 전압기준신호의 상으로 상을 변환하는 스텝(c) ; 전압기준신호들을 사용하여 발생된 선간전압과 비교할 때에 얻어진 선간전압들이 변화되지 않게 인버터의 변환된 전압기준신호들로 전압기준신호들의 다른 상들을 변환하는 스텝(d) ; 가장 큰 부의 값을 갖는 전압기준신호의 상을 선택하는 스텝(e) ; 정인프리세트 최소치(1)와 영인 프리세트치(2)중의 하나를 갖는 변환된 전압기준신호의 상으로 선택된 상을 변환하는 스텝(f) ; 전압기준신호들을 사용하여 발생된 선간전압과 비교할 때에 얻어진 선간 전압들이 변환되지 않게 인버터의 변환된 전압기준신호들로 전압기준신호들의 다른 상들을 변환하는 스텝(g) ; 및 스텝들(b)~(d)과 스텝들(e)~(g)간에서 교호로 스위칭하여 인버터를 제어하는 스텝(h)를 포함하고 있다.
본 발명의 또다른 태양에 의하여 복수의 상전압과 상전압간의 차로써 정의되는 대응하는 복수의 선간전압을 발생하는 인버터제어장치가 제공된다.
이 제어장치는 ; 복수의 상을 갖는 전압기준신호들의 값들과 극성들에 응답하여 사이모드(1), 4각모드(2) 및 제로보정모드(3)중의 하나를 결정하는 모드결정수단(a), 1) 전압기준신호들과 동일한 변환된 전압기준신호들로써 전압기준신호들을 출력하는 상시모드에서 동작가능하고, 2) 전압기준신호들을 사용하여 발생되는 선간전압들과 비교할 때 얻어진 선간 전압들이 변화하지 않게 앨고리즘에 준하여 전압기준신호들에 응답하여 보정된 전압기준신호들을 출력하는 4각모드 및 제로보정 모드에서 동작가능한 전압기준 변환수단(b)을 구비하고 있다.
전압기준 변환수단(b)을 구비하고 있다.
본 발명의 다른 태양에 의하면 중성점 프램프된 3상인버터를 제어하는 제어장치가 제공된다. 이 인버터는 스위칭소자들을 갖고 복수의 상전압과 대응하는 복수의 선간전압을 발생한다.
이 제어장치는 ; (1) 복수의 상을 갖는 전압기준신호를 발생하는 수단 ; 전압기준신호들을 변환된 전압기준치들로 변환시키고 복수의 상전압중의 어느것이 스위칭소자의 최소 ON 펄스폭에 대응하는 최소치와 동이해질 때에 정의 최소치 또는 부의 최소치 중의 하나로 보정된 전압기준신호를 고정시키고, (2) 전압기준신호들을 사용하여 발생된 선간전압들과 비교될 때 얻어진 선간 전압들이 변화하지 않도록 다른 전압기준신호들을 변환하는 전압기준신호 변환수단을 구비하고 있다.
본 발명의 또다른 태양으로는 중성점크램프 된 3상인버터를 제어하기 위하여 인버터 제어장치가 제공된다.
이 인버터는 복수의 상전압과 대응하는 복수의 선간전압을 발생한다.
이 제어장치는 ; 복수의 상을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 수단 ; 전압기준신호들을 사용하여 발생된 선간전압들과 비교될 때에 변환된 전압기준신호들에서 발생되어 얻어진 선간전압들이 변화하지 않는 모두 정의 극성을 갖는 변환된 전압기준신호들로 전압기준신호들의 모든상을 변환시키는 제1전압기준변환수단 ; 전압기준신호들을 사용하여 발생된 선간전압과 비교될 때에 변환된 전압기준신호들에서 발생되어 얻어진 선간전압들이 변화하지 않는 모두 부의 극성을 갖는 변환된 전압기준신호들로 전압기준신호들의 모든 상을 변환시키는 제2전압기준 변환수단 ; 및 제1 및 제2전압기준 변환수단을 사용하여 인버터를 교호로 제어하는 스위칭 수단을 구비하고 있다.
또다른 태양에 있어서 본 발명은 중성점클램프된 3상인버터를 제어하는 인버터 제어장치로서 정의될 수 있다.
(a) 이 인버터는 3상전압들과 대응하는 3선간전압들을 발생한다. 그중 제어장치는 복수의 상을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 발생기 ; b) 가장 큰 정의 값을 갖는 전압기준신호의 상을 선택하는 수단 ; c) 프리세트된 정의 최대치를 갖는 변환된 전압기준신호로 선택된 상을 변환하는 수단 ; d) 전압기준신호들을 사용하여 발생된 선간 전압들과 비교될때에 얻어진 선간전압이 변화하지 않는 변환된 전압기준신호들로 전압기준신호들의 다른 상들을 변환하는 수단 ; e) 가장 큰 부의 값을 갖는 전압기준신호의 상을 선택하는 수단 ; f) 프리세트된 부의 최대치를 갖는 변환된 전압기준신호의 상으로 선택된 상을 변환하는 수단 ; g) 전압기준신호들을 사용하여 발생된 선간전압들과 비교될 때에 얻어진 선간전압들이 변화하지 않는 인버터의 변화된 전압기준신호들로 전압기준신호들의 다른 상들을 변환하는 수단 ; 및 (h) 수단들 b)~d) 및 수단들 e)~g)간을 교호로 스위칭하여 인버터를 제어하는 수단을 구비하고 있다.
제3도는 본 발명의 제1실시예에 의한 PWM 제어에 사용하는 인버터 제어장치의 하드웨어 구조를 나타내고 있다.
제3도를 참조하면 콘트롤러(1)는 3상(Y-상, V-상, W상)에 대해서 전압기준신호들 V*(Vu*, Vv*, 및 Vw*로 표시)를 출력하고, 인버터(예를들면 전동기의 속도제어에 사용되는)를 제어한다.
모드결정회로(2)는 전압기준신호들이 출력될 때마다 제4도에 나타낸 앨고리즘에 따라서 상시모드, 4각모드 또는 제로보정모드중의 어느 모드가 효과적인지를 결정한다. 모든 전압기준신호들이 최소전압기준신호(Vmin)보다 클 때에 상시모드가 선택된다.
적어도 2개의 전압기준신호(Vu*와 Vv*, Vv*와 Vw*, Vu*와 Vw*)가 최소전압기준신호(Vmin)이하일 때에 4각모드가 선택된다. 또 3개의 전압기준신호가 최소전압기준신호(Vmin)의 2배이하일 때, 2개의 전압기준신호가 최소전압기준신호(Vmin)의 2배 이하이고 2개의 전압기준신호가 반대 부호일 때 4각 모드가 선택된다. 하나의 전압기준신호가 최소전압기준신호(Vmin)이하이고, 다른 전압기준신호들이 최소전압기준신호(Vmin)의 2배 이하이고 최소전압기준신호(Vmin)와 반대부호일 때에 제로보정모드가 선택된다.
또, 모드결정회로(2)는 세가지 모드들(상시모드, 4각모드, 제로보정모드)중의 하나가 선택된 후에 제5도(a)에 나타낸 상세모드들(모드=0~±6)중에서 선택한다. 상시 모드의 경우에 모드=0*의 모드가 제5도(a)에 나타낸 것과 같이 자동적으로 선택된다.
4각모드의 경우에는 제5도(b)에 나타낸 것과 같이 모든 전압기준신호들이 함께 적산되어 신호 PNFLG가 얻어진다. 이 신호(PNFLG)는 부호(즉 정의 부호 또는 부의부호)를 갖고 전압기준신호들과 약 60°씩 변화한다.
신호(PNFLG)가 정일 경우, 즉 하나의 전압기준신호가 정이고 다른 전압기준신호들이 부일 경우에 세개의 신호들중 저의 최대치를 갖는 전압기준신호가 채택된다. 선택된 전압기준신호가 Vu*일때에 모드가 "모드=-1"로 설정된다. 또, 선택된 전압기준신호가 Vu*또는 Vw*일때는 모드가 "모드=-2" 또는 "모드=-3"으로 각각 설정된다. 신호(PLFLG)가 부일 경우에는 3개의 신호중 가장 큰 부의값을 갖는 전압기준신호가 선택된다.
그런후 선택된 전압기준신호가 Vu*, Vv*또는 Vw*일때에 모드는 "모드=1", "모드=2", 또는 "모드=3"으로 각각 설정된다.
제로보정모드의 경우에는 단 하나의 전압기준신호가 최소전압기준신호(Vmin)이하이므로 전압기준신호가 최소전압기준신호(Vmin)와 그 극성과 같은 전압기준신호로 인해서 제5도(c)에 나타낸 것과 같이 "모드=±4"~"모드=±6"인 모드가 선택된다.
전압기준변환회로(3)는 모드(즉 상시모드, 4각모드, 또는 제로보정모드)에 따라서 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)을 보정하여 새로운 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)을 출력한다.
이 보정에 관해서 이하에 설명하겠다.
(a) 상시모드인 경우
모드결정회로(2)는 "모드=0"를 선택하고, 새로운 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)로써, 이전의 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)을 출력한다.
(b) 4각모드인 경우
모드결정회로(2)는 "모드=±1"~"모드=±3"을 선택하고, 3개의 신호(즉 Vu**, Vv**, Vw**)중 가장 큰 값을 갖는 전압기준신호(Vu*)를 선택된 가장 큰 값의 전압기준신호의 극성에 대해서 반대극성을 갖는 최소전압기준(Vmin)에 (또는 제12도의 실시예에 영전압에 대해서)고정시킨다. 또 회로(2)는 다른상의 선간전압의 변화없이 다른 전압기준신호들을 쉬프트시키고, 이 고정되고 쉬프트된 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)을 출력한다.
예를들면 전압기준신호(Vu*)가 3신호들중 가장 크고 정의 극성일때에 각 전압기준신호는 다음과 같이 보정된다.
또, 전압기준신호(Vu*)가 3신호중 가장 크고 부의 극성일 때의 각 전압기준신호들은 다음과 같이 보정된다.
4각 모드중의 동작파형들을 제6도에 나타냈다.
제6도에서 Vu, Vv 및 Vw는 상전압(예 제13도 참조)을 각각 나타내고, Vuv, Vvw 및 Vwu는 선간전압을 각각 나타낸다.
Vuv=Vu-Vv
Vvw=Vv-Vw
Vwu=Vw-Vu
제6도에 나타낸 것과 같이 모드는 위상이 약 60°씩 변화되고, 각 모드에서 3신호들(즉 Vu*, Vv*, Vw*)중 가장 큰 값을 갖는 전압기준신호가 가장 큰 값의 전압기준신호의 극성과 반대극성을 갖는 최소전압기준신호(Vmin)에 고정된다.
식(1)~(9)를 이용해서 3개의 전압기준신호 모두가 선간전압의 값이 이전값 예를들면 기준전압들로써 V**대신에 V*를 사용하여 얻게 되는 값으로부터 변화되지 않도록 쉬프 된 결과를 갖는다. 이 기술에서 알수 있는 바와 같이 선간전압의 불변은 어느 사이클(예, 모드)중의 선간전압 펄스들의 폭의 합계가 기준으로써 V*이나 V**를 사용할 때에 같은 것을 요구하는 것과 동등하다. 인버터의 선간전압을 제어함으로써 인버터 출력전압을 소망하는대로 제어할 수 있다.
4각 모드에서는 모든 3개의 상이 매 60°마다 1회씩 정 또는 부로 변화한다. 따라서 이 모드를 "60°변환법"이라 한다.
C) 제로보정모드인 경우
모드결정회로(2)는 "모드=±4"~"모드=±6"을 선택하고 전압기준신호를 V*으로부터 V**로 바꾼다. 그렇지 않으면 여기서 V**는 전압기준상(V*)이 영전압점을 가로지를때에 최소전압기준신호(Vmin)로 설정된다. 또, 회로(2)는 다른 전압기준신호들에 대응하는 선간전압을 이전값으로부터 변화하지 않도록 다른 전압기준신호들을 쉬프트한다.
예를들면 전압기준신호(Vu*)가 정의쪽으로부터 부의쪽으로 영점을 가로지를때에 각 전압기준신호는 다음과 같이 보정된다.
또, 전압기준신호(Vu*)가 부의 쪽으로부터 정의쪽으로 영점을 가로지를때에 각 전압기준신호는 다음과 같이 보정된다.
제로보정모드의 동작파형을 제7도에 나타냈다.
제1데이터래칭회로(7)는 상시 폐쇄스위치(SW1)를 거쳐서 전압기준변환회로(3)로부터의 출력들(Vu**, Vv**, Vw**)을 격납한다. 스위칭타이밍 선택회로(4)는 전압기준변환회로(3)로부터의 출력들(Vu**, Vv**, Vw**)과 제1래칭회로(7)내에 격납된 이전의 출력들(Vu**, Vv**, Vw**)에 따라서 제8도에 나타낸 4개의 변환타이밍(0X, 1X, 2X, 3X)중의 하나를 선택하여 제1데이터 래칭회로(7)에서 출력된다. 상시 개방스위치(SW2)는 제1데이터래칭회로(7)를 그 입력으로 하고, 제2데이터래칭회로(8)에도 연결되어 있다.
타이밍 및 캐리어비교회로(5)는 제1데이터래칭회로(7)내의 내용을 갱신할 것인지의 여부를 결정한다.
스위칭 타이밍회로(6)는 스위칭 타이밍 선택회로(4)에 의해 선택되는 타이밍에 따라서 제2데이터래칭회로(8) (예를들면 플립프롭일 수 있다)의 출력을 래치한다. 비교기(9)는 제2데이터래칭회로(8)와 캐리어로부터의 출력을 비교하여 게이트신호를 출력한다.
콜트롤러(1), 모드결정회로(2), 전압기준변환회로(3), 스위칭타이밍 선택회로(4), 타이밍 및 캐리어 비교회로(5) 및 데이터래칭회로(7)가 소프트웨어로 프로그램된 마이크로 프로세서 등의 데이터 프로세서내에 장치되어 있다. 이들 소자들은 CPU(10)라 한다.
CPU(10)내의 데이터 로오딩 즉, 콘트롤러(1)내로의 데이터입력이 정의쪽 캐리어의 저부(0X)와 상부(2X)에서 행해진다. 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)이 콘트롤러(1)에서 출력된다. 이 데이터 입력은 정현파 기준전압신호(V*)의 소프트웨어 발생을 위한 타이밍과 위상정보를 제공한다.
스위칭 타이밍신호(Tchgx)가 스위칭타이밍선택회로(4)로부터 2비트데이타(즉, 0X=00, 1X=01, 2X=10, 3X=11)로써 출력된다.
전압기준신호(V**(K))는 이때에 출력된 신호를 가리키고, 이전의 전압기준신호(V**(k-1))는 즉시 처리시간에 출력되는 신호를 가리킨다.
스위칭타이밍선택회로(4)는 제9도에 나타낸 플로우차트에 따라서 전압기준신호(V**ck)와 이전의 전압기준신호(V**(K-1)에 대응하는 스위칭타이밍(Tchgx) (즉 0X~3X)을 선택한다. 제9도의 플로우차트는 제11도(a)에서 그리고 다음 설명에서 명백한 바와 같이 기준전압이 정으로부터 부로 또는 그 반대로 변위될 때마다 적합하다. 제9도에 있어서 스텝 S1에서 현재 또는 최근의 V**의 값을 영과 비교하여 그것이 영 이상이면 프로그램은 V**의 이전값을 영과 비교하는 스텝S2로 진행한다.
이 이전의 값도 영 이상이면 스위칭 타이밍 선택회로(4)는 제8도의 0a점에 상당되는 0X=00으로 Tchgx의 값을 설정한다.
스텝 S2에서 V**의 이전값이 부이면 프로그램은 스위칭타이밍 선택회로(4)가 제8도의 1a점에서 상당하는 1X=01로 Tchgx의 값을 설정하는 스텝S4로 진행된다. 스텝S1에서 V**의 최근 값이 부이면 프로그램은 V**의 이전값을 영과 비교하는 스텝S5로 진행한다. 이 이전의 값이 영이상이면 프로그램은 스위칭 타이밍 선택회로(4)가 제8도의 3a점에 상당하는 3X=11로 Tchgx의 값을 설정한다. 스텝S5에서 V**의 이전의 값이 부이면 프로그램은 스위칭타이밍 선택회로(4)가 제8도의 2a점에 상당하는 2X=10으로 Tchgx의 값을 설정하는 스텝S7로 진행한다. 제9도의 앨고리즘의 통상 사용에 있어서, 프로그램은 스텝들(S1, S2. S4)에 따라서 부로부터 정으로의 전이(제11(a)도 참조)를 위하여 또는 스텝들(S1, S5, S6)을 거쳐서 정으로부터 부로의 전이(제11(b)도 참조)를 위하여 진행한다.
제10도에 나타낸 것과 같이 스위칭 타이밍회로(6)는 2비트로 된 스위칭타이밍신호(Tchgx)(91)와 2비트로 된 캐리어상신호(92)를 비교한다. 캐리어상신호(92)는 캐리어신호를 4등분하여 "0X"~"3X"의 위상범위를 구별한다. 비교는 XOR회로들(93,95), NOR회로들(94,96) 및 OR회로(98)를 사용하여 행한다. 구별신호(90도 0X와 2X 타이밍조건간에서 구별이 요구되는지의 여부에 따라서 NOR회로(94)를 작용시키는데 사용된다. 0X와 2X간의 구별이 필요없을 경우에는 구별신호(90)는 0으로 설정되고, 구별됨이 요구되면 신호(90)는 1로 설정된다.
제10도에서 L은 낮은 디지트를 가리키고, H는 높은 디지트를 가리킨다. XOR회로(93)은 캐리어신호의 하위비트들과 Tchgx 신호를 비교하여 그들이 같을 때마다 0 논리신호를 출력한다. XOR회로(93)의 출력은 구별신호(90)와 하위캐리어 비트에 의해서 작용되는 NOR회로(94)로 공급된다. 0X 및 2X 타이밍들(구별신호=0)의 구별이 요구되지 않으면 NOR회로(94)는 Tchgx신호의 하위비트와 캐리어가 모두 논리 0일때마다 예를들어 0X 또는 2X의 어느것일때마다 논리0을 출력한다. 구별신호가 1로 설정되면 NOR회로(94)의 출력이 논리1로 결코 될 수 없고, 타이밍은 회로들(93,95,96)에 의해서 제어된다. NOR회로(96)로의 입력들은 Tchgx의 상위 및 하위비트 모두와 캐리어비트들이 서로 같을 때에만 모두 논리 영이다. 그리고 NOR회로(96)가 Tchgx의 타이밍과 캐리어가 정확히 동일할 때에만 논리1을 출력한다. 이들 두신호들이 서로 같고 클록신호가 제2데이터래칭회로(8)의 출력데이타의 래칭을 가능케하는 스위칭타이밍회로(6)에서 발생된다.
양호한 동작이 제11(a)도와 제11(b)도에 나타내 있다. 이들 도면에서 볼 수 있는 바와 같이 전압기준신호의 극성이 변화하지 않을 때에 스위칭 타이밍은 타이밍 0X 또는 2X에 바뀐다. 전압기준신호의 극성이 바뀔때에 스위칭타이밍은 1X 또는 3X에 바뀐다. 이 경우에 0이 제10도내에 구별신호(90)로써 설정된다. 따라서 타이밍 0X 및 2X가 구별되지 않는다. 또 스위칭타이밍은 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)이 캐리어들(VCP, VCN)을 가로지를때에 절환하지 않는다.
전압기준신호에 변화를 없게 하기 위하여 상시 폐로스위치(SW1)는 개로되고, 상시 개로스위치(SW2)는 폐로된다. 이와 같이 제1데이터래칭회로(7)에 격납된 전압기준신호의 이전값이 스위칭타이밍 선택회로(4)로 또 스위치(SW2)를 거쳐서 제2데이터래칭회로(8)의 입력으로 출력된다. 새롭게 계산된 전압기준신호가 스위칭타이밍 선택회로(4)로만 보내지고, 스위치(SW1)가 개로되어 있으므로, 제1데이타래칭회로(7)는 공급되지 않는다. 따라서 전압기준신호의 이전의 값이 전압기준신호의 극성이 바뀌지 않는 한 타이밍들(1X, 3X)에 재사용된다. 그러나 이제 스위치(SW1)가 폐로되고, 스위치(SW2)가 개로될 것이므로 타이밍들(0X, 2X)에서 전압기준신호의 새로운 값이 사용된다. 이 경우에 전압기준신호의 새로운 값은 제1데이터래칭회로(7), 스위칭 타이밍 선택회로(4) 및 제2데이터래칭회로(8)에 공급된다. 이제 제1데이터래칭회로(7)의 출력이 스위칭 타이밍 선택회로(4)로만 공급되고, 그 입력에는 전압기준신호의 새로운 값이 공급된다. 따라서 이 경우에 전압기준신호의 값이 제11(a)도 및 제11(b)도에 나타낸 것과 같이 바뀐다.
스위칭 타이밍이 항상 타이밍들 0X와 2X 또는 1X과 3X에 고정되어 있으면 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)은 캐리어들(VCP, VCN)을 가로지를 것이고, 최소 ON-펄스폭들보다 작은 폭의 펄스가 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)이 제11(c)도 및 제11(d)도에 나타낸 것과 같이 발생되는 시간에 발생될 것이다. 이 타이밍은 영전압 또는 고전압 영역에 가까운 구역을 나타낸다.
최소 ON 펄스폭 보다 작은 게이트펄스를 발생하는데 있어서 종래 기술에 존재한 것과 같은 문제를 일으키게 되므로, 이 스위칭 타이밍은 사용하지 않는다.
타이밍 및 캐리어 비교회로(5)는 스위칭 타이밍회로(6)와 유사하고, 2비트로 된 스위칭타이밍신호(Tchgx)와 2비트로 된 캐리어상신호를 비교한다. 두 신호가 동일할때에 이 회로(5)는 제1래칭회로(7)의 내용을 갱신시키도록 스위치들(SW1,SW2)의 동작을 제어하고, 정확한 스위칭 타이밍을 선택하는 것을 돕는다.
통상 전압기준 신호들의 새로운 값들의 계산은 실질적으로 순간적으로 달성되고, 상기 절차가 제11(a)도와 제11(b)도에 나타낸 것과 같은 바람직한 결과를 만든다.
그러나 때로는 계산하는데 상당히 긴 시간을 요한다. 예를들면 제 8 도에 나타낸 것과 같이 데이터 로오딩이 타이밍(0a)에서 행해지고 전압기준신호를 위한 새로운 데이터값들이 시간 2a까지 준비되지 않은 것으로 생각할 수 있다. 이 경우에 시간 1a에서 스위칭이 행해지면 스위칭 타이밍신호(Tchgx)가 시간 2a에서 V**계산의 종료전에 출력된다. 이와같이 얻어진 데이터가 부정확하므로 제2데이터래칭회로(8)로부터의 출력은 타이밍 2a와 타이밍 0b 간에는 래치되지 않는다. 이와같은 상태에서 다음 스위칭 타이밍이 선택되면 정확한 결과를 얻을 수 없으므로 제1데이터래칭회로(7)의 내용이 재기입되지 않는다.
게이트 턴-오프(GTO) 사이리스터를 사용한 펄스폭 변조(PWM) 제어의 경우에 전류가 GTO 사이리스터 내부의 일부에 집중되어 GTO 사이리스터가 파괴된다. 따라서 ON-게이트펄스의 폭이 최소 ON-펄스폭 보다 작지 않게 제어된다.
제11(e)도에 나타낸 것과 같이 전압기준(V**)(V**는 전압기준신호(Vu**, Vv**, Vw**)을 나타낸다)이 최대 전압기준(Vmax, -Vmax)을 초과하는 구역(TMP,TMN)내의 최소 OFF-펄스폭 보다도 펄스폭이 작아지므로 GTO 사이리스터들이 이들 구역에서 ON으로 보지된다. 최대 전압기준들(Vmax,-Vmax)은 캐리어신호(A,B) 근방에 있다. 캐리어신호 A는 일정한 주파수를 갖고 0과 Vmax간에서 레벨변화를 갖는 3각파이다. 캐리어신호 B는 일정한 주파수를 갖고, 0과 -Vmax간에서 레벨변화를 갖고, 캐리어 A와 동위상인 3각파이다. 즉, A=Vmax일때, B=0이고, A=0일때 B=-Vmax이다.
상기의 경우에 구역 TMP내의 개시점과 종료점은 타이밍 0X에서 변화되고, 구역 TMN내의 개시점과 종료점은 타이밍 2X에서 변화된다.
이 경우에 제10도의 구별신호(90)로써 값 1이 설정되어 타이밍들(0X,2X)이 구별된다. 따라서 정의 최대 전압출력구역이 부의 최대 전압구역과 구별된다.
4각모드(60°변환법)에서는 V**를 V*에 관계되어 부호가 바뀌고 정 또는 부의 최소 전압기준(Vmin)의 값을 취하는 V**로 변환함으로써 보정이 달성된다. 따라서 그와같은 최소치들로 전압기준신호를 고정시키는 실시예에 대한 다른 실시예는 전압기준신호를 0(영)으로 고정시킨다. 영으로 설정된 전압기준신호는 3개 이상의 정 또는 부의 최대치이다.
제12도는 상기 보정에 대응하는 전압기준신호들(Vv*~Vw*)의 파형예와 PWM 제어출력전압(상간전압 및 선간전압)의 파형예를 나타내고 있다.
제12도에 나타낸 것과 같이 보정된 전압기준신호(Vu**)는 전압기준신호(Vu*)가 정 및 부의 최대치에 상당하는 시간들(TUP,TUN) 동안에 영(0)이다.
중성점 클램프 된 3상 인버터의 주회로를 제13도에 나타냈다. 인버터의 동작에 관한 상세한 것은 예를들어 상기 인용한 출원서에서 알 수 있다.
중성점은 2개의 캐패시터(103)에 의해서 제공된다. 이들 캐패시터(103)는 직류전원(104)의 정의쪽(P)과 부의쪽(N)간에 설비되어 있다. 전압출력들(Vu,Vv,Vw)이 중심점에 클램프되어 있으므로 영전압이 출력될 수 있다. 따라서 직류전압원(104)의 정의쪽(P)과 부의쪽(N)간의 전위와 3~레벨전압출력이 얻어진다. 제 3 도를 참조하여 캐패시터(9)의 출력은 6개의 개별게이트선에 연하여 있는 GTO들을 ON/OFF시키는 6개의 개별게이트 펄스를 제공한다고 생각된다. 이 GTO들은 하나가 ON되면 나머지 하나가 OFF되게 쌍으로 동작된다. 이 6쌍은 SU1, SU3 ; SU2, SU4 ; SV1, SV3 ; SV2, SV4 ; SW1, SW3 ; 및 SW2, SW4이다.
상기와 같이 전압기준이 영전압으로 고정되면 GTO 사이리스터가 스위칭하는 필요회수는 급격히 감소된다. 스위칭 손실이 감소되므로 동작효율이 향상된다. 또, GTO 사이리스터들을 통하여 흐르는 전류가 정의 방향과 부의 방향으로 교호로 동등하게 흐르므로 GTO 사이리스터에서 발생되는 열이 밸런스되고, GTO 사이리스터를 사용하는 속도가 향상된다. 또 제로보정모드로 인해서 전압기준의 영점근방의 최소 ON 펄스폭 이하인 펄스를 출력하지 않고, 출력전압을 제어할 수 있다. 따라서 전압기준의 최대치 근방의 최소 OFF 펄스폭 이하의 펄스를 출력하지 않고, 고출력전압을 제어할 수 있다. 따라서 저출력 전압구역으로부터 고출력전압구역까지의 전체 출력전압 구역에 걸쳐서 선간전압을 선형으로 제어할 수 있으므로 정밀하게 제어가능한 인버터를 얻을 수 있다.
다음에 본 발명의 제 2 실시예를 설명하겠다.
이 실시예에서는 어느 하나 또는 그 이상의 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)이 최소 전압기준신호(Vmin) 이하일때에 제로보정모드가 선택된다.
그런 신호를 포함하고 있지 않을때는 상시 모드가 선택된다. 이 동작은 모드결정회로(2)에 의해서 달성된다. 이 제 2 실시예에서는 4각모드가 사용되지 않는다.
제로보정모드의 경우에 최소 전압기준신호(Vmin) 이하인 상(U상,V상,W상)이 구분되고, "모드=±4"~"모드=±6"로 된 모드의 종류가 제5(c)도에 나타낸 것과 같이 선택된다.
전압기준변환회로(3)는 구별된 모드들로 인해서 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)을 새로운 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)로 변환한다. 모드±1에 대한 일예를 설명하겠다.
(1) 모드=4 : Vu*만 영 이상이고, Vmin 이하
(2) 모드=-4 : Vu*만 -Vmin 이상이고, 영 이하
이상 설명한 바와 같이 전압기준신호는 상간전압에 있어서 불연속이나 이 전압기준신호는 상간전압들간의 차인 선간전압에 있어서는 연속정현파를 형성할 수 있다.
제 2 실시예에 의하면 전압기준의 영점근방의 최소 ON 펄스폭 이하인 펄스를 출력하지 않고, 저출력 전압을 제어할 수 있다. 또 전압기준의 최대치 근방의 최소 OFF 펄스폭 이하의 펄스를 출력하지 않고 고출력 전압을 제어할 수 있다.
따라서 이 동작이 중성점클램프 된 인버터에 사용될때에 GTO 사이리스터 등의 스위칭소자에 대한 스위칭 회수를 증가시키지 않고, 저출력 전압구역으로부터 고출력전압구역까지의 전체 출력전압 구역에 걸쳐서 선간 출력전압을 선형으로 제어할 수 있다.
다음에 본 발명의 제 3 실시예를 설명하겠다.
이 실시예는 4각보정모드에만 사용된다.
이 실시예에서는 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)의 정의 최대치를 선택하는 제 1 방법과 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)의 부의 최대치를 선택하는 제 2 방법이 제 3 도에 나타낸 모드결정회로(2)의 U상 전압기준신호(Vu*)의 약 60°마다의 상에 사용된다. 예를들면 제 1 방법에서는 정의 최대치가 U상 전압기준신호(Vu*)일때에 "모드=-1"이 선택된다. 또 부의 최대치가 U상 전압기준신호일때에 "모드=1"이 선택된다.
또 전압기준 변환회로(3)는 모드결정회로(2)내의 선택된 모드로 인하여 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)을 새로운 전압기준신호(Vu**, Vv**, Vw**)로 변환시킨다.
예를들면 "모드=1"일 경우에 새로운 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)이 식(16)~식(18)에 의해서 얻어진다. 또 "모드=-1"인 경우에 새로운 전압기준신호(Vu**, Vv**, Vw**)이 식(19)~식(21)에 의해서 구해진다.
따라서 새로운 전압기준신호들은 상간전압에 있어서 불연속이나 새로운 전압기준신호들이 상간전압들간의 차인 선간전압에 있어서 연속정현파를 형성할 수 있다.
본 발명의 제 4 실시예를 제14도를 참조하여 설명하겠다.
제14도에 나타낸 것과 같이 본 발명의 제 4 실시예에서는 스위칭 타이밍 선택회로(4), 타이밍 및 캐리어비교회로(5) 및 제1데이터래칭회로(7)가 생략되어 있다. 스위칭 타이밍회로(6) 대신에 타이밍회로(6A)가 설비되어 있다.
타이밍회로(6A)는 고정된 타이밍(0X,2X)에서 전압기준신호를 바꾸며 간단한 NOR 회로로 구성될 수도 있다.
이 경우에 제11(c)도 및 제11(d)도에 나타낸 것과 같이 타이밍 0X 및 타이밍 2X의 경우에 전압기준이 바뀌어 최소 ON 펄스폭 또는 최소 OFF 펄스폭의 1/2폭을 갖는 펄스가 발생되므로 최소 전압기준신호(Vmin)와 최대 전압기준신호(Vmax)의 펄스폭이 최소 ON 펄스폭 및 최소 OFF 펄스폭의 2배로 설정된다.
제 4 실시예에 의하면 전체 출력전압구역에 걸쳐서 선간전압을 선형으로 제어할 수 있다.
본 발명의 제 5 실시예를 제15도를 참조하여 설명하겠다.
이 제 5 실시예에서는 레벨검출회로(11) 및 펄스보정회로(12)가 제 4 실시예의 소자들에 더 설비되어 있다.
레벨검출회로(11)는 새로운 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)이 영점 근방에 있는지 신호들(Vu**, Vv**, Vw**)이 최대 전압치 근방에 있는지의 여부를 구별한다.
펄스보정회로(12)는 펄스를 삭제시키거나 최소 ON 펄스폭 또는 최소 OFF 펄스폭으로 펄스폭을 고정시킨다.
이 펄스는 전압기준이 바뀌어 최소 ON 펄스폭 또는 최소 OFF 펄스폭의 1/2폭(제11(c)도내의 T1/2)을 가질때에 발생된다.
다음에 4각모드중에 모드를 결정하는 방법을 제16도 및 제17도를 참조하여 본 발명의 제 6 실시예로써 설명하겠다.
이 실시예에서는 모드가 4각모드로 바뀔때마다 주기적인 클록펄스를 계수한다. 계수치가 결정된 클록수에 도달될 때마다 계수된 수가 초기화되고, 플래그(PNFLG)의 부호가 바뀐다. 그 결과 모드의 종류가 PNFLG의 부호로 구별될 수 있다. 이 모드는 "모드=±1"~"모드=±3"인 6종류로 되어 있다.
이 방법에서는 PNFLG의 부호가 주기적으로 바뀐다. 이 변화는 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)에 관계되지 않는다. 이 방법을 "4각모드의 시간변화 방법"이라고 칭한다.
PNFLG의 부호가 상기 방법을 사용하여 20ms 마다 바뀔때에 생기는 파형의 일예를 제17도에 나타냈다.
제 6 실시예에 의하면 정의 쪽과 부의 쪽에 설비된 스위칭소자들(GTO 사이리스터)은 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)의 주파수에 관계없이 ON되므로, 스위칭소자들의 온도변화 범위가 아주 적게 제어될 수 있다.
따라서 인버터를 동작시키는 효율이 크게 향상된다.
다음에 본 발명의 제 7 실시예를 제18도를 참조하여 설명하겠다.
제18도에 나타낸 것과 같이 모드가 4각모드로 바뀔때에 시스템은 전압기준신호(Vu*, Vv*, Vw*)의 주파수 변화가 프리세트된 값보다 큰지의 여부를 구별한다. 그 결과 주파수가 프리세트된 값보다 클 때에는 제5(b)도에서 설명한 것과 같이 모드결정이 행해진다. 주파수가 프리세트된 값보다 작을 때에는 제16도에 설명한 것과 같이 모드결정이 행해진다.
제19도에 파형예를 나타냈다. 이 예에서는 전압기준의 주파수가 5Hz로부터 10Hz로 바뀔때와 시간변화 방법이 8.3Hz 근방에서 60°변화방법으로 바뀔때에 이 파형이 발생된다.
제 7 실시예에 의하면 저주파 영역 또는 직류전력을 출력하는 동안에 시간변화 방법으로 인하여 스위칭소자들의 온도상승을 제어할 수 있다.
따라서 동작효율이 향상된다.
통상 주파수구역에서는 GTO 사이리스터 등의 스위칭소자들에 대한 필요 스위칭회수가 급격히 감소된다.
따라서 인버터를 효율적으로 동작시킬 수 있다.
다음에 본 발명의 제 8 실시예를 제20도를 참조하여 설명하겠다.
제20도는 PWM 제어를 사용하여 중성점 클램프된 인버터를 나타내고 있다. 콘트롤러(201)가 전압기준신호(Vu*, Vv*, Vw*)를 출력하고 인버터(도시하지 않음)를 제어한다. 모드결정회로(202)는 정/부 변화신호(PNFLG)에 V**의 정의 주기 또는 부의 주기(T)마다 1 또는 -1을 설정한다. 이 주기는 제16도에서와 마찬가지로 제21도에 나타낸 것과 같은 인덱스(i)를 증분하는 타이머 또는 카운터(도시하지 않음)에 의해서 주기가 정해진다.
이 신호(PNFLG1)가 1일때에 3개의 신호들(Vu*, Vv*, Vw*)중의 정의 최대치를 갖는 전압기준신호가 선택된다. 선택된 신호가 Vu*이면 "모드 1"이 선택된다. 또 선택된 신호가 Vv*또는 Vw*이면 "모드 2" 또는 "모드 3"이 각각 선택된다. 또 신호(PNFLG)가 -1이면 3개의 신호들(Vu*, Vv*, Vw*)중의 부의 최대치를 갖는 전압기준신호가 선택된다. 선택된 신호가 Vu*, Vv*또는 Vw*이면 "모드-1", "모드-2" 또는 "모드-3"이 각각 선택된다.
따라서 모드결정회로(202)는 상기 가능한 6종류의 모드중의 하나를 출력한다.
전압기준변환회로(203)는 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)을 보정하여 상기 모드로 인한 새로운 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)을 출력한다. U-상에 대한 일예는 마찬가지로 관계된 다른 상들과 함께 다음과 같다.
(1) 모드=1 : Vu*가 3개의 신호들중 정의 최대치일때에
(2) 모드=-1 : Vu*가 3개의 신호들중 부의 최대치일때에
Vmax는 최대 전압기준을 의미한다.
제22도는 본 발명의 제 8 실시예에 의한 전압기준신호들, 상간전압들 및 선간전압들의 파형을 나타내고 있다.
콘트롤러(201), 모드결정회로(202) 및 전압기준변환회로(203)가 마이크로 프로세서 등의 프로그램된 데이터 프로세서를 통하여 소프트웨어내에 장치되어 있다. 이들 소자들은 CPU(205)라고 칭할 수 있다.
상술한 바와 같이 이 실시예에서는 전압기준이 상전압에 있어서 불연속이나 새로운 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)이 상전압들간의 차인 선간전압에 있어서 연속정현파를 형성할 수 있다.
비교기(204)는 전압기준변환회로(203)로부터의 새로운 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)을 캐리어 신호들과 비교하여 기준신호들이 캐리어신호들을 가로지를때에 게이트신호를 생성한다.
따라서 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)은 전압기준변환회로(203)로부터의 최소 ON 펄스폭 이하의 펄스로써 출력되지 않는다. 또 선간전압이 새로운 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)로 각각 변환된다. Vu**, Vv**, Vw**에 대응하는 선간전압신호들은 연속정현파를 형성한다.
따라서 인버터로부터의 출력주파수가 저전압 영역에 있을때에 GTO 사이리스터 등의 스위칭소자들의 온도상승은 고정되고 출력선간 전압을 선형으로 제어할 수 있다.
다음에 본 발명의 제 9 실시예를 설명하겠다.
이 실시예에서는 정/부 변화신호(PNFLG)가 모드결정회로(202) (제20도 참조)내에 정/부 변화주기(T)마다 타이머(도시하지 않음)에 의해서 "+1" 또는 "-1"이 설정된다.
그런 후에 정/부 변화신호(PNFLG)로 인해서 전압기준신호들(Vu*, Vv*, Vw*)이 다음 식들을 사용하여 고정된 전압기준에 가산되어 새로운 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)이 제23도에 나타낸 것과 같이 얻어진다.
모든 새로운 전압기준신호들(Vu**, Vv**, Vw**)이 정/부 변화주기(T) 마다 정 또는 부로 바뀐다.
(1) PNFLG가 "1"일때 :
(2) PNFLG가 "-1"일때
Vmax는 최대 전압기준을 의미하고 Vu*는 1/2·Vmax 이하이다. 따라서 V**의 절대치들의 항은 Vmax 보다 작다.
본 발명의 제 9 실시예는 특히 단순구성이라는 이점을 갖고 있다. 또 인버터로부터의 출력주파수가 저레벨영역에 있을때에 GTO 사이리스터 등의 스위칭소자들의 온도상승이 고정되어 출력선간 전압을 선형으로 제어할 수 있다.
본 발명을 설명의 편의상 하드웨어의 제어블록도에 의해서 나타냈다. 그러나 본 발명이 마이크로 컴퓨터 등을 사용하여 소프트웨어에 의해서 산술연산에 의해서 실현될 수도 있음은 명백하다.
또 상기 실시예에 있어서 본 발명은 직류전력을 교류전력으로 변환하는 인버터장치에 적용된다.
그러나 이 기술분야에 숙련된 자에 의해서 잘 알 수 있는 바와같이 본 발명은 교류전력을 직류전력으로 변환하는 콘버터에도 마찬가지로 적용시킬 수 있다.
추가되는 이점들과 개변은 이 기술분야에 숙련된 자에게는 알 수 있는 것이다. 따라서 넓은 양상에 있어서의 본 발명은 여기에 기술된 특정 상세사항 및 여기에 나타낸 특정장치에 한정되는 것이 아니다. 따라서 첨부된 청구범위와 그들과 등가물에 의해서 정의되는 본 발명의 일반 요지를 일탈함이 없이 각종 개변을 행할 수 있는 것이다.

Claims (17)

  1. 복수의 상전압과 상기 상전압들간의 차로써 정의되는 대응하는 복수의 선간전압을 발생하는 인버터를 제어하는 방법에 있어서, 3상의 파형을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 스텝, 상기 전압기준의 값들과 극성들에 응답하여 상기 인버터의 동작의 (1) 상시모드, (2) 4각모드 및 (3) 제로보정모드중의 하나를 결정하는 스텝, 상시 모드중에 전압기준들을 기준치로써 사용하여 상기 인버터를 제어하는 스텝, 및 상기 결정된 4각모드 및 제로보정모드 중의 적어도 하나의 모드에서 변환되는 전압기준신호에 준한 각 상전압이 소정의 최소폭 이상의 제어된 펄스폭을 갖고, 또한 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생된 상기 선간전압들과 비교하여 얻어지는 선간전압이 변화되지 않도록 프리세트된 앨고리즘에 따라 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 스텝을 포함하며, 상기 상시모드는 전압기준신호들의 모든 3상 파형들의 진폭이 프리세트된 값 이상일때 결정되며, 상기 4각 모드는 하기 조건, 즉 (1) 적어도 2상의 전압기준신호 파형의 진폭이 프리세트값 이하인 조건, (2) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값의 2배 이하이면서, 또한 상기 적어도 2상의 전압기준신호의 부호가 서로 상이한 극성인 조건중 적어도 하나가 존재할 때 결정되며, 상기 제로보정모드는 1상의 전압기준신호 파형의 진폭이 프리세트값 이하일때와 다른 2상의 전압기준신호의 진폭이 프리세트값 이하이고, 또한 다른 2상이 동일 극성을 가질때 결정되는 것이 특징인 인버터의 제어방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 변환된 전압기준신호는 상기 전압기준신호들의 상들에 대응하는 상들을 가지며, 상기 변환된 전압기준신호들이 상기 전압기준신호들에 대응하는 상들을 가지며, 상기 4각모드에서의 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 스텝이 상기 전압기준신호들중 가장 큰 절대치를 갖는 상을 선택하는 스텝 및 상기 선택된 상에 대응하여 변환된 전압기준신호의 상을 소정의 값(Vmin) (여기서 Vmin는 선택된 상과 반대부호)으로 고정하고 변환된 전압기준신호들의 다른 상들을 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생되는 상기 선간전압들을 비교하여 얻어지는 선간전압이 변화되지 않도록 고정하는 스텝을 포함하는 것이 특징인 인버터의 제어방법.
  3. 제1 또는 2항에 있어서, 상기 변환된 전압기준신호들이 상기 전압기준신호들의 3상(Vu*, Vv*, Vw*)을 갖는 3파형과 상기 3파형에 각각 대응한 상(Vu**, Vv**, Vw**)을 갖는 3파형을 가지며, 상기 4각모드에서 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 상기 스텝이 (a) 상(Vu*)을 갖는 전압기준신호가 3파형들 중에서 가장 큰 정의 진폭을 가질때에
    Vu**=-Vmin
    Vv**=-Vmin-(Vu*-Vv*)
    Vw**=-Vmin-(Vu*-Vw*)
    의 관계에 따라서 보정된 전압기준신호들의 값을 설정하는 스텝 및 (b) 전압기준신호(Vu*)가 3상중에서 가장 크고 부일 때에
    Vu**=Vmin
    Vv**=Vmin-(Vu*-Vv*)
    Vw**=Vmin-(Vu*-Vw*)
    여기서 Vmin은 소정의 값임
    의 관계에 따라서 보정된 전압기준신호들의 값을 설정하는 스텝을 포함하는 것이 특징인 인버터의 제어방법.
  4. 제1 또는 2항에 있어서, 상기 변환된 전압기준신호들이 상기 전압기준신호들의 상(Vu*, Vv*, Vw*)을 갖는 3파형들과 상기 파형들에 각각 대응한 상(Vu**, Vv**, Vw**)을 갖는 3파형들을 가지며, 상기 4각모드에서 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 상기 스텝이 전압기준신호(Vu*)가 3개의 상중에서 가장 크고 정일때에
    Vu**=0
    Vv**=-Vmin-(Vu*-Vv*)
    Vw**=-Vmin-(Vu*-Vw*)
    의 관계에 따라서 보정된 전압기준신호들의 값을 설정하는 스텝 및 전압기준신호들(Vu*)가 3상 중에서 가장 크고 부일때에,
    Vu**=0
    Vv**=Vmin-(Vu*-Vv*)
    Vw**=Vmin-(Vu*-Vw*)
    의 관계에 따라서 보정된 전압기준신호들의 값을 설정하는 스텝을 포함하는 것이 특징인 인버터의 제어방법.
  5. 복수의 상전압들과 상전압들간의 차로써 정의되는 대응하는 복수의 선간전압들을 발생하는 인버터를 제어하는 방법에 있어서, (a) 복수의 상을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 스텝, (b) 가장 큰 정의값을 갖는 전압기준신호의 상을 선택하는 스텝, (c) (1) 부인 프리세트된 최소치와 (2) 영인 프리세트된 값 중의 하나를 갖는 변화된 전압기준신호의 상으로 상기 선택된 상을 변화하는 스텝, (d) 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생된 상기 선간전압들과 비교될 때에 얻어지는 선간전압들이 변화되지 않는 상기 인버터의 변환된 전압기준신호들로 상기 전압기준신호들의 다른 상들을 변환하는 스텝, (e) 가장 큰 부의 값을 갖는 전압기준신호의 상을 선택하는 스텝, (f) (1) 정의 프리세트된 최소치와 (2) 영인 프리세트된 값중의 하나를 갖는 변환된 전압기준신호의 상으로 상기 선택된 상을 변환하는 스텝, (g) 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생된 상기 선간전압들과 비교될 때에 얻어지는 선간전압들이 변화되지 않는 상기 인버터의 변환된 전압기준신호들로 상기 전압기준신호들의 다른 상들을 변환하는 스텝 및 스텝들 b)-(d)과 스텝 (e)-(g)간에서 교호로 스위칭하여 상기 인버터를 제어하는 스텝을 포함하는 인버터의 제어방법.
  6. 복수의 상전압들과 상전압들간의 차로써 정의되는 대응하는 복수의 선간전압을 발생하는 인버터용 인버터 제어장치에 있어서, a) (1) 상시모드, (2) 4각모드 및 (3) 제로보정모드 중의 하나를 복수의 상을 갖는 전압기준신호의 값과 극성에 응답하여 결정하기 위해 전압기준신호들의 모든 3상 파형들의 진폭이 프리세트된 값 이상일 때 상시 모드를 결정하기 위한 수단, 하기 조건, 즉 (1) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하인 조건, (2) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값의 2배이하이면서 또한 적어도 2상의 전압기준신호의 부호가 서로 상이한 극성인 조건 중 적어도 하나가 존재할 때 4각 모드를 결정하기 위한 수단, 1상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하일 때와 다른 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하이고, 또한 다른 2상이 동일 극성을 가질 때 제로보정모드를 결정하기 위한 수단을 포함하는 모드결정수단, b) 1) 상기 전압기준신호들과 동일한 변화된 전압기준신호들로써 전압기준신호들을 출력하는 상시모드로 동작가능하고, 2) 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생되는 상기 선간전압들과 비교하여 얻어지는 선간전압들이 변화되지 않도록 프리세트된 앨고리즘에 따라서 상기 전압기준신호에 응답하여 보정된 전압기준신호들을 출력하는 상기 4각모드와 제로보정모드에서 동작 가능한 전압기준변환수단을 구비하는 것이 특징인 인버터의 제어장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 인버터가 3상 전압들을 출력하는 중성점클램프된 인버터이고, 상기 4각모드에서, 상기 전압기준변환수단이 상기 보정된 전압기준신호들 중의 하나의 상을 영의 값으로 고정하도록 동작가능한 것이 특징인 인버터의 제어장치.
  8. 스위칭소자들을 갖는 중성점 클램프된 3상 인버터를 제어하여 복수의 상전압과 상응하는 복수의 선간전압을 발생하기 위한 인버터의 제어장치에 있어서, 복수의 상을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 수단과, (1) 상기 전압기준신호들을 변환된 전압기준신호들로 변환시켜서, 상기 복수의 상전압중의 어느 전압의 폭이 스위칭소자들의 최소 ON 펄스폭에 대응하는 최소치와 같아질 때에 변환된 전압기준신호 중의 하나의 값을 정의 최소치 또는 부의 최소치 중의 하나로 고정시키고, (2) 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생된 상기 선간전압들과 비교하여 얻어지는 선간전압들이 변화되지 않도록 상기 전압기준신호들 중의 다른 기준신호들을 다른 변환된 전압기준신호로 변환하는 전압기준변환수단을 구비하는 것이 특징인 인버터의 제어장치.
  9. 복수의 상전압과 대응하는 복수의 선간전압을 발생하는 중성점 클램프된 3상 인버터에 있어서, 복수의 상을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 수단, 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생된 상기 선간전압들과 비교하여 변환된 전압기준신호들에서 얻어지는 선간전압이 변화되지 않도록 상기 전압기준신호의 모든 상을 정의 극성을 갖는 모든 변환된 전압기준신호들로 변환하는 제1전압기준변환수단, 상기 전압기준들을 사용하여 발생된 상기 선간전압들과 비교하여 변환된 전압기준신호들에서 얻어지는 선간전압이 변화되지 않도록 상기 전압기준신호들의 모든 상을 부의 극성을 갖는 모든 변환된 전압기준신호들로 변환하는 제2전압기준변환수단 및 상기 제1 및 제2전압기준변환수단을 사용하여 상기 인버터를 교호로 제어하는 스위칭수단을 구비하는 것이 특징인 인버터의 제어장치.
  10. 3상 전압들과 대응하는 3선간전압들을 발생하는 중성점 클램프된 3상인버터에 있어서, 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생되는 상기 선간전압들과 비교하여 상기 변환된 전압기준신호들에서 발생되어 얻어지는 선간전압들이 변화되지 않도록 상기 전압기준신호들의 2개의 상을 각각 정의 극성을 갖는 변환된 전압기준신호들로 변환하고, 상기 전압기준신호들의 나머지 하나의 상을 영의 값의 변환된 전압기준신호로 변환하는 제1전압기준변환수단, 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생되는 상기 선간전압들과 비교하여 상기 변환된 전압기준신호들에서 발생되어 얻어지는 선간전압들이 변화되지 않도록 상기 전압기준신호들의 2개의 상을 각각 부의 극성을 갖는 변환된 전압기준신호들로 변환하고, 상기 전압기준신호들의 나머지 하나의 상을 영의 값의 변환된 전압기준신호로 변환하는 제2전압기준변환수단 및 상기 제1 및 제2전압기준변환수단을 사용하여 상기 인버터를 교호로 제어하는 스위칭수단을 구비하는 것이 특징인 인버터의 제어장치.
  11. 3상 전압들과 대응하는 3선간전압들을 발생하는 중성점클램프된 3상 인버터를 제어하는 인버터 제어장치에 있어서, (a) 복수의 상을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 발전기, (b) 가장 큰 정의값을 갖는 전압기준신호의 상을 선택하는 수단, (c) 상기 선택된 상을 프리세트된 정의 최대치를 갖는 변환된 전압기준신호로 변환하는 수단, (d) 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생되는 상기 선간전압과 비교하여 얻어지는 선간전압들이 변화되지 않도록 상기 전압기준신호들의 다른 상들을 상기 인버터의 변환된 전압기준신호들로 변환하는 수단, (e) 가장 큰 부의 값을 갖는 전압기준신호의 상을 선택하는 수단, (f) 상기 선택된 상을 프리세트된 부의 최대치를 갖는 변환된 전압기준신호로 변환하는 수단, (g) 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생되는 상기 선간전압과 비교하여 얻어지는 선간전압들이 변화되지 않도록 상기 전압기준신호들의 다른 상들을 상기 인버터의 변환된 전압기준신호들로 변환하는 수단, 및 수단 (b)~(d)와 수단(e)~(g)간에서 교호로 스위칭하여 상기 인버터를 제어하는 수단을 구비하고, 3개의 상전압과 대응하는 3개의 선간전압을 발생하는 중성점 클램프된 3상인버터를 제어하는 인버터의 제어장치.
  12. 복수의 상전압과 상기 상전압들간의 차로써 정의되는 대응하는 복수의 선간전압을 발생하는 인버터를 제어하는 방법에 있어서, 복수상의 파형을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 스텝, 상기 전압기준들의 값들과 극성들에 응답하여 상기 인버터의 동작의 (1) 상시모드, (2) 4각모드 및 (3) 제로보정모드 중의 하나를 결정하는 스텝, 상시 모드중에 전압기준들을 기준치로써 사용하여 상기 인버터를 제어하는 스텝, 및 상기 결정된 4각모드 및 제로보정모드 중의 적어도 하나의 모드에서 변환되는 전압기준신호에 준한 각 상전압이 소정의 최소폭이상의 제어된 펄스폭을 갖고, 또한 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생된 상기 선간전압들과 비교하여 얻어지는 선간전압이 변화되지 않도록 프리세트된 앨고리즘에 따라 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 스텝을 포함하며, 상기 상시모드는 전압기준신호들의 모든 3상 파형들의 진폭이 프리세트된 값 이상일 때 결정되며, 상기 4각모드는 하기 조건, 즉 (1) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트된 값 이하인 조건, (2) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값의 2배이하이면서 또한 적어도 2상의 전압기준신호의 부호가 서로 상이한 극성인 조건중 적어도 하나가 존재할 때, 결정되며, 상기 제로보정모드는 1상의 전압기준신호 파형의 진폭이 프리세트 값 이하일 때와 다른 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하이고, 또한 다른 2상이 동일 극성을 가질 때 결정되며, 상기 4각모드에서 상기 전압기준신호를 상기 변환된 전압기준신호로 변환하는 단계는 (1) 상기 전압기준신호의 주파수가 예정된 값 이하일때의 일정시간과, (2) 상기 전압기준신호의 주파수가 상기 예정된 값 이상일때 예정된 상에 의해 결정되는 시간중 하나를 취하는 것이 특징인 인버터의 제어방법.
  13. 제1항에 있어서, 복수의 상전압과 상기 상전압들간의 차로써 정의되는 대응하는 복수의 선간전압을 발생하는 인버터를 제어하는 방법에 있어서, 3상의 파형을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 스텝, 상기 전압기준모드의 값들과 극성들에 응답하여 상기 인버터의 동작의 (1) 상시모드, (2) 4각모드 및 (3) 제로보정모드 중의 하나를 결정하는 스텝, 상시 모드중에 전압기준들을 기준치로써 사용하여 상기 인버터를 제어하는 스텝, 및 상기 결정된 4각모드 및 제로보정모드 중의 적어도 하나의 모드에서 변환되는 전압기준신호에 준한 각 상전압이 소정의 최소폭이상의 제어된 펄스폭을 갖고, 또한 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생된 상기 선간전압들과 비교하여 얻어지는 선간전압이 변화되지 않도록 프리세트된 앨고리즘에 따라 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 스텝을 포함하며, 상기 상시모드는 전압기준신호들의 모든 3상 파형들의 진폭이 프리세트된 값 이상일 때 결정되며, 상기 4각모드는 하기 조건, 즉 (1) 적어도 2상의 전압기준신호 파형의 진폭이 프리세트값 이하인 조건, (2) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값의 2배이하이면서 또한 상기 적어도 2상의 전압기준신호의 부호가 서로 상이한 극성인 조건중 적어도 하나가 존재할 때, 결정되며, 상기 제로보정모드는 1상의 전압기준신호 파형의 진폭이 프리세트값 이하일 때와 다른 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하이면서 또한 다른 2상이 동일 극성을 가질 때 결정되며, 상기 4각모드에서 상기 전압기준신호를 상기 변환된 전압기준신호로 변환하는 단계는 (1) 상기 전압기준신호의 주파수가 예정된 값 이하일때의 일정시간과, (2) 상기 전압기준신호의 주파수가 상기 예정된 값 이상일때 예정된 상에 의해 결정되는 시간중 하나를 취하는 것이 특징인 인버터의 제어방법.
  14. 제1항에 있어서, 복수의 상전압과 상기 상전압들간의 차로써 정의되는 대응하는 복수의 선간전압을 발생하는 인버터를 제어하는 방법에 있어서, 3상의 파형을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 스텝, 상기 전압기준들의 값들과 극성들에 응답하여 상기 인버터의 동작의 (1) 상시모드, (2) 4각모드 및 (3) 제로보정모드 중의 하나를 결정하는 스텝, 상시 모드중에 전압기준들을 기준치로써 사용하여 상기 인버터를 제어하는 스텝, 및 상기 결정된 4각모드 및 제로보정모드 중의 적어도 하나의 모드에서 변환되는 전압기준신호에 준한 각 상전압이 소정의 최소폭이상의 제어된 펄스폭을 갖고, 또한 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생된 상기 선간전압들과 비교하여 얻어지는 선간전압이 변화되지 않도록 프리세트된 앨고리즘에 따라 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 스텝을 포함하며, 상기 변환된 전압기준신호들이 상기 전압기준신호들에 대응하는 상들을 갖고, 상기 4각모드에서의 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 스텝이 상기 전압기준신호들중 가장 큰 절대치를 갖는 상을 선택하는 스텝 및 상기 선택된 상에 대응하여 변환된 전압기준신호의 상을 소정의 값(Vmin) (여기서 Vmin는 선택된 상과 반대부호)으로 고정하고 변환된 전압기준신호들의 다른 상들을 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생되는 상기 선간전압들을 비교하여 얻어지는 선간전압이 변화되지 않도록 고정하는 스텝을 포함하며, 상기 상시모드는 전압기준신호들의 모든 3상 파형들의 진폭이 프리세트된 값 이상일 때 결정되며, 상기 4각모드는 하기 조건, 즉 (1) 적어도 2상의 전압기준신호 파형의 진폭이 프리세트값 이하인 조건, (2) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값의 2배이하이면서 또한 상기 적어도 2상의 전압기준신호의 부호가 서로 상이한 극성인 조건중 적어도 하나가 존재할 때, 결정되며, 상기 제로보정모드는 1상의 전압기준신호 파형의 진폭이 프리세트 값 이하일 때와 다른 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하이고, 또한 다른 2상이 동일 극성을 가질 때 결정되며, 상기 4각모드에서 상기 전압기준신호를 상기 변환된 전압기준신호로 변환하는 단계는 (1) 상기 전압기준신호의 주파수가 예정된 값 이하일때의 일정시간과, (2) 상기 전압기준신호의 주파수가 상기 예정된 값 이상일때 예정된 상에 의해 결정되는 시간중 하나를 취하는 것이 특징인 인버터의 제어방법.
  15. 복수의 상전압과 상기 상전압들간의 차로써 대응하는 복수의 선간전압을 발생하는 인버터를 제어하는 방법에 있어서, 복수의 파형을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 스텝, 상기 전압기준들의 값들과 극성들에 응답하여 상기 인버터의 동작의 (1) 상시모드, (2) 4각모드 및 (3) 제로보정모드 중의 하나를 결정하는 스텝, 상시 모드중에 전압기준들을 기준치로써 사용하여 상기 인버터를 제어하는 스텝, 및 상기 결정된 4각모드 및 제로보정모드 중의 적어도 하나의 모드에서 변환되는 전압기준신호에 준한 각 상전압이 소정의 최소폭이상의 제어된 펄스폭을 갖고, 또한 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생된 상기 선간전압들과 비교하여 얻어지는 선간전압이 변화되지 않도록 프리세트된 앨고리즘에 따라 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 스텝을 포함하며, 상기 전압기준신호를 발생하는 스텝은 3상의 파형을 갖는 전압기준신호를 발생하는 스텝을 포함하며, 상기 모드를 결정하는 스텝은 전압기준신호들의 모든 복수의 파형들의 진폭이 프리세트된 값 이상일 때 상시모드를 결정하는 스텝, 하기 조건, 즉 (i) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하인 조건, (2) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값의 2배이하이면서, 또한 상기 적어도 2상의 전압기준신호의 부호가 서로 상이한 극성인 조건중 적어도 하나가 존재할 때 4각 모드를 결정하는 스텝, 1상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하일 때와 다른 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하이면서, 또한 다른 2상이 동일 극성을 가질 때 제로보정모드를 결정하는 스텝을 포함하며, 상기 변환된 전압기준신호들이 상기 전압기준신호들에 대응하는 상들을 가지며, 상기 4각모드에서의 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 스텝이 상기 전압기준신호들중 가장 큰 절대치를 갖는 상을 선택하는 스텝 및 상기 선택된 상에 대응하여 변환된 전압기준신호의 상을 소정의 값(Vmin) (여기서 Vmin는 선택된 상과 반대부호)으로 고정하고 변환된 전압기준신호들의 다른 상들을 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생되는 상기 선간전압들을 비교하여 얻어지는 선간전압이 변화되지 않도록 고정하는 스텝을 포함하며, 상기 상시모드는 전압기준신호들의 모든 복수의 파형들의 진폭이 프리세트된 값 이상일 때 결정되며, 상기 4각모드는 하기 조건, 즉 (1) 적어도 2상의 전압기준신호 파형의 진폭이 프리세트값 이하인 조건, (2) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값의 2배이하이고, 또한 상기 적어도 2상의 전압기준신호의 부호가 서로 상이한 극성인 조건중 적어도 하나가 존재할 때 결정되며, 상기 제로보정모드는 1상의 전압기준신호 파형의 진폭이 프리세트값 이하일 때와 다른 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하이고, 또한 다른 2상이 동일 극성을 가질 때 결정되며, 상기 4각모드에서 상기 전압기준신호를 상기 변환된 전압기준신호로 변환하는 단계는 (1) 상기 전압기준신호의 주파수가 예정된 값 이하일 때의 일정시간과, (2) 상기 전압기준신호의 주파수가 상기 예정된 값 이상일때 예정된 상에 의해 결정되는 시간중 하나를 취하는 것이 특징인 인버터의 제어방법.
  16. 복수의 상전압과 상기 상전압들간의 차로서 정의되는 대응하는 복수의 선간전압을 발생하는 인버터를 제어하는 방법에 있어서, 복수상의 파형을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 스텝, 상기 전압기준신호들의 값들과 극성들에 응답하여 상기 인버터의 동작의 (1) 상시모드, (2) 4각모드 및 (3) 제로보정모드 중의 하나를 결정하는 스텝, 상시 모드중에 전압기준들을 기준치로써 사용하여 상기 인버터를 제어하는 스텝, 및 상기 결정된 4각모드 및 제로보정모드 중의 적어도 하나의 모드에서 변환되는 전압기준신호에 준한 각 상전압이 소정의 최소폭이상의 제어된 펄스폭을 갖고, 또한 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생된 상기 선간전압들과 비교하여 얻어지는 선간전압이 변화되지 않도록 프리세트된 앨고리즘에 따라 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 스텝을 포함하며, 상기 4각모드에서 상기 전압기준신호를 상기 변환된 전압기준신호로 변환하는 단계는 (1) 상기 전압기준신호들의 주파수가 예정된 값 이하일 때의 일정시간과, (2) 상기 전압기준신호의 주파수가 상기 예정된 값 이상일 때 예정된 상에 의해 결정되는 시간중 하나를 취하며, 상기 변환된 전압기준신호들이 상기 전압기준신호들의 3상(Vu*, Vv*, Vw*)을 갖는 3파형과 상기 3파형에 각각 대응한 상(Vu|**, Vv**, Vw**)을 갖는 3파형을 가지며 상기 4각모드에서 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 상기 스텝이 (a) 상(Vu*)을 갖는 전압기준신호가 3파형들 중에서 가장 큰 정의 진폭을 가질때에
    Vu**=-Vmin
    Vv**=-Vmin-(Vu*-Vv*)
    Vw**=-Vmin-(Vu*-Vw*)
    의 관계에 따라서 보정된 전압기준신호들의 값을 설정하는 스텝 및 (b) 전압기준신호(Vu*)가 3상중에서 가장 크고 부일 때에
    Vu**=Vmin
    Vv**=Vmin-(Vu*-Vv*)
    Vw**=Vmin-(Vu*-Vw*)
    여기서 Vmin은 소정의 값임의 관계에 따라서 보정된 전압기준신호들의 값을 설정하는 스텝을 포함하는 상기 상시모드는 전압기준신호들의 모든 3상 파형들의 진폭이 프리세트된 값 이상일 때 결정되며, 상기 4각모드는 하기 조건, 즉 (1) 적어도 2상의 전압기준신호 파형의 진폭이 프리세트값 이하인 조건, (2) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값의 2배이하이면서, 또한 상기 적어도 2상의 전압기준신호의 부호가 서로 상이한 극성인 조건중 적어도 하나가 존재할 때 결정되며, 상기 제로보정모드는 1상의 전압기준신호 파형의 진폭이 프리세트값 이하일 때와 다른 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하이고, 또한 다른 2상이 동일 극성을 가질 때 결정되는 것이 특징인 인버터의 제어방법.
  17. 제1항에 있어서, 복수의 상전압과 상기 상전압들간의 차로써 정의되는 대응하는 복수의 선간전압을 발생하는 인버터를 제어하는 방법에 있어서, 복수의 파형을 갖는 전압기준신호들을 발생하는 스텝, 상기 전압기준신호들의 값들과 극성들에 응답하여 상기 인버터의 동작의 (1) 상시모드, (2) 4각모드 및 (3) 제로보정모드 중의 하나를 결정하는 스텝, 상시 모드중에 전압기준들을 기준치로써 사용하여 상기 인버터를 제어하는 스텝, 및 상기 결정된 4각모드 및 제로보정모드 중의 적어도 하나의 모드에서 변환되는 전압기준신호에 준한 각 상전압이 소정의 최소폭이상의 제어된 펄스폭을 갖고, 또한 상기 전압기준신호들을 사용하여 발생된 상기 선간전압들과 비교하여 얻어지는 선간전압이 변화되지 않도록 프리세트된 앨고리즘에 따라 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 스텝을 포함하며, 상기 전압기준신호를 발생하는 스텝은 3상의 파형을 갖는 전압기준신호를 발생하는 스텝을 포함하며, 상기 모드를 결정하는 스텝은 전압기준신호들의 모든 복수의 파형들의 진폭이 프리세트된 값 이상일 때 상시 모드를 결정하는 스텝, 하기 조건, 즉 (i) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하인 조건, (2) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값의 2배이하이면서 또한 상기 적어도 2상의 전압기준신호의 부호가 서로 상이한 극성인 조건중 적어도 하나가 존재할 때 4각모드를 결정하는 스텝, 1상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하일 때와 다른 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하이면서 또한 다른 2상이 동일 극성을 가질 때 제로보정모드를 결정하는 스텝을 포함하며, 상기 변환된 전압기준신호들은 상기 전압기준신호들의 3상(Vu*, Vv*, Vw*)을 갖는 3파형과 상기 3파형에 각각 대응한 상(Vu**, Vv**, Vw**)을 갖는 3파형을 가지며, 상기 4각모드에서 상기 전압기준신호들을 상기 변환된 전압기준신호들로 변환하는 상기 스텝이 (a) 상(Vu*)을 갖는 전압기준신호가 3파형들 중에서 가장 큰 정의 진폭을 가질때에
    Vu**=-Vmin
    Vv**=-Vmin-(Vu*-Vv*)
    Vw**=-Vmin-(Vu*-Vw*)
    의 관계에 따라서 보정된 전압기준신호들의 값을 설정하는 스텝 및 (b) 전압기준신호(Vu*)가 3상 중에서 가장 크고 부일 때에
    Vu**=Vmin
    Vv**=Vmin-(Vu*-Vv*)
    Vw**=Vmin-(Vu*-Vw*)
    여기서 Vmin은 소정의 값임의 관계에 따라서 보정된 전압기준신호들의 값을 설정하는 스텝을 포함하며, 상기 상시모드는 전압기준신호들의 모든 3상 파형들의 진폭이 프리세트된 값 이상일 때 결정되며, 상기 4각모드는 하기 조건, 즉 (1) 적어도 2상의 전압기준신호 파형의 진폭이 프리세트값 이하인 조건, (2) 적어도 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값의 2배이하이면서 또한 상기 적어도 2상의 전압기준신호의 부호가 서로 상이한 극성인 조건중 적어도 하나가 존재할 때 결정되며, 상기 제로보정모드는 1상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트 값 이하일 때와 다른 2상의 전압기준신호파형의 진폭이 프리세트값 이하이면서, 또한 다른 2상이 동일 극성을 가질 때 결정되며, 상기 4각모드에서 상기 전압기준신호를 상기 변환된 전압기준신호로 변환하는 단계는 (1) 상기 전압기준신호의 주파수가 예정된 값 이하일 때의 일정시간과, (2) 상기 전압기준신호의 주파수가 상기 예정된 값 이상일 때 예정된 상에 의해 결정되는 시간중 하나를 취하는 것이 특징인 인버터의 제어방법.
KR1019930000866A 1992-01-24 1993-01-25 인버터 제어장치 및 제어방법 KR970004362B1 (ko)

Applications Claiming Priority (6)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP92-011110 1992-01-24
JP1111092 1992-01-24
JP14123392 1992-06-02
JP92-141233 1992-06-02
JP4244428A JP2539146B2 (ja) 1992-01-24 1992-09-14 Ｐｗｍ制御を用いたインバ―タの制御方法及び装置
JP92-244428 1992-09-14

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR970004362B1 true KR970004362B1 (ko) 1997-03-27

Family

ID=27279277

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019930000866A KR970004362B1 (ko) 1992-01-24 1993-01-25 인버터 제어장치 및 제어방법

Country Status (5)

Country Link
US (2) US5361197A (ko)
KR (1) KR970004362B1 (ko)
AU (1) AU651920B2 (ko)
CA (1) CA2087832C (ko)
DE (1) DE4302282B4 (ko)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5790396A (en) * 1995-12-19 1998-08-04 Kabushiki Kaisha Toshiba Neutral point clamped (NPC) inverter control system
US6385060B1 (en) * 2000-12-21 2002-05-07 Semiconductor Components Industries Llc Switching power supply with reduced energy transfer during a fault condition
IT1393717B1 (it) * 2009-03-31 2012-05-08 Meta System Spa Dispositivo e metodo per la conversione di corrente continua in corrente alternata
US8982593B2 (en) 2012-04-27 2015-03-17 Rockwell Automation Technologies, Inc. Cascaded H-Bridge (CHB) inverter level shift PWM with rotation
US8619446B2 (en) 2012-04-27 2013-12-31 Rockwell Automation Technologies, Inc. Cascaded H-bridge (CHB) inverter level shift PWM with rotation
US9425705B2 (en) 2012-08-13 2016-08-23 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for bypassing cascaded H-bridge (CHB) power cells and power sub cell for multilevel inverter
US9007787B2 (en) 2012-08-13 2015-04-14 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for bypassing Cascaded H-Bridge (CHB) power cells and power sub cell for multilevel inverter
US9240731B2 (en) 2013-03-18 2016-01-19 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power cell bypass method and apparatus for multilevel inverter
US9083230B2 (en) 2013-06-20 2015-07-14 Rockwell Automation Technologies, Inc. Multilevel voltage source converters and systems
US9520800B2 (en) 2014-01-09 2016-12-13 Rockwell Automation Technologies, Inc. Multilevel converter systems and methods with reduced common mode voltage
US9325252B2 (en) 2014-01-13 2016-04-26 Rockwell Automation Technologies, Inc. Multilevel converter systems and sinusoidal pulse width modulation methods
US9559541B2 (en) 2015-01-15 2017-01-31 Rockwell Automation Technologies, Inc. Modular multilevel converter and charging circuit therefor
US9748862B2 (en) 2015-05-13 2017-08-29 Rockwell Automation Technologies, Inc. Sparse matrix multilevel actively clamped power converter
US9812990B1 (en) 2016-09-26 2017-11-07 Rockwell Automation Technologies, Inc. Spare on demand power cells for modular multilevel power converter
US10637692B2 (en) * 2017-09-26 2020-04-28 Micron Technology, Inc. Memory decision feedback equalizer
US10158299B1 (en) 2018-04-18 2018-12-18 Rockwell Automation Technologies, Inc. Common voltage reduction for active front end drives
CN109275255B (zh) * 2018-10-29 2024-04-26 同方威视技术股份有限公司 用于电子加速器的灯丝电源和电子加速器
US11211879B2 (en) 2019-09-23 2021-12-28 Rockwell Automation Technologies, Inc. Capacitor size reduction and lifetime extension for cascaded H-bridge drives
US11342878B1 (en) 2021-04-09 2022-05-24 Rockwell Automation Technologies, Inc. Regenerative medium voltage drive (Cascaded H Bridge) with reduced number of sensors

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4226476A (en) * 1977-11-28 1980-10-07 Fairchild Incorporated Continuous miner with improved roof-to-floor anchoring canopy units for advancing and turning machine and installing roof bolts
CA1143787A (en) * 1978-09-21 1983-03-29 Richard H. Baker Bridge converter circuit
DE3230055A1 (de) * 1982-03-08 1983-09-22 Siemens Ag Steuersatz fuer einen pulswechselrichter
JPS60229676A (ja) * 1984-04-26 1985-11-15 Mitsubishi Electric Corp Ｐｗｍインバ−タ
AU589036B2 (en) * 1987-09-01 1989-09-28 Nishimu Electronics Industries Co., Ltd. Power source using high frequency phase control
EP0373381B1 (de) * 1988-12-14 1993-07-28 Asea Brown Boveri Ag Verfahren zur Steuerung eines dreiphasigen Wechselrichters
US4961129A (en) * 1989-12-04 1990-10-02 Allied-Signal, Inc. Current controlled active flywheel type neutral point clamped inverter
WO1991010280A1 (en) * 1989-12-22 1991-07-11 Allied-Signal Inc. A power inverter snubber circuit
JP3102499B2 (ja) * 1991-02-28 2000-10-23 株式会社東芝 中性点クランプ式電力変換器の制御装置
JP2728575B2 (ja) * 1991-06-14 1998-03-18 株式会社日立製作所 電力変換方法及び装置
US5120986A (en) * 1991-09-06 1992-06-09 Allied-Signal Inc. Sine wave synthesis controller circuit for use with a neutral-point clamped inverter
JP3156346B2 (ja) * 1992-03-19 2001-04-16 株式会社日立製作所 インバータ装置及びその瞬時停電再始動方法
US5418707A (en) * 1992-04-13 1995-05-23 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy High voltage dc-dc converter with dynamic voltage regulation and decoupling during load-generated arcs
US5367448A (en) * 1992-08-07 1994-11-22 Carroll Lawrence B Three phase AC to DC power converter
JPH06292365A (ja) * 1992-10-30 1994-10-18 Fuji Electric Co Ltd Ｐｗｍインバータの制御方法および制御装置
JP3212738B2 (ja) * 1993-03-10 2001-09-25 東京電力株式会社 電圧形自励式変換システム

Also Published As

Publication number Publication date
AU651920B2 (en) 1994-08-04
CA2087832C (en) 1998-06-23
AU3195693A (en) 1993-08-12
DE4302282A1 (de) 1993-10-14
DE4302282B4 (de) 2008-01-24
US5361197A (en) 1994-11-01
CA2087832A1 (en) 1993-07-25
US5502633A (en) 1996-03-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR970004362B1 (ko) 인버터 제어장치 및 제어방법
US7495938B2 (en) DC voltage balance control for three-level NPC power converters with even-order harmonic elimination scheme
JP5178799B2 (ja) モータ制御装置
JP2577738B2 (ja) Ｐｗｍインバ−タ装置
US5917721A (en) Apparatus for reducing the effects of turn on delay errors in motor control
US5680299A (en) Electric power conversion equipment
US10374503B2 (en) Power conversion device
KR920001946B1 (ko) 인버터의 제어장치
Youm et al. An effective software implementation of the space-vector modulation
JP4261340B2 (ja) 多段スイッチ回路
US11646676B2 (en) Method and apparatus for generating a three-phase voltage
JP2539146B2 (ja) Ｐｗｍ制御を用いたインバ―タの制御方法及び装置
JPH08331856A (ja) 電力変換装置
JPH09182452A (ja) ３レベルインバータ装置
JP3409039B2 (ja) 電力変換装置の制御装置
JP2003079159A (ja) パルス幅変調型電力変換装置
JPH07177753A (ja) 電力変換装置の制御方法および装置
JP3404230B2 (ja) 三相ｐｗｍ波形発生装置
WO2023032194A1 (ja) 電力変換装置
JP3061957B2 (ja) 中性点クランプ式インバータの制御装置
JP7051600B2 (ja) 多段変換器の制御装置
WO2023136340A1 (ja) 電力変換装置
WO2023032195A1 (ja) 電力変換器の制御部および電力変換装置
JP2002058256A (ja) 電力変換器の制御装置
JP2001136750A (ja) ３レベルｎｐｃインバータのｐｗｍパルス発生回路

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
G160 Decision to publish patent application
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20120821

Year of fee payment: 16

EXPY Expiration of term