DE69733798T2

DE69733798T2 - Wechselrichtersteuerschaltung

Info

Publication number: DE69733798T2
Application number: DE69733798T
Authority: DE
Inventors: Katsumi Minato-ku Maekawa
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1996-12-13
Filing date: 1997-12-12
Publication date: 2006-04-20
Anticipated expiration: 2017-12-13
Also published as: EP0848487B1; CN1187065A; JPH10174453A; EP0848487A3; KR100278549B1; US5942876A; DE69733798D1; CN1075278C; KR19980064110A; EP0848487A2; JP3267524B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft eine Wechselrichtersteuerung, die Wechselrichter steuert, die selbstabschaltende Schaltvorrichtungen aufweisen.
2. Beschreibung des betreffenden Standes der Technik
Die Leistungsfähigkeit von Geschwindigkeitssteuerungen für Wechselstrommotoren hängt sehr stark von ihrer Stromsteuereffizienz ab. Für eine hohe Leistungsfähigkeit muss der Ausgangsstrom des Wechselrichters schnell auf den Wert des Strombefehls antworten, der von dem externen Geschwindigkeitssteuersystem, Drehmomentsteuersystem, oder einer anderen Vorrichtung gesendet wird.
Bei Pulsbreitenmodulations(PWM)-Wechselrichtern, kann eine derart schnelle Stromantwort erhalten werden, indem ein PWM-Steuerverfahren verwendet wird, das das Stromhystereseband verwendet. Die Steuerkonfiguration in einem derartigen Fall ist in 1 gezeigt.
In 1 bezeichnete 1 eine Gleichstrom-Energieversorgung, 2 einen Kondensator und 3 einen Wechselrichter bestehend aus selbstabschaltenden Schaltvorrichtungen SUP, SVP, SWP, SUN, SVN und SWN und jeweiligen Dioden DUP, DVP, DWP, DUN, DVN und DWN, die zu diesen invers-parallel geschaltet sind. Das Bezugszeichen 4 stellt einen Wechselstrommotor dar. 5U, 5V und 5W sind Hall-CTs. 6 ist ein Stromdetektor. 7U, 7V und 7W sind Subtrahierer, die die jeweiligen Abweichungen Δiu, Δiv und Δiw beim Empfang jeweiliger Phasenstrombefehlswerte iu*, iv* und iw*, die durch den Wechselstrommotor fließen sollen, von Wechselstrommotorphasenstromdetektionswerten iu, iv und iw, die von dem Stromdetektor ausgegeben werden. 8U, 8V und 8W sind Hysteresekomparatoren, die, bei Empfang von Stromabweichungen Δiu, Δiv und Δiw, ihre Ausgänge auf den logischen Wert 1 ändern, wenn die Abweichung die eingestellte Hysteresebreite (hys/2) überschreitet, und ihre Ausgänge auf den logischen Wert 0 ändern, wenn die Abweichung kleiner als (–hys/2) ist. Die Ausgaben der Hysteresekomparatoren 8U, 8V und 8W sind PWM-Signale Uo, Vo und Wo jeder der Phasen des Wechselrichters 3, und werden an die Logikschaltung 9 ausgegeben. Die PWM-Signale Uo, Vo und Wo werden in die Logikschaltung 9 eingegeben, die dann die vorgeschriebene On-Delay-Time Verarbeitung dieser Signale von ihren logisch inversen Signalen durchführt, dann die Treibersignale an die sechs selbstausschaltenden Schaltvorrichtungen, die den Wechselrichter 3 bilden, ausgibt. Die Ausgabe von der Logikschaltung 9 wird über eine Gate-Schaltung 10 an die Gates der selbstausschaltenden Schaltvorrichtungen, die dem Wechselrichter 3 entsprechen, gesendet.
Der Betrieb dieses Typs von Schaltung kann einfach unter Bezugnahme auf 2 erklärt werden. Jede Seite des Sinuswellen-Strombefehlswerts iu*, als Strichpunktlinie gezeigt, entspricht den zwei hys/2 Hysteresebreiten, als gepunkteten Linien gezeigt. Wenn der Strom iu sich zur positiven Richtung ändert und den Strombefehlswert (iu* + hys/2) erreicht, wird der Hysteresekomparatorausgabe zu einem logischen Wert 0, und der Schalter auf der negativen Seite des Wechselrichters wird ein, wodurch eine negative Spannung –Ed/2 an die Motorspule angelegt wird, und der Strom iu zur negativen Richtung sich ändert, wobei Ed die Spannung der Gleichstromenergieversorgung 1 ist. Wenn bei einer Änderung zu der negativen Richtung, der Strom iu den Strombefehlswert (iu* – hys/2) erreicht, wird der positivseitige Schalter ein, wodurch die positive Spannung +ED/2 an die Motorspule geliefert wird, und der Strom iu sich zur positiven Richtung ändert. In dieser Weise kann der Strom iu gesteuert werden, so dass er innerhalb der Hysteresebreite ±hys/2 der Stromreferenz iu* gehalten wird. Da der Komparatorgewinn als fast unendlich angesehen werden kann, ist eine sehr schnelle Stromsteuerantwort möglich. Ebenso ist jedoch eine Hysteresebreite erforderlich, um die Schaltfrequenz zu begrenzen. Die größte Schaltfrequenz wird bestimmt durch die Leckimpedanz der Spule, die Gleichstromspannung des Wechselrichters, die Schaltgeschwindigkeit und andere Eigenschaften der lichtbogenunterdrückenden Schaltelemente, sowie durch die Hysteresebreite.
Die obige Erklärung gilt, wenn nur eine Phase betrachtet wird, und es ist nicht möglich eine ideale PWM-Wellenform, wie in 2 gezeigt, in einem Wechselstrommotorantrieb zu erhalten, der einen Dreiphasenwechselrichter verwendet.
3 zeigt einige Beispiele von Wellenformen, wenn eine Hystereseband-PWM-Steuerung bei einem Wechselstrommotorantrieb verwendet wird, der einen Dreiphasenwechselrichter verwendet. Die Wellenformen des Stroms iu, iv und iw sind mit ihren Hysteresebändern zusammen mit den Wellenformen der Motorphasenspannungen Vu, Vv und Vw und der Leitungsspannung Vu – v gezeigt. Aus der Figur wird deutlich, dass sich die Schaltfrequenz ändert. Die Schaltfrequenz ist während der Zeitperiode T1 klein und während der Zeitperiode T2 groß. Dieses Phänomen tritt bei kleinen Drehzahlen auf, und wenn der Strombefehlswert klein ist.
Die niedrige Schaltfrequenz während T1 liegt aufgrund der Tatsache vor, dass, da die Spannung gleich +Ed/2 in allen drei Phasen ist, und da alle Leitungsspannungen gleich 0 sind, es eine Zeitperiode gibt, während der sich der Strom nur aufgrund der gegenelektromotorischen Kraft ändert, und, da die Drehzahl gering ist, und folglich die gegenelektromotorische Kraft gering ist, ändert sich der Strom allmählich. Da darüber hinaus die Spannungen der drei Phasen das gleiche Potential haben, und die Größe des Vektors, der aus der Kombination dieser Spannungen derart, dass alle Leitungsspannungen 0 werden, herresultiert, gleich 0 ist, wird der Vektor im Folgenden als Null Spannungsvektor bezeichnet.
Folglich ergibt sich die hohe Schaltfrequenz während T2 aufgrund der Tatsache, dass sich der Strom schnell ändert, da zu keinem Zeitpunkt die Spannungen der drei Phasen gleich sind, und irgendwelche zwei der Motorleitungsspannungen Vu – v, Vv – w und Vw – u nicht Null sind. Das Verhältnis der Stromwelligkeit zu der Schaltfrequenz während T2 ist sehr viel größer als während T1. Die Spannungsvektoren, die keine Nicht-Null Spannungsvektoren sind, werden im Folgenden als Nicht-Null Spannungsvektoren bezeichnet.
Hohe Schalfrequenzen, wie während T2, sind wahrscheinlicher, wenn die Stromreferenz (die auch als Strombefehl in einigen Fällen im Folgenden beschrieben wird) klein ist, während die niedrigen Schaltfrequenzen, wie während T1, wahrscheinlicher sind bei geringen Motordrehzahlen, wenn die gegenelektromotorische Kraft klein ist. Eine geringe Drehzahl, die mit einer kleinen Stromreferenz kombiniert ist, verursacht sehr starke Modulationsfrequenzschwankungen.
Trotz des Vorteils einer sehr schnellen Stromsteuerantwort, ist in letzter Zeit die Hystereseband-PWM-Steuerung aus folgenden Hauptgründen weniger beliebt:

(1) Die Schaltfrequenz variiert stark, wie während T1 und T2 in 3.
(2) Während T2 in 3 bei der gleichen Schalterfrequenz ist die Stromwelligkeit erheblich größer als bei der Dreieckwellenvergleichs-PWM-Steuerung und anderen Typen von PWM-Steuerung.

Es ist schwierig Hintergrundrauschen und Funkrauschen zu unterdrücken, wenn die Modulationsfrequenz variiert. Darüber hinaus, da der Wechselrichter in der Lage sein muss die größte Modulationsfrequenz verarbeiten zu können, bedeuten Abweichungen in der Modulationsfrequenz einen größeren technischen Aufwand. Ein Weiten des Hysteresebandes, um die größte Modulationsfrequenz zu reduzieren, erhöht die Größe der Stromwelligkeit. Die Hystereseband-PWM-Steuerung hat bereits eine größere Stromwelligkeit als die Dreieckwellenvergleichs-PWM-Steuerung und andere Typen von PWM-Steuerungen, und hat folglich einen ernstzunehmenden Nachteil einer großen Toleranz bei der Strombemessung der Schaltelemente. Wie in 3 gezeigt, variiert die Schaltfrequenz obwohl die Drehzahl, die Amplitude und das Hystereseband jeweils fest sind.
Ein Verfahren zur Lösung dieser Probleme wurde in „A current-control PWM inverter capable of harmonic supression and rapid current response" von Satoshi Ogasawara, Tomoaki Nishimura, Hirobumi Akamoto und Akira Nanba (Electrical Society Paper B, Februar 1986). Wenn die Stromabweichung groß ist, wie bei einer abgestuften Stromreferenzänderung, verwendet das Verfahren eine herkömmliche Hystereseband-PWM-Steuerung. Wenn die Stromabweichung klein ist, wie in einem stabilen Zustand, ändert sich das Verfahren zu einem Schalten, das in der Lage ist zur Unterdrückung der Harmonischen.
Das Verfahren für den stabilen Zustand steuert das Schalten durch Detektieren des Winkels des gegenelektromotorischen Kraftvektors des Wechselstrommotors, und durch Verwenden nur der zwei Nicht-Null Spannungsvektoren jeder Seite des gegenelektromotorischen Kraftvektors (diejenigen mit den kleinsten Winkeln) und dem Null Spannungsvektor. Man glaubt, dass die Harmonischen-Unterdrückung effektiver ist, wenn die Spannungsvektoren mit einem kleinen Stromabweichungsverhältnis ausgewählt werden. Wenn jedoch die Motordrehzahl zunimmt, erhöht sich der Spannungsabfall aufgrund von Induktanz, und selbst in einem stabilen Zustand muss der Spannungsvektor, dessen Winkel stark von dem des gegenelektromotorischen Kraftvektors abweicht, verwendet werden, um den gewünschten Strom zu gewinnen. Gemäß der vorliegenden Erfindung, wenn die Stromabweichung groß wird, ändert sich das Verfahren zu einer herkömmlichen Hystereseband-PWM-Steuerung.
Ein Verfahren, das eine Abweichungsstromdifferenzierung und für Dauermagnetmotoren, ein Verfahren, das eine Berechnung der elektromotorischen Gegenkraft verwendet, werden als Verfahren zum Detektieren des gegenelektromotorischen Kraftvektors vorgelegt. Wie in der oben genannten Veröffentlichung beschrieben, ist jedoch das Verfahren, das die Abweichungsstromdifferenzierung verwendet, für Rauschen empfindlich, während das Verfahren zum Berechnen der gegenelektromotorischen Kraft für Dauermagnetmotoren einen stabilen Zustand annimmt, was die Möglichkeit eines Fehlers in dem Übergangszustand offen lässt. Da dieses Schaltverfahren das Schaltsignal basierend auf der Richtung des gegenelektromotorischen Kraftvektors bestimmt, hat eine fehlerhafte Detektion des gegenelektromotorischen Kraftvektors direkt die Ausgabe eines nicht korrekten Schaltsignals zur Folge.
Das obige Verfahren muss folglich mit der herkömmlichen Hystereseband-PWM-Steuerung verwendet werden. Selbst wenn keine schnelle Antwort erforderlich ist, ist es nicht ausreichend nur ein Schaltverfahren zu verwenden, das eine Harmonischen-Unterdrückung erlaubt.
Aufgrund der großen Harmonischen-Wellen und des sehr ernsten Problems von Modulationsfrequenzschwankungen ist die Verwendung der Hystereseband-PWM-Steuerung auf spezielle Applikationen beschränkt. In dem Verfahren, das auf der Detektion des gegenelektromotorischen Kraftvektors basiert, stellt die Detektion der gegenelektromotorischen Kraft selbst ein Problem dar. Dort, wo die gegenelektromotorische Kraftlast unbekannt ist, wird die gegenelektromotorische Kraft geschätzt, indem die Abweichungsstromdifferenzierung verwendet wird, was ein System zur Folge hat, das für Rauschen anfällig ist.
Die EP 0 553 370 betrifft die Steuerung einer asynchronen Maschine, die in einer feldorientierten Art und Weise gesteuert wird, wobei ein momentaner Stator-Power-Faktor abgeleitet wird aus der realen Leistung und der Blindleistung, und zusammen mit dem erforderlichen Stator-Power-Faktor an die Feldvektorwinkelsteuerung geliefert wird, die zusammen mit einem Fehlersignal die erforderliche Frequenz bestimmt, deren Ausgangssignal ebenfalls als ein Maß der tatsächlichen Drehzahl der Maschine verwendet wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Unter Berücksichtigung der oben genannten Probleme ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Wechselrichtersteuerungen zu schaffen, die PWM-Signale erlauben, zur Harmonischen-Unterdrückung und für eine schnelle Stromsteuerantwort ohne gegenelektromotorische Kraftvektorpositionsinformation, und die PWM-Signale erlauben, deren Schaltfrequenz nicht stark abweichen.
Wechselrichterausgangsspannungsvektoren können grob in Null Spannungsvektoren und Nicht-Null Spannungsvektoren unterteilt werden. Da der Strom während der Ausgabe eines Null Spannungsvektors sich nur gemäß der gegenelektromotorischen Kraft ändert, können die Null Spannungsvektoren nicht verwendet werden, um die Richtungsänderung des Stroms zu steuern, da, wie in dem obigen Verfahren, keine gegenelektromotorische Kraftpositionsinformation vorliegt. Die Richtungsänderung des Stroms kann gesteuert werden, indem lediglich Nicht-Null Spannungsvektoren verwendet werden. Wenn der Strom gesteuert wird, indem lediglich Nicht-Null Spannungsvektoren verwendet werden, wird eine große Anzahl an Harmonischen-Wellen erzeugt, wie bei der herkömmlichen Hystereseband-PWM. Folglich muss ein geeigneter Ausgleich erfolgen zwischen der Verwendung der Null Spannungsvektoren und der Nicht-Null Spannungsvektoren.
Wenn eine derartige Stromsteuerung erreicht werden kann, sollte es bei der Stromsteuerung in einem stabilen Zustand, bei dem die Stromabweichung ausreichend klein ist, möglich sein, die Nicht-Null Spannungsvektoren zu verwenden, um Stromänderungen aufgrund der gegenelektromotorischen Kraft während der Null Spannungsvektorausgabe zu kompensieren.
Bei der vorliegenden Erfindung werden Stromänderungen während der Null Spannungsvektorausgabe bestimmt, indem die Stromabweichung selbst verwendet wird. Idealerweise sollte der Wechsel zu dem Null Spannungsvektor gemacht werden, wenn die Stromabweichung Null wird, indem Nicht-Null Spannungsvektoren verwendet werden, um den Strom in einer derartigen Art und Weise zu steuern, dass die Stromabweichung minimiert wird.
Die Stromänderungen während der Null Spannungsvektorausgabe hängen von der gegenelektromotorischen Kraft ab, so dass es unklar ist wie sich der Stromvektor ändert. Da der Wechsel zu dem Null Spannungsvektor jedoch erfolgt, wenn die Stromabweichung Null wird, sollte der Stromabweichungsvektor sicherlich größer werden. Darüber hinaus erscheint die Stromänderung während der Null Spannungsvektorausgabe so wie sie ist in dem Stromabweichungsvektor. Folglich, um die Stromabweichung erneut zu minimieren, kann der stabile Zustand aufrechterhalten werden, indem der Strom durch Verwendung der Nicht-Null Spannungsvektoren gesteuert wird. Darüber hinaus ist der Vorgang des Minimierens der Stromabweichung tatsächlich ein normaler Stromsteuervorgang. Die Stromsteuerung wird erreicht, indem die gleiche Logik bei der gestuften Änderung der Stromreferenz und anderen Übergangszuständen verwendet werden.
Im Gegensatz zu der herkömmlichen Stromsteuerung, bei der der Strom derart gesteuert wird, dass der Mittelwert gleich der Stromreferenz ist, wird bei dem Verfahren, das in der vorliegenden Erfindung verwendet wird, der Strom nicht derart gesteuert, dass sein Mittelwert gleich der Stromreferenz ist. Nur ungefähr die Hälfte der Änderung aufgrund der elektromotorischen Gegenkraft während der Null Spannungsvektorausgabe wird von der Referenz als der Mittelwert ersetzt.
Gemäß dem oben genannten Prinzip kann während des Wechsels von der Null Spannung zu der Nicht-Null Spannung in einem stabilen Zustand, der Stromabweichungsvektor ausgebildet werden, um eine Änderung aufgrund der gegenelektromotorischen Kraft zu zeigen. Folglich ist es ausreichend einen Nicht-Null Spannungsvektor auszuwählen, um den Stromabweichungsvektor zu steuern, so dass er Null wird.
In der vorliegenden Erfindung erfolgt das Schalten zwischen den zwei Nicht-Null Spannungsvektoren jeder Seite des Stromabweichungsvektors. Die Auswahl eines der zwei Nicht-Null Spannungsvektoren wird im Folgenden erklärt. Sobald die Steuerung unter Verwendung der Nicht-Null Spannungsvektoren begonnen hat, wird eine Logik gebildet, bei der der Nicht-Null Spannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, ausgewählt wird aus den zwei benachbarten Nicht-Null Spannungsvektoren. Der Strom ändert sich gemäß dem ausgewählten Nicht-Null Spannungsvektor und natürlich ändert sich auch der Stromabweichungsvektor. In einem stabilen Zustand erfolgt das Schalten automatisch gemäß dieser Logik zwischen den zwei Nicht-Null Spannungsvektoren, wenn die Stromabweichung kleiner wird. Obwohl die Änderung in dem Stromabweichungsvektor in einem Übergangszustand abweicht von der in einem stabilen Zustand, mit dem Ergebnis, dass sich der ausgewählte Nicht-Null Spannungsvektor manchmal schrittweise zu dem benachbarten Vektor bewegt, werden in einem stabilen Zustand die gleichen zwei Nicht-Null Spannungsvektoren wiederholt ausgewählt.
In einem stabilen Zustand wird das Schalten gesteuert, indem zwei benachbarte Nicht-Null Spannungsvektoren mit einem Null Spannungsvektor kombiniert werden. Als Ergebnis wird die mittlere Ausgangsspannung in die Region eingefügt, die von diesen zwei benachbarten Nicht-Null Spannungsvektoren begrenzt ist. Die Kombination einer gegebenen mittleren Spannung und dem Spannungsvektor, der verwendet wird, um diese Spannung auszugeben, ist die gleiche, wie die, die bei der Dreieckwellenvergleichs-PWM-Steuerung verwendet wird, die jetzt häufig verwendet wird, aufgrund des geringen Auftretens von Harmonischen-Wellen. In vielen Fällen liegt der gegenelektromotorische Kraftvektor nahe an der resultierenden Ausgangsmittelspannung, und in derartigen Fällen wird die Steuerung durchgeführt, indem lediglich die Spannungsvektoren verwendet werden, die die kleinste Stromwelligkeit erzeugen.
Bis die Stromabweichung Null wird, kann der Strom nicht gesteuert werden, indem die Nicht-Null Spannungsvektoren verwendet werden. Nichts desto trotz kann die Zeit, bei der die Stromabweichung nicht kleiner gemacht werden kann, selbst durch wiederholtes Schalten unter Verwendung der Nicht-Null Spannungsvektoren, aus der Winkeldifferenz zwischen dem Nicht-Null Spannungsvektor und dem Stromabweichungsvektor, der ausgegeben wird, bestimmt werden, und zu diesem Zeitpunkt verschiebt sich der Vorgang zu dem Null Spannungsvektor.
Bei der vorliegenden Erfindung wird die Schaltsteuerung basierend auf dem oben genannten Prinzip durchgeführt, was eine PWM-Steuerung ermöglicht mit wenig Harmonischen-Wellen, die in einem stabilen Zustand zu erreichen ist, und eine PWM-Steuerung, die in der Lage ist für eine schnelle Stromsteuerung, die in einem Übergangszustand zu erreichen ist.
Entsprechend wird der Zweck der vorliegenden Erfindung erreicht, indem eine Wechselrichtersteuerung basierend auf dem oben beschriebenen Prinzip geschaffen wird.
Bei einer Wechselrichtersteuerung, die den Ausgangsstrom eines Wechselrichters steuert, der lichtbogenselbstauslöschende Schaltelemente aufweist, so dass er Strombefehlen folgt, ist die vorliegende Erfindung eine Wechselrichtersteuerung, die eine Abweichungsarithmetikschaltung aufweist, die die Abweichung berechnet zwischen den Strombefehlen und dem Ausgangsstrom, und die eine Vektorwinkelarithmetikschaltung aufweist, die den Abweichungsstromvektorwinkel basierend auf der Abweichung von der Abweichungsarithmetikschaltung berechnet, und die eine Schaltungssequenzlogikschaltung aufweist, die eine Schaltsequenz erzeugt, so dass ein Schaltsignal basierend auf dem Abweichungsstromvektorwinkel ausgewählt wird, der von der Vektorwinkelarithmetikschaltung berechnet wird, und dem Schaltsignal, dass von der Schaltsequenzlogikschaltung selbst ausgegeben wird, oder basierend auf dem Abweichungsstromvektorwinkel und dem Schaltsignal, das von der Schaltsequenzlogikschaltung selbst und einer vorherigen Schaltsignalausgabe, und die eine spezielle Eigenschaft aufweist, die die selbstausschaltenden Schaltelemente basierend auf den von der Schaltsequenzlogikschaltung ausgegebenen Schaltsignale steuert.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Eine vollständigere Beschreibung der Erfindung und viele entsprechende Vorteile dieser werden durch die folgende detaillierte Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen gegeben. Es zeigen:
1 ein allgemeines Schaltungsdiagramm einer herkömmlichen Hystereseband-PWM-Steuerungsschaltung;
2 ein Diagramm für den Hystereseband-PWM-Steuerungsvorgang;
3 ein Diagramm für Hystereseband-PWM-Steuerungsfehler;
4 ein schematisches Aufbaudiagramm, dass ein Ausführungsbeispiel 1 gemäß der Erfindung zeigt;
5 ein Diagramm von Spannungsvektoren, die von dem Spannungswechselrichter gemäß Ausführungsbeispiel 1 der Erfindung ausgegeben werden können;
6 ein detailliertes Aufbaudiagramm der Schaltsequenzlogikschaltung in dem Ausführungsbeispiel 1 der Erfindung;
7 ein detailliertes Aufbaudiagramm der Sequenzstartschaltung in dem Ausführungsbeispiel 1 gemäß der Erfindung;
8 ein Diagramm des erlaubten Fehlerbereichs der Sequenzstartschaltung, wie in 7 gezeigt;
9 ein Diagramm für den Betrieb der in 6 gezeigten Schaltsequenzlogikschaltung;
10 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren bis zum Zeitpunkt t1, wie in 9 gezeigt;
11 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren vom Zeitpunkt t1 zum Zeitpunkt t2, wie in 9 gezeigt;
12 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren bis zum Zeitpunkt t2, wie in 9 gezeigt;
13 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren bis zum Zeitpunkt t3, wie in 9 gezeigt;
14 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren bis zum Zeitpunkt t4, wie in 9 gezeigt;
15 ein Beziehungsdiagram der Strom- und Spannungsvektoren vom Zeitpunkt t4 zum Zeitpunkt t7, wie in 9 gezeigt;
16 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren vom Zeitpunkt t7 zum Zeitpunkt t9, wie in 9 gezeigt;
17 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren vom Zeitpunkt t11 zum Zeitpunkt t12, wie in 9 gezeigt;
18 ein Ortsdiagramm der Spitze des Stromvektors, wenn der in den 10 bis 17 gezeigte Strom sich ändert;
19 die Ergebnisse einer Simulation der Stromsteuerung in einem Induktionsmotor unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 1 gemäß der Erfindung (stabiler Zustand);
20 die Ergebnisse einer Simulation der Stromsteuerung in einem Induktionsmotor unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 1 gemäß der Erfindung (plötzliche Änderung des Strombefehls);
21 ein detailliertes Aufbaudiagramm der Schaltsequenzlogikschaltung in einem Ausführungsbeispiel 2 der Erfindung;
22 ein Diagramm für den Betrieb, wenn die in 21 gezeigte Schaltsequenzlogikschaltung verwendet wird;
23 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren bis zum Zeitpunkt t1, wie in 22 gezeigt;
24 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren zum Zeitpunkt t1, wie in 22 gezeigt;
25 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren zum Zeitpunkt t2, wie in 22 gezeigt;
26 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren vom Zeitpunkt t2 zum Zeitpunkt t4, wie in 22 gezeigt;
27 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren vom Zeitpunkt t4 zum Zeitpunkt t6, wie in 22 gezeigt;
28 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren zum Zeitpunkt t6 in 22;
29 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren vom Zeitpunkt t6 zum Zeitpunkt t9, wie in 22 gezeigt;
30 ein Beziehungsdiagramm der Strom- und Spannungsvektoren zum Zeitpunkt t9 in 22;
31 die Ergebnisse der Simulation der Stromsteuerung in einem Induktionsmotor unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 2 gemäß der Erfindung (stabiler Zustand);
32 die Ergebnisse der Simulation der Stromsteuerung in einem Induktionsmotor unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 2 gemäß der Erfindung (das die Änderungen in der Schaltfrequenz zeigt);
33 ein detailliertes Aufbaudiagramm der Sequenzstartschaltung in dem Ausführungsbeispiel 2 gemäß der Erfindung;
34 ein Diagramm für den Betrieb der in 33 gezeigten Sequenzstartschaltung;
35 die Ergebnisse der Simulation der Stromsteuerung in einem Induktionsmotor unter Verwendung eines Ausführungsbeispiels 3 gemäß der Erfindung (die die Änderungen zeigen, wenn eine feste Schaltfrequenz verwendet wird);
36 ein detailliertes Aufbaudiagramm der Sequenzstartschaltung in einem Ausführungsbeispiel 4 gemäß der Erfindung; und
37 die Ergebnisse der Simulation der Stromsteuerung in einem Induktionsmotor unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 4 gemäß der Erfindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Bezugnehmend auf die Zeichnungen, wobei gleiche Bezugszeichen identische oder entsprechende Teile in den verschiedenen Ansichten kennzeichnen, und spezieller bezugnehmend auf 4 wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
4 zeigt ein Blockaufbaudiagramm der Wechselrichtersteuerung in einem Ausführungsbeispiel 1 gemäß der vorliegenden Erfindung. Da 1 bis 6, 9 und 10 in der Figur die gleichen strukturellen Elemente aufweisen, wie in 1, wird ihre Erklärung weggelassen. i*, i, Δi und sw(k) geben jeweils die Stromreferenz, den Strom, die Stromabweichung und das PWM-Signal als Vektoren an, obwohl ihre jeweiligen Vektoren aus Dreiphasenvektorkomponenten gebildet sind.
11 kennzeichnet einen Vektorsubtrahierer, der einen Abweichungsvektor Δi bestimmt, der die Differenz zwischen dem Stromreferenzvektor i* und dem Stromdetektionsvektor i ist. Der interne Aufbau des Vektorsubtrahierers 10 wird bestimmt durch die Zuweisung des Stromreferenzvektors und des Stromdetektionsvektors. Wenn diese den Dreiphasenkomponenten U, V und W zugewiesen sind, wie üblich, können die Subtrahierer 7U, 7V und 7W in 1 als ein einzelner Satz betrachtet werden.
12 kennzeichnet eine Vektorwinkelarithmetikschaltung, die einen Winkel θΔi des Abweichungsvektors Δi berechnet. Unter Verwendung der Dreiphasen-zu-Zweiphasen Umwandlung, wandelt die Vektorwinkelarithmetikschaltung 12 die Abweichungsvektor Dreiphasen-UVW-Koordinatenkomponenten, Δiu, Δiv und Δiw in orthogonale Zweiphasen XY- Koordinatenkomponenten Δix und Δiy in Übereinstimmung mit den Gleichungen (1) und (2), wie im Folgenden gezeigt. Δix = (2Δiu – Δiv – Δiw)/3 (1) Δiu = (Δiv – Δiw)/3 (2)
Darüber hinaus wird der Abweichungsvektorwinkel θΔi berechnet, indem der relationale Ausdruck zwischen den orthogonalen Koordinaten und den Polarkoordinaten des Vektors verwendet wird, und die Codes gemäß den Gleichungen (3) und (4), wie im Folgenden gezeigt. |Δi| = √((ix)² + (iy)²) (3) cosθΔi = Δix/|Δi| (4)
Wenn die Y-Achse der XY-Koordinaten und die U-Achse der UVW-Koordinaten zusammenfallen, wenn der Abweichungsvektor in die positive Richtung der U-Achse zeigt, ist θΔi = 0.
13 kennzeichnet eine Schaltsequenzlogikschaltung, und 14 eine Sequenzstartschaltung. Die Schaltsequenzlogikschaltung 13 arbeitet basierend auf dem Stromabweichungsvektorwinkel Δθ und dem Sequenzstartsignal, das von der Sequenzstartschaltung 14 ausgegeben wird, und gibt den Schaltbefehlsvektor swc aus, der gleich sw(k) ist. Der Schaltbefehlsvektor sw(k) ist gebildet aus den drei Phasenschaltbefehlen swu, swv und sww, und wenn ausgedrückt in Komponentenform, wird er geschrieben (swu, swv, sww). Mit anderen Worten, sw(k) = (swu, swv, sww).
Die Schaltbefehle swu, swv und sww haben Binärwerte von 0 oder 1. Wenn der Schaltbefehl swu gleich 1 ist, ist das Befehlssignal für das positivseitige Wechselrichter-U-Phasen Element SUP ein (das negativseitige Element SUN ist aus). Wenn swu gleich 0 ist, ist das Befehlssignal für das negativseitige U-Phasenwechselrichterelement SUN ein (das positivseitige Element SUP ist aus).
k in dem Schaltbefehlsvektor sw(k) ist der dezimalisierte Wert der Binärzahl, die gewonnen wird durch aufeinanderfolgendes Schreiben der ungeänderten Werte der Schaltbefehle für jede Phase von (swu, swv, sww). Beispielsweise, wenn (swu, swv, sww) gleich (1, 0, 0) ist, wird der Wert jedes Schaltsignals in Folge geschrieben, um die Binärzahl 100 zu bilden, die in die Dezimalzahl 4 umgewandelt wird. Folglich gibt sw(4) = (1, 0, 0) einen Schaltbefehl nur für das positivseitige U-Phasenelement, das ein ist, an, und für die negativseitigen Elemente der anderen Phasen, um ein zu sein. Wenn der Wert k zwischen 0 und 7 ist, sind Schaltsignalvektoren sw(0) bis sw(7) möglich. Der Raumvektor der Spannungsausgabe durch den Wechselrichter, wenn der Ein/Aus-Zustand der Wechselrichterelemente gesteuert wird, indem der Schaltbefehl sw(k) verwendet wird, wird ausgedrückt durch v(k). Der Spannungsvektor v(k), wenn die Gleichstromspannung des Wechselrichters gleich Ed ist, hat die in Tabelle 1 gezeigten Werte. In dem Fall von Schaltbefehlsvektoren sw(0) und sw(7), haben die Ausgangsspannungen aller drei Phasen das gleiche Potential, so dass die Leitungsspannung Null ist, egal welche Leitung genommen wird. Derartige Spannungsvektoren werden als Null Spannungsvektoren bezeichnet.
Da die Spannungsvektoren in dem Fall der Schaltbefehlsvektoren sw(1) bis sw(6) die gleiche Größe haben, wie die Gleichstromspannung Ed, und Richtungen, die mit 60 Grad Abständen beabstandet sind, werden sie als Nicht-Null Spannungsvektoren bezeichnet.
Die Spannungsvektoren sind in 5 gezeigt. Da der Schaltbefehlsvektor sw(k) und der Spannungsvektor v(k) ein Eins-zu-Eins Entsprechung haben, werden die Schaltsignale sw(0) und sw(7), die den Null Spannungsvektoren v(0) und v(7) entsprechen, als Null Vektoren bezeichnet, während andere Schaltsignale als Nicht-Null Vektoren bezeichnet werden.
TABELLE 1
Die Schaltsequenzlogikschaltung 13 ist im Einzelnen in 6 gezeigt. Aus Eingaben des Stromabweichungsvektorwinkelvektors θΔi, des Schaltbefehlsvektors swc, der ausgegeben wird als PWM-Signal, und des Schaltbefehlsvektors swo, der als PWM-Signal verwendet wurde vor einer Änderung in swc, gibt die Schaltbefehlsvektorauswahltabelle 21 das Schaltsignal swn aus, das bei der nächsten Ausgabeänderung ausgewählt werden sollte. Die Inhalte der Befehlsvektorauswahltabelle 21 sind in den Tabellen 2 und 3 gezeigt. Die Tabelle 2 wird verwendet, wenn der Schaltbefehl, der ausgegeben wird als PWM-Signal, ein Null Vektor ist, wäh rend die Tabelle 3 verwendet wird, wenn der Schaltbefehl, der ausgegeben wird, ein Nicht-Null Vektor ist.
TABELLE 2
Die Tabelle 2 zeigt, dass wenn swc, der Schaltbefehl, der als ein PWM-Signal ausgegeben wird, ein Null Vektor ist, egal ob er sw(0) oder sw(7) ist, und unabhängig davon welcher Typ der Vektor des vorangegangenen Schaltbefehls swo war, wird der Schaltbefehl swn lediglich basierend auf dem Stromabweichungsvektorwinkel ausgewählt. Wenn der Stromabweichungsvektorwinkel θM zwischen –π/6 und π/6 liegt, wird sw(4) ausgewählt und als swn ausgegeben. Wie aus Tabelle 1 zu entnehmen, ist der Winkel von v(4) gleich 0, obwohl Tabelle 2 in Tabellenform die Logik zeigt, dass wenn der Schaltbefehl, der ausgegeben wird, ein Null Vektor ist, der Schaltbefehl, der den Spannungsvektor erzeugen wird, dessen Winkel dem Stromabweichungswinkel am nächsten ist, ausgewählt wird.
TABELLE 3
Wenn swc, der Schaltbefehl, der als PWM-Signal ausgegeben wird, ein Nicht-Null Vektor ist, dann ändert sich swn, der Schaltbefehl, der von der Schaltbefehlsauswahltabelle 21 ausgegeben werden sollte, in Übereinstimmung mit swc oder in Übereinstimmung mit swo, dem Schaltbefehl, der zum Zeitpunkt davor ausgegeben wurde.
Das Folgende ist eine Erklärung der Vektorauswahllogik der Tabelle 3.

(1) Wenn die Winkeldifferenz zwischen dem Stromabweichungsvektor und dem Nicht-Null Spannungsvektor aufgrund von swc, der Schaltbefehl, das als PWM-Signal ausgegeben wird, kleiner oder gleich ± 30 Grad ist, dann wird ein Schaltsignal, das gleich swc ist, der Schaltbefehl, der ausgegeben wird, ausgewählt.
(2) Wenn die Winkeldifferenz zwischen dem Stromabweichungsvektor und dem Nicht-Null Spannungsvektor aufgrund von swc, der Schaltbefehl, das als PWM-Signal ausgegeben wird, gleich oder größer als ± 30 Grad ist und kleiner oder gleich ± 60 Grad ist, dann wird der Nicht-Null Spannungsvektor, dessen Winkel dem des Stromabweichungsvektors am nächsten ist, zu dem Vektor bewegt, neben dem Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird. Der Schaltbefehl, der den Nicht-Null Spannungsvektor erzeugt, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektor am nächsten ist, wird ausgewählt.
(3) Wenn die Winkeldifferenz zwischen dem Stromabweichungsvektor und dem Nicht-Null Spannungsvektor aufgrund von swc, der Schaltbefehl, der als PWM-Signal ausgegeben wird, gleich oder größer als ± 90 Grad ist, dann wird ein Null Vektor ausgewählt. Es gibt zwei Typen von Schaltbefehlen, die Null Spannungsvektoren erzeugen, sw(0) und sw(7), und welcher dieser ausgewählt wird, wird durch swo bestimmt, der Schaltbefehlt, der als PWM-Signal zum Zeitpunkt davor ausgegeben wurde.

Die Inhalte der Tabellen 2 und 3 sind in der Schaltbefehlsvektorauswahltabelle 21 zusammengefasst.
Die Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22 vergleicht swn, die Ausgabe der Schaltbefehlsvektorauswahltabelle, mit swc, die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 23. Wenn swn mit swc übereinstimmt, gibt die Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22 den logischen Wert 0 aus. Wenn swn nicht mit swc übereinstimmt, gibt die Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22 den logischen Wert 1 aus.
Die UND-Schaltung 24 führt eine UND-Operation mit der Sequenzstartbefehlsausgabe von der Sequenzstartschaltung 14 und dem Fehlanpassungssignal, das von der Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22 ausgegeben wird, durch, und gibt das resultierende Signal aus. Die ODER-Schaltung 25 führt eine ODER-Operation mit der Ausgabe von der UND-Schaltung 24 und der Ausgabe des Null Vektordetektors 26 aus, und gibt das resultierende Signal aus.
Wenn swn, die Ausgabe von der Schaltbefehlsvektorauswahltabelle 21 entweder sw(0) oder sw(7) ist, gibt der Null Vektordetektor 26 den logischen Wert 1 aus. Wenn swn anders ist als sw(0) oder sw(7), gibt der Null Vektordetektor 26 den logischen Wert 0 aus. Die UND-Schaltung 27 führt eine UND-Operation durch für das Taktsignal, das die Steuerabtastung bestimmt, das von dem Taktgenerator (nicht in dem Diagramm gezeigt) gesendet wird, und der Signalausgabe von der ODER-Schaltung 25. Die Ausgabe von der UND-Schaltung 27 wird als ein Verriegelungstimingsignal an die Verriegelungsschaltungen 23 und 28 gesendet. Die Daten, die in die Verriegelungsschaltung 23 eingegeben werden, sind swn, die Ausgabe von der Schaltbefehlsvektorauswahltabelle 21. Beim Anstieg des Verriegelungstimingsignals verriegelt die Verriegelungsschaltung 23 swn und gibt es als swc aus. Die Daten, die in die Verriegelungsschaltung 28 eingegeben werden, sind swc, die Ausgabe von der Verriegelungsschaltung 23. Die Verriegelungsschaltung 28 verriegelt das Dateneingangssignal gemäß dem Verriegelungstimingsignal und gibt das resultierende Signal swo aus.
Εin Beispiel einer Sequenzstartschaltung (14) ist in 7 gezeigt. In der Figur sind 30UP, 30UN, 30VP, 30WP und 30WN Komparatoren. Von diesen geben 30UP, 30VP und 30WP den logischen Wert 1 aus, wenn das Eingangssignal den vorgeschriebenen positiven Wert überschreitet, und den logischen Wert 0 aus, wenn das Eingangssignal den vorgeschriebenen positiven Wert nicht überschreitet.
Die Komparatoren 30UN, 30VN und 30WN geben den logischen Wert 1 aus, wenn das Eingangssignal negativer ist als das vorgeschriebene negative Signal, und den logischen Wert 0, wenn das Eingangssignal nicht negativer als der vorgeschriebene Wert ist. Δiu, die U- Phasenkomponente des Stromabweichungsvektors Δi, wird an die Komparatoren 30UP und 30UN gesendet, die V-Phasenkomponente Δiv wird an die Komparatoren 30VP und 30VN gesendet; und die W-Phasenkomponente Δiw wird die an die Komparatoren 30WP und 30WN gesendet.
31U, 31V und 31W sind NOT-Schaltungen, die eine negative Logikoperation für ihre Eingangssignale durchführen, dann das resultierende Signal ausgeben. swu, die U-Phasenkomponente von swc, der Schaltbefehl, der von der Schaltsequenzlogikschaltung 13 ausgegeben wird, wird an die NOT-Schaltung 31U gesendet; swv, die V-Phasenkomponente von swc, wird an die NOT-Schaltung 31V gesendet; und sww, die W-Phasenkomponente von swc, wird an die NOT-Schaltung 31W gesendet.
32UP, 32UN, 32VP, 32VN, 32WP und 32WN sind UND-Schaltungen. swu, swv und sww, die jeweils die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenkomponenten des Schaltbefehls swc sind, werden als ein Eingangssignal gesendet, und die Ausgangssignale von den Komparatoren 30UP, 30VP und 30WP werden als das andere Eingangssignal jeweils an die UND-Schaltungen 32UP, 32VP und 32WP gesendet, die dann UND-Operationen durchführen und resultierende Signale ausgeben. Die Ausgaben der Negativlogik-Schaltungen 31U, 31V und 31W werden als Eingangssignal gesendet, und die Ausgangssignale von den Komparatoren 30UN, 30VN und 30WN werden als das andere Eingangssignal jeweils an die UND-Schaltungen 32UN, 32VN und 32WN gesendet, die dann UND-Operationen durchführen und die resultierenden Signale ausgeben. Die ODER-Schaltung 33 führt eine ODER-Operation für die Ausgangssignale von allen von 32UP, 32UN, 32VP, 32VN, 32WP und 32WN durch, und gibt dann das resultierende Signal als das Sequenzstartsignal aus.
Das Folgende ist eine Erklärung des Betriebs der Sequenzstartschaltung 14, die in 7 gezeigt ist.
Δiu, die U-Phasenkomponente des Stromabweichungsvektors Δi und die gleich iu* – iu ist, wird an die Komparatoren 30UP und 30UN gesendet. Wenn |Δiu| < H ist, wobei H die Größe des Komparatorvergleichspegels ist, werden die Ausgangssignale der Komparatoren 30UP und 30UN beiden gleich 0. Die Ausgangssignale von den UND-Schaltungen 32UP und 32UN werden ebenfalls gleich 0. Wenn |Δiv| < H |Δiw| < Hebenfalls gelten, werden die Ausgänge der UND-Schaltungen 32UP, 32UN, 32VP, 32VN, 32WP und 32WN alle 0, so dass das Ausgangssignal von der ODER-Schaltung 33 gleich 0 wird, unabhängig von dem Wert des Schaltbefehls.
Mit anderen Worten, wenn die Größe der Stromabweichung innerhalb des Fehlerbereichs liegt, der durch die Komparatorvergleichspegelgröße H bestimmt wird, ist das Ausgangssignal der Startsequenzschaltung 14 gleich 0.
Wenn |Δiu| > H, dann sind die Ausgangssignale der Komparatoren 30UP und 30UN beide gleich 1. In diesem Fall wird das Ausgangssignal von dem Komparator 30UP gleich 1, und das Ausgangssignal von der UND-Schaltung 32UP wird 1 nur dann, wenn swu gleich 1 ist, und die Sequenzstartschaltung 14 gibt den logischen Wert 1 aus. Selbst wenn das Ausgangssignal von dem Komparator 30UP gleich 1 ist, wenn swu gleich 0 ist, ist das Ausgangssignal von der UND-Schaltung 32UP gleich 0.
Mit anderen Worten, in Phasen, bei denen das positivseitige Element ein ist, wenn der Phasenstrom um H oder mehr größer als der Referenzstrom ist, gibt die Sequenzstartschaltung 14 den logischen Wert 1 aus. In ähnlicher Weise gibt in Phasen, in denen das negativseitige Element ein ist, wenn der Phasenstrom um H oder mehr kleiner als die Referenz ist, gibt die Sequenzstartschaltung 14 den logischen Wert 1 aus. In dem Fall der U-Phase, erfolgt dies durch den Komparator 30UN, die negative Logikschaltung 31U, die UND-Schaltung 32UN und die ODER-Schaltung 33. Das gleiche gilt für die V-Phase und die W-Phase.
Als Ergebnis, nur wenn der Stromfehler den vorgeschriebenen Wert überschreitet und die vorgeschriebene Schaltbedingung erfüllt ist, gibt die Sequenzstartschaltung 14 den logischen Wert 1 aus und startet die Sequenzlogikschaltung 13.
Der erlaubte Fehlerbereich der Sequenzstartschaltung 14, wie in 7 gezeigt, ist in 8 gezeigt. 8 zeigt zwei Dreiecke. Wenn die U-Achsen-, V-Achsen- und W-Achsenkomponenten in einem UVW-Koordinatensystem jeweils u, v und w sind, und dargestellt werden durch (u, v, w), indem der Komparatorvergleichspegel H verwendet wird, sind die Eckpunkte des ersten Dreiecks bei (2H, –H, –H), (–H, 2H, –H) und (–H, 2H, –H), während die des zweiten Dreiecks bei (–2H, H, H), (H, –2H, H) und (H, H, –2H) liegen.
Wenn die Spitze des Stromabweichungsvektors innerhalb des Hexagon, das beiden Dreiecken gemeinsam ist, liegt, sind die Ausgabe aller Komparatoren 30UP bis 30WN in 7 gleich 0, und folglich ist die Ausgabe von der ODER-Schaltung 33 ebenfalls gleich 0. Wenn die Spitze des Stromabweichungsvektors nur innerhalb von einem der zwei Dreiecke liegt, also in einem der sechs kleinen Dreiecke außerhalb des Hexagons, weicht die Ausgabe von der ODER-Schaltung 33 in Übereinstimmung mit der Schaltbedingung ab.
Beispielsweise ist in dem kleinen Dreieck, dessen Eckpunkt (2H, –H, –H), (H, O, –H), (H, –H, O) sind, da die Stromabweichung der U-Phasenkomponente größer als H ist, die Ausgabe des Komparators 30UP gleich 1. In diesem Fall, wenn das Schaltsignal swu gleich 1 ist, ist die Ausgabe von der UND-Schaltung 32UP gleich 1, während, wenn das Schaltsignal swu gleich 0 ist, das Ausgangssignal von der UND-Schaltung 32UP gleich 0 ist, und die Ausgaben aller anderen UND-Schaltungen ebenfalls gleich 0 sind.
Wenn entsprechend das Schaltsignal swu gleich 1 ist, können die kleinen Dreiecke als außerhalb des erlaubten Fehlerbereichs liegend angesehen werden, so dass die Sequenzstartschaltung 14 den logischen Wert 1 ausgibt. Wenn das Schaltsignal swu gleich 0 ist, können die kleinen Dreiecke als innerhalb des erlaubten Fehlerbereichs liegend angesehen werden, so dass die Sequenzstartschaltung 14 den logischen Wert 0 ausgibt.
Durch Verwendung des Schaltsignals, um zu verhindern, dass die Größe des erlaubten Fehlerbereichs sich ändert, kann ein übermäßiges schnelles wiederholtes Ein-/Ausschalten in einem gegebenen Element verhindert werden.
Der Gesamtbetrieb gemäß Ausführungsbeispiel 1, wie in 4 gezeigt, wird unter Bezugnahme auf die 6 und 9 erklärt. 9 zeigt die Betriebswellenformen jedes Teils der Schaltsequenzlogikschaltung 13. In 9 ist (a) das Taktsignal, das an die UND-Schaltung 27 gesendet wird; (b) der Sequenzstartbefehl, der von der Sequenzstartschaltung 14 gesendet wird; (c) das Fehlabgleichungsdetektionssignal, das von der Fehlabgleichungsdetektionsschaltung 22 ausgegeben wird; (d) das Ausgangssignal von der UND-Schaltung 24; (e) das Null Vektordetektionssignal, das von der Null Vektordetektionsschaltung 26 ausgegeben wird; (f) das Ausgangssignal von der ODER-Schaltung 25; (g) das Ausgangssignal von der UND-Schaltung 27; (i) ist gleich swn, das Schaltsignal, das durch die Schaltbefehlsvektorauswahltabelle 21 ausgegeben wird; (j) ist gleich swc, das Schaltsignal, das durch die Verriegelungsschaltung 23 ausgegeben wird, und ultimativ an die Logikschaltung 9 als das PWM-Signal ausgegeben wird; (k) ist gleich swo, das Schaltsignal, das con der Verriegelungsschaltung 28 ausgegeben wird; (u), (v) und (w) sind die jeweiligen U-Phasen-, V-Phasen und W-Phasenkomponenten des Schaltbefehls.
Die Spannung eines Induktionsmotors unter Last des PWM-Wechselrichters, wie in 4 gezeigt, wird ausgedrückt durch die Gleichung (5).
wobei k = 0, 1 .... 7.
Da der Spulenwiderstand R klein ist, kann er ignoriert werden, so dass die Gleichung (5) in die Gleichung (6) umgeformt werden kann.
Da die linke Seite der Gleichung gleich dem Stromdifferential di/dt ist, zeigt diese Gleichung, dass sich der Strom ungefähr in Winkelrichtung des Vektors (v(k) – e) ändert, und dass die Geschwindigkeit der Änderung gleich |(v(k) – e)| ist.
In 9 gibt bis zum Zeitpunkt t1 die Verriegelungsschaltung 23 den Schaltbefehl swc aus, der gleich sw(0) ist und als (j) gezeigt ist. Folglich sind die Schaltelemente SUN, SVN und SWN des Wechselrichters 3 in 4 ein, und der Ausgangsspannungswert v(0) ist gleich 0. In diesem Fall, da das Stromdifferential gleich
ist, ändert sich der Strom nur gemäß der gegenelektromotorischen Kraft.
Die Vektorbeziehungen in diesem Fall sind in 10 gezeigt. Das Hexagon auf der linken Seite ist der Spannungsvektor, der von dem in 5 gezeigten Wechselrichter ausgegeben werden kann. Der gestrichelte Pfeil gibt den gegenelektromotorischen Kraftvektor i an. Der erlaubte Bereichsstern, wie in 8 gezeigt, ist auf der rechten Seite dargestellt. Die Stromreferenz, der Stromvektor und der Spannungsvektor sind zusammen mit dem Ursprung dargestellt. Die Spitze der Stromreferenz i* ist natürlich am Zentrum des Sterns. In diesem Fall sein angenommen, dass der Strom i ein Vektor von dem in Figur gezeigten Typ ist. Da die Stromabweichung Δi ein Vektor ist, der von der Stromvektorspitze zu der Stromreferenzvektorspitze zeigt, ist der Spannungsvektor, dessen Winkel dem Winkel des Stromabweichungsvektors in 10 am nächsten ist, gleich v(4).
Entsprechend wählt die Vektorauswahltabelle in 6 v(4) als swn basierend auf der Tabelle 2, und gibt ihn aus. Da sich der Strom gemäß Gleichung (5) ändert, in 10 hat er die gleiche Größe, wie der gegenelektromotorische Kraftvektor, so dass sich der Strom ändert, wie durch den weißen Pfeil angedeutet, der von der Spitze des gegenelektromotorischen Kraftvektors zum Ursprung zeigt. Der gleiche weiße Pfeil ist gezeigt als von der Stromvektorspitze kommend. Dass sich der Strom in Richtung dieses weißen Pfeils ändert, wenn der Wechselrichter den Spannungsvektor v(0) ausgibt, ist durch die Gleichung (5) gezeigt. Folglich ändert sich der Stromvektor mit der Zeit, wie in 11 gezeigt, und der Ausdruck Δiu < –H kann formuliert werden. Als ein Ergebnis ist die Ausgabe des Komparators 30UN in 7 gleich 1, und da swo gleich 0 ist, ist die Ausgabe der UND-Schaltung 32UN ebenfalls gleich 1, so dass die Schaltsequenzstartschaltung 14 in 4 gleich 1 ausgibt. In 9 ist das Ausgangssignal von der Sequenzstartschaltung 14 als (b) gezeigt, und dessen Timing ist als t1 gezeigt.
Da das Schaltsignal swn gleich sw(4) ist, und das Schaltsignal swc gleich sw(0) ist, da das Ausgangssignal der Fehlanpassungsschaltung 22 vor dem Zeitpunkt t1 gleich dem logischen Wert 1 ist, zum Zeitpunkt t1, wenn die Ausgabe von der Sequenzstartschaltung 14 sich von 0 auf 1 ändert, wird die Ausgabe von der UND-Schaltung 24(d) gleich 1.
Da swn, die Ausgabe von der Vektorauswahltabelle 21, gleich sw(4) ist, ist die Ausgabe von dem Null Vektordetektor 26 gleich 0. Wenn jedoch die Ausgabe von der UND-Schaltung 24 (d) gleich 1 wird, wird auch die Ausgabe von der ODER-Schaltung 25(f) gleich 1.
Zum Zeitpunkt t2 steigt der Takt (a) an, und die Ausgabe von der UND-Schaltung 27(g) wird gleich 1, was die Verriegelungsschaltungen 23 und 28 dazu veranlasst die Daten, die zu diesem Zeitpunkt eingegeben werden, zu verriegeln. Die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 23(j) ändert sich von sw(0) zu sw(4), während sich die Ausgabe von der Verriegelungsschaltung 28 (k) von sw(5) zu sw(4) ändert. Zu diesem Zeitpunkt, wie in 11 gezeigt, gilt für den Stromabweichungsvektor Δi gleich –π/6 < θΔi < π6. Wie in 9 gezeigt (i), fährt die Vektorauswahltabelle 21 fort sw(4) aus der Tabelle 3 auszugeben. Als ein Ergebnis ändert sich die Ausgabe von der Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22 von 1 auf 0, und die Ausgaben von der UND-Schaltung 24, ODER-Schaltung 25 und der UND-Schaltung 27 werden alle 0.
12 zeigt die Vektoren nachdem sich das Schaltsignal swc zum Zeitpunkt t2 zu sw(4) geändert hat. Da die Wechselrichterausgangsspannung gleich v(4) ist, ist die Änderungsrichtung des Stroms die Richtung der Spannung v(4) – e, die durch den weißen Pfeil angegeben ist. Da sich der Strom ändert während er innerhalb des erlaubten Fehlerbereichs verbleibt, ändert sich die Ausgabe von der Schaltsequenzstartschaltung 14(b) von 1 auf 0 bald nach dem Zeitpunkt t2.
Wenn sich der Strom zur Richtung des weißen Pfeils in 12 ändert, dreht der Stromabweichungsvektor Δi im Uhrzeigersinn. Folglich wird der Winkel θΔi, der möglicherweise den Bereich –π/6 < θΔi < π/6 verlässt, größer als –π/6 (gleich 11π/6), und tritt in den Bereich 3π/2 < θΔi < 11π/6 ein. Zum Zeitpunkt t3, wenn θΔi in den Bereich 3π/2 < θΔi < 11π/6 eintritt, gibt die Vektorauswahltabelle 21 das Schaltsignal sw(5) basierend auf der Tabelle 3 aus.
Das Vektordiagramm für diesen Zeitpunkt ist in 13 gezeigt. Wenn die Stromvektorspitze sich entlang der gestrichelten strichpunktierten Linie bewegt, und in dem erlaubten Fehlerbereich die Linien kreuzt, die durch die W-Achsenkomponente angegeben ist, an der nullgestrichelten Linie, ist θΔi < 11π/6. Als ein Ergebnis wird die Ausgabe von der Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22 gleich 1, wie in 9 gezeigt (c).
Wie man jedoch aus der 13 erkennen kann, liegt die Größe des Abweichungsvektors Δi innerhalb des erlaubten Fehlerbereichs, und da das Ausgangssignal von der Sequenzstartschaltung 14(b) gleich 0 ist, bleibt das Ausgangssignal von der UND-Schaltung 24(d) bei 0. Darüber hinaus, da swn, die Ausgabe von der Vektorauswahltabelle 21, gleich sw(5) ist, ist die Ausgabe von der Null Vektordetektionsschaltung 26 ebenfalls gleich 0, so dass die Ausgabe von der ODER-Schaltung 25(f) ebenfalls 0 ist. Folglich bleibt swc, die Ausgabe von der Verriegelungsschaltung 23, das die PWM-Signalausgabe ist, bei sw(4), und die Stromvektorspitze bewegt sich entlang der gestrichelten punktierten Linie, möglicherweise die Linie kreuzend, die durch die U-Achsenkomponente angegeben ist, an der nullgepunkteten Linie.
Das Vektordiagramm für diesen Zeitpunkt ist in 14 gezeigt. Da die Stromvektorspitze die Linie kreuzt, die durch die U-Achsenkomponente bei der nullgestrichelten Linie angegeben ist, tritt der Stromabweichungsvektorwinkel in den Bereich 7π6 < θΔi < 3π/2 ein. Zum Zeitpunkt t4, ändert sich swn, die Ausgabe von der Vektorauswahltabelle 21, von sw(5) zu sw(7) in Übereinstimmung mit der Tabelle 3. Bei der Bewegung in Richtung zu dem Null Vektor wird der Vektor sw(0) oder der Vektor sw(7) durch die Tabelle 3 basierend auf nicht nur dem Wert von swc, der ausgegeben wird, ausgewählt, sondern auch basierend auf dem Wert von swo, der ausgegeben wurde bevor sein Wert auf den von swc geändert wurde. Der Wert von swc, der ausgegeben wird, wird von der Verriegelungsschaltung 23 gesendet, während der Wert von swo, der ausgegeben wurde, bevor sein Wert auf den von swc geändert wurde, von der Verriegelungsschaltung 28 gesendet wird.
Der Grund für die Verwendung des Vorangegangenen swo Werts bei der Null Vektorauswahl in dieser Weise liegt darin, die Schaltsignalbewegung nahe an die Dreieckswellen-Vergleichs-PWM-Bewegungssequenz zu bringen. Die Null Vektorauswahllogik der Tabelle 3 ist im Folgenden erklärt.
Wenn eine Änderung im Zustand von zwei oder von mehreren positivseitigen Elementen des Inverters, die ein sind, zu nur einem, das ein ist, erfolgt, wenn als nächstes zu einem Null Vektor gewechselt wird, wählt die Tabelle 3 ein Signal, das alle positivseitigen Elemente ausschaltet und alle negativseitigen Elemente einschaltet. Mit anderen Worten, die Tabelle 3 wählt sw(0). Umgekehrt, wenn ein Wechsel im Zustand von zwei oder von mehreren negativseitigen Elementen des Wechselrichters, die ein sind, zu nur einem, das ein ist, erfolgt, wenn als nächstes zu einem Null Vektor gewechselt wird, wählt die Tabelle 3 ein Signal, dass alle negativseitigen Elemente aus- und alle positivseitigen Elemente einschaltet. Mit anderen Worten, die Tabelle 3 wählt sw(7).
Unmögliche Änderungen sind in Tabelle 3 weggelassen. Wenn eine Änderung von sw(5), sw(6) oder sw(7) zu sw(4) erfolgt, wird sw(0) ausgewählt, wenn als nächstes zu einem Null Vektor gewechselt wird. sw(4) ist ein Schaltsignal, das ein positivseitiges Element nur des Wechselrichters einschaltet, während sw(5), sw(6) und sw(7) Schaltsignale sind, die zwei oder mehr positivseitige Elemente des Wechselrichters einschalten. Obwohl die Schaltsignale, die zwei oder mehr positivseitige Elemente des Wechselrichters einschalten, ebenfalls sw(3) enthalten, sind die Schaltsignale vor sw(4) aus der Tabelle 3 weggelassen, da der Wechsel von sw(3) zu sw(4) unmöglich ist bei der Verwendung der Logik gemäß Tabelle 3. Gemäß der Tabelle 3 sind nur die Schaltsignale, die in der Lage sind für einen Wechsel von sw(3), sw(1), sw(2) und Null Vektoren. Natürlich kann die Logik auch derart sein, dass sw(3) hinzugefügt wird, und sw(0) ausgewählt wird, bei einem Wechsel zu sw(4) von sw(3), sw(5), sw(6) oder von sw(7), oder wenn als nächstes zu dem Null Vektor gewechselt wird.
Da kein Wechsel von sw(3) zu sw(4) erfolgt, sind Auswahlmöglichkeiten, beispielsweise sw(3) → sw(4) → sw(0) ebenfalls unmöglich. Als ein Ergebnis ändert sich zum Zeitpunkt t4 swn, die Ausgabe der Vektorauswahltabelle 21 von sw(5) zu sw(7), während die Ausgabe von der Null Vektordetektionsschaltung 26(e) sich von 0 auf 1 ändert. Als ein Ergebnis, ungeachtet der Ausgabe von der UND-Schaltung 24(d), ändert sich die Ausgabe von der ODER-Schaltung 25(f) auf 1. Folglich steigt zum Zeitpunkt t5, der Anstiegszeitpunkt des nächsten Taktsignal, die Ausgabe der UND-Schaltung 27(s) ebenfalls an, und die Verriegelungsschaltungen 23 und 28 verriegeln die Eingangsdaten. Die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 23(j) ändert sich von sw(4) zu sw(7), während sich die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 28 (k) von sw(0) zu sw(4) ändert. Da die Ausgabe der Schaltsequenzlogikschaltung 13 das Ausgangssignal der Verriegelungsschaltung 23 ist, ab dem Zeitpunkt t5, wird der Wechselrichter betrieben, indem das Schaltsignal sw(7) verwendet wird.
Ein wichtiges Merkmal des Wechselrichters ist, dass er das Schaltsignal zum Zeitpunkt t5 ändern kann, wenn keine Anfrage von der Sequenzstartschaltung 14 vorliegt. Da der Wechselrichter 3 betrieben wird, indem das Schaltsignal v(7) verwendet wird, und der Ausgangsspannungsvektor folglich sw(7) ist, ändert sich der Strom gemäß der Gleichung V(7) – e = –e
Obwohl die Spitze des Stromvektors i sich entlang der geraden Linie bewegt, die durch die gepunktet gestrichelte Linie in 15 angegeben ist, gibt die Vektorauswahltabelle 21 sw(1) für sehr kurze Zeitperiode aus, und der Stromabweichungsvektor dreht entgegen dem Uhrzeigersinn, und wenn sein Winkel θΔi erneut in dem Bereich 3π/2 < θΔi < 11π/6 zum Zeitpunkt t6 eintritt, wird sw(5) ausgegeben. Obwohl die Ausgabe der Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22(c) bei 1 bis zu diesem Zeitpunkt geblieben ist, da der Sequenzstartbefehl (b) gleich 0 ist, ist die Ausgabe der UND-Schaltung 24 gleich 0, und da das Ausgangssignal des Null Vektordetektors 26 ebenfalls gleich 0 ist, arbeiten die Verriegelungsschaltungen 23 und 28 nicht. Der Strom bewegt sich weiter entlang der geraden Linie, die durch die gepunktet gestrichelte Line in 15 angegeben ist, und erreicht den Stromvektor i, wie zum Zeitpunkt t7 gezeigt. Zum Zeitpunkt t7 verlässt der Strom i den erlaubten Fehlerbereich Δiv > H. Als ein Ergebnis ändert sich die Ausgabe des Komparators 30VP in 7 auf 1.
Darüber hinaus, da der Wechselrichter bis jetzt unter Verwendung des Schaltsignals sw(7) betrieben worden ist, ist das Schaltsignal swv in 7 ebenfalls gleich 1, so dass die Ausgabe von der UND-Schaltung 32VP gleich 1 ist, und die Sequenzstartschaltung 13 gibt 1 als Sequenzstartbefehl (b) über die ODER-Schaltung 33 aus. Die Ausgabe der ODER-Schaltung 25 über die UND-Schaltung 24 wird gleich 1. Beim Anstieg des nächsten Taktimpulses (a) zum Zeitpunkt t8, verriegeln die Verriegelungsschaltungen 23 und 28 die Eingabedaten.
Die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 23(j) ändert sich von sw(7) zu sw(5), während die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 28(k) sich von sw(4) zu sw(7) ändert. Da die Vektorauswahltabelle weiter sw(5) von der Tabelle 3 ausgibt, ändert sich die Ausgabe der Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22(c) von 1 auf 0. Da der Wechselrichter 3 betrieben wird, indem sw(5) verwendet wird, ändert sich der Strom gemäß v(5) – e, und die Stromvektorspitze bewegt sich entlang der gepunktet gestrichelten Linie in 16. Als ein Ergebnis dreht der Stromabweichungsvektor entgegen dem Uhrzeigersinn, sein Winkel zum Zeitpunkt t9 θΔi tritt erneut in den Bereich –π/6 < θΔi < π/6 ein, und die Vektorauswahltabelle 21 gibt sw(4) aus.
Obwohl sich das Ausgangssignal der Fehlanpassungsdetektionsschaltung 21(c) zu 1 ändert, da der Sequenzstartbefehl (b) gleich 0 ist, ist die Ausgabe der UND-Schaltung 24 gleich 0, und die Ausgabe des Null Vektordetektors 26 ebenfalls gleich 0 ist, arbeiten die Verriegelungsschaltungen 23 und 28 nicht. Der Strom bewegt sich weiter entlang der gestrichelt gepunkteten Linie bis er die in 16 gezeigte Stelle erreicht. Zum Zeitpunkt t10, wenn der Stromabweichungsvektorwinkel in den Bereich π/6 < θΔi < π/2 eintritt, ändert die Vektorauswahltabelle 21 die Ausgabe (1) auf sw(0) basierend auf der Tabelle 3.
Da die Ausgabe des Null Vektordetektors 26 1 wird, und die Ausgabe der ODER-Schaltung 25 ebenfalls gleich 1 wird, bei der steigenden Flanke des nächsten Taktimpulses zum Zeitpunkt t11, wird die Ausgabe der UND-Schaltung 27 gleich 1, und die Verriegelungsschaltungen 23 und 28 verriegeln die Eingabedaten zu diesem Zeitpunkt. Die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 23 ändert sich von sw(5) zu sw(0), während sich das Ausgangssignal der Verriegelungsschaltung 28 von sw(7) zu sw(5) ändert. Da die Wechselrichterausgangsspannung gleich v(0) wird, ändert sich der Strom bei v(0) – e und bewegt sich entlang der gepunktet gestrichelten Linie in 17, und die Vektorauswahltabelle 21 gibt sw(6) aus.
Da der Stromabweichungsvektorwinkel θi lediglich innerhalb des Bereichs π/6 < θΔi liegt, kehrt er unmittelbar zu dem Bereich –π/6 < θΔi < π/6 bei der nächsten Stromänderung zurück, und die Vektorauswahltabelle 21 gibt sw(4) aus. Als ein Ergebnis kehrt die Vektorbeziehung zu dem Zustand zurück, der vor dem Zeitpunkt t1 in 9 vorlag. Wenn sich der Strom zu der in 17 gezeigten Stelle ändert, treten zum Zeitpunkt t1 die oben erklärten Änderungen erneut auf.
Der Ort der Spitze des Stromvektors in dem oben genannten Prozess ist in 18 gezeigt. Man sieht, dass bei der vorliegenden Erfindung der Strom gesteuert wird, indem nur ein sehr kleiner Teil des erlaubten Fehlerbereichs verwendet wird. Sobald eine Beziehung zwischen der gegenelektromotorischen Kraft und der Stromabweichung des in 18 gezeigten Typs vorliegt, können nur v(4) und v(5) nachfolgend als Nicht-Null Spannungsvektoren ausgewählt werden.
Da die Wechselrichtersteuerung den Strom in einer derartigen Art und Weise steuert, dass Änderungen des Stroms aufgrund von –e kompensiert werden, wenn Null Spannungsvektoren verwendet werden, sollte sie die Spannungsvektoren ausgeben, die der gegenelektromotorischen Kraft e entsprechen, durch Kombinieren der Nicht-Null Spannungsvektoren, die sie ausgibt. In 18 werden die zwei Spannungsvektoren mit der kleinsten Größe von v(k) – e, nämlich v(4) und v(5) als diese Nicht-Null Spannungsvektoren ausgewählt. Die Kombination dieser zwei Spannungsvektoren hat die kleinste Stromänderungsrate, erwünscht in einem stabilen Zustand.
Darüber hinaus ermöglicht die vorliegende Erfindung, dass der gewünschte Spannungsvektor nur ausgewählt wird ohne Detektion des gegenelektromotorischen Kraftvektors.
19 zeigt die Ergebnisse der Simulation der Stromsteuerung in einem Induktionsmotor in einem stabilen Zustand unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 1. Die obere Zeile in der Figur zeigt die U-Phasen-, V-Phasen und W-Phasenströme des Motors, während die nächste Zeile die Sequenzstartbefehlssignale der Sequenzstartschaltung zeigt.
Die nächsten drei Signale sind die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenschaltsignale swu, swv und sww. Die nächste Zeile zeigt swu – swv, das ein Signal ist, das der Leitungsspannung entspricht. Die Reihe darunter zeigt i*u, iu und eu, die die U-Phasenkomponenten der Stromreferenz, des Stroms und der gegenelektromotorischen Kraft sind. Die untere Zeile zeigt das Drehmoment.
Wie man aus swu – swv in 19 sieht, gibt es keine Gegenimpulse. Obwohl Gegenimpulse manchmal als Ergebnis von Faktoren auftreten, beispielsweise aufgrund von Steuerabtastungen und des Werts eines erlaubten Fehlerbereicheinstellungswerts H, können sie in derartigen Fällen unterdrückt werden, indem die Frequenz des Taktimpulses (a) in 9 angehoben wird. Die Erhöhung der Frequenz des Taktimpulses (a) verkürzt die Zeitperiode während der die Differenz in einem Winkel zwischen dem Spannungsvektor, der ausgegeben wird, und dem Stromabweichungsvektor gleich oder größer als ± 90 Grad ist (in 9, die Zeitperioden zwischen t4 und t5 und zwischen t10 und t11). Mit anderen Worten, eine übermäßige Bewegung wird reduziert. Folglich wird ein Zurückkehren ebenfalls schneller, und die Zeitperiode, während der die Vektorauswahltabelle sw(1) und sw(6) ausgibt, unmittelbar nach jeder Zeitperiode, wird kürzer. Als ein Ergebnis wird die Wahrscheinlichkeit reduziert, dass sw(1) und sw(6) durch die Verriegelungsschaltung 23 verriegelt werden.
In dieser Weise unterdrückt die vorliegende Erfindung Gegenimpulse und reduziert überflüssiges Schalten der herkömmlichen Hystereseband-PWM.
20 zeigt simulierte Wellenformen für den Fall einer plötzlichen Änderung des Strombefehls, wobei der absolute Wert des Drehmoments gleich bleibt, während dessen Vorzeichen geändert wird in Schritten von positiv zu negativ in der Stromsteuerung in einem Induktionsmotor unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 1. Man sieht, dass die Stromsteuerung selbst in einem Übergangszustand wie diesem korrekt durchgeführt wird.
Die Übergangszustände, in denen der Strombefehl sich plötzlich ändert, obwohl eines oder beide folgende Ereignisses auftreten, folgt der Strom schnell dem Befehl.

(1) Die Stromabweichungsgröße kann nicht innerhalb des erlaubten Fehlerbereichs gehalten werden.
(2) Der Stromabweichungsvektorwinkel θΔi ändert sich plötzlich.

In dem Ausführungsbeispiel 1 werden die Vektoren durch die Tabellen 2 und 3 ausgewählt, und da ihre Logik nur einen Wechsel zwischen benachbarten Nicht-Null Spannungsvektoren in der direkten Bewegung zwischen den sechs Nicht-Null Spannungsvektoren, wie in 5 gezeigt, erlaubt, wird eine Unterdrückung der Gegenimpulse in der Leitungsspannung in einem stabilen Zustand erreicht. In Übergangszuständen liegt manchmal das Erfordernis vor für stark getrennte Nicht-Null Spannungsvektoren, die nicht benachbart zu bereits ausgegebenen Nicht-Null Spannungsvektoren sind.
In derartigen Fällen wechselt der Betrieb zuerst zu einem Null Vektor gemäß der Logik, wie in Tabelle 3 gezeigt, und dann wird ein Nicht-Null Spannungsvektor erneut gemäß der Logik, wie in Tabelle 2 gezeigt ausgegeben. Mit anderen Worten, selbst wenn es über einen Null Vektor erfolgt, ist ein Wechsel zwischen allen Nicht-Null Spannungsvektoren, die ausgegeben werden können, erlaubt, wodurch eine schnelle Stromsteuerung in Übergangszuständen ermöglicht wird.
In 20, obwohl sich der Drehmomentwert geradlinig von einem positiven Wert in einen negativen Wert ändert, wird die Geschwindigkeit der Änderung durch die Wechselrichterausgangsspannung die gegenelektromotorische Kraft und die Induktanz bestimmt. Als ein Ergebnis kann eine schnelle Antwort, die mit PI oder anderen Typen von Steuerung nicht möglich ist, erreicht werden, unabhängig von der Modulationsfrequenz. In langsamen Schaltvorrichtungen, beispielsweise GTOs, da der erlaubte Fehlerbereicheinstellungswert H groß sein muss, wird die Stromwelligkeit in einem stabilen Zustand groß. In Übergangszuständen, die beispielsweise eine plötzliche Änderung in der Stromreferenz aufweisen, oder eine Änderung in dem Strom aufgrund einer anderen Störung als durch die Last, kann eine schnelle Antwort erhalten werden, ähnlich der, wenn schnelle Schaltelemente verwendet werden. Dieser Typ von schneller Antwort wird auch durch Verwendung der herkömmlichen Hystereseband-PWM-Steuerung erreicht.
Zusätzlich zu der schnellen Antwort, unter Verwendung der gleichen Steuerlogik, wie für den Übergangszustand, ermöglicht das Ausführungsbeispiel 1 auch eine PWM-Steuerung mit reduzierten Harmonischen-Wellen in einem stabilen Zustand, was bei der herkömmlichen Hystereseband-PWM-Steuerung nicht möglich ist. Darüber hinaus, da keine gegenelektromotorische Kraftinformation erforderlich ist, kann eine PWM-Steuerung erhalten werden, die gegen Rauschen resistent ist.
In dem Ausführungsbeispiel 1, obwohl der gewünschte Spannungsvektor nur in einem stabilen Zustand ausgewählt wird, ist die Anzahl an Schaltungen zum Zeitpunkt der Spannungsvektorbewegung problematisch.
Die Änderung des Schaltsignals swc in 9 ist sw(0) → sw(4) → sw(7) → sw(5) → sw(0). Bei der Bewegung von sw(4) zu sw(7), ändern sich die V-Phasen- und W-Phasenkomponenten des Schaltsignals gleichzeitig von 0 auf 1, während bei einer Bewegung von sw(5) zu sw(0) sich die U-Phasen- und W-Phasenkomponenten des Schaltsignals gleichzeitig von 1 auf 0 ändern. Mit anderen Worten, wenn die Dreieckswellenvergleichs-PWM vorliegt, bei der ein Schalten unter Verwendung von zwei Phasen für die Vektorbewegung durchgeführt wird, wird ein Schaltsignal erzeugt, so dass der Wechseln von sw(0) → sw(4) → sw(5) → sw(7) → sw(5) → sw(4) → sw(0) erfolgt. Bezüglich der Anzahl an Schaltungen ist diese Sequenz die effizienteste zur Reduzierung von Harmonischen-Wellen.
Man sieht aus (i) in 9, dass das Schaltsignal sw(5) von der Spannungsvektorauswahltabelle zum Zeitpunkt t3 ausgegeben wird, wenn dieses Schaltsignal in dem Ausgangssignal in dem Ausgangssignal reflektiert werden kann, dann wird die Vektorbewegung sw(0) → sw(4) → sw(5) möglich.
Die Konfiguration einer modifizierten Version der Schaltsequenzlogikschaltung 13, die verwendet wird, um dies zu erreichen, ist in 21 gezeigt. In der Figur sind 21 bis 24 und 26 bis 28 die gleichen strukturellen Elemente, wie die in der Schaltung, wie in 6 gezeigt. 40 ist ein Null Vektordetektor, 41 eine UND-Schaltung und 25A eine Dreieingangs-ODER-Schaltung. Der Null Spannungsdetektor 40 detektiert, ob die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 28 ein Null Vektor ist. Wenn die Ausgabe ein Null Vektor ist, gibt der Null Vektordetektor 40 eine 1 aus, während der Null Vektordetektor 40 eine 0 ausgibt, wenn die Ausgabe ein Nicht-Null Vektor ist.
Die UND-Schaltung 41 empfängt die Ausgabe von dem Null Vektordetektor 40 und die Ausgabe von der Fehlanpassungsdetektionsschaltung 25. Die ODER-Schaltung 25A empfängt die Ausgabe von der UND-Schaltung 41 zusätzlich zu den gleichen Eingaben, wie die der ODER-Schaltung 25 in 21.
Darüber hinaus wird in dem Ausführungsbeispiel 1 die Tabelle 2 bei der Auswahl von Vektoren von den Null Vektorschaltsignalen sw(0) und sw(7) verwendet. In der Tabelle, da das Schaltsignal nur basierend auf dem Stromabweichungsvektorwinkel ausgewählt wird, wurde eine Bewegung, die ein Zweiphasenschalten erfordert, beispielsweise sw(0) → sw(5) oder sw(7) → sw(4) ebenfalls zugelassen.
Um dies zu vermeiden, wird die im Folgenden gezeigte Tabelle 4 verwendet. Wenn der Schaltbefehl, der ausgegeben wird, gleich sw(0) ist, sind die Schaltbefehle, die für eine Bewegung in der Lage sind, sw(4), sw(2) und sw(1), die in einem nur Einphasenschalten enden, und das Schaltsignal, dessen Winkeldifferenz von dem Stromabweichungsvektor den kleinsten Spannungsvektor aufweist, wird aus diesen drei Schaltsignalen ausgewählt. In der gleichen Art und Weise, wenn der Schaltbefehl, der ausgegeben wird, sw(7) ist, wird das Schaltsignal aus sw(6), sw(3) und sw(5) ausgewählt, was in einem nur Einphasenschalten endet. Für Änderungen von einem anderen als einem Null Vektor wird die Tabelle 3 in der gleichen Art und Weise wie in dem Ausführungsbeispiel 1 verwendet.
TABELLE 4
Das Folgende ist eine Erklärung, die auf einem Betrieb basiert, wenn die Schaltsequenzlogikschaltung in 21 und die Tabelle 4 an Stelle der Tabelle 2 verwendet werden. 22 ist gleich der 9, mit der Ausnahme, dass die Ausgabe von dem Null Vektordetektor 40(m) und die Ausgabe von der UND-Schaltung 41(n) addiert werden, und dass (f) von der Ausgabe der zwei Eingangs-ODER-Schaltungen 25 in die der drei Eingangs-ODER-Schaltung 25A geändert ist.
Die Spannungs-Stromvektorbeziehung, die am linken Rand der 22 gezeigt ist, sei angenommen als die in 23 gezeigt. Der Strom aufgrund der gegenelektromotorischen Kraft ändert sich, und die Vektorbeziehung zum Zeitpunkt t 1 ist die, wie in 24 gezeigt. Gemäß der Logik der Tabelle 2, da der Spannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektor am nächsten ist bis zu diesem Zeitpunkt, gleich v(4) ist, wird sw(4) ausgewählt. In dem Fall gemäß dem Ausführungsbeispiel 2, obwohl das Ergebnis das selbe ist, wird sw(4) basierend auf der Tabelle 4 ausgewählt. Wenn der Spannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektor am nächsten ist, nicht v(4) ist, und selbst wenn er v(5) wäre, da das Schaltsignal gleich sw(0) ist, wird sw(4) ausgewählt. Wenn die Größe des Stromabweichungsvektors den erlaubten Fehlerbereich zum Zeitpunkt t1 überschreitet, wird der Sequenzstartbefehl (b) gesendet.
Wie in dem Ausführungsbeispiel 1, beim nächsten Anstieg des Takts (a) zum Zeitpunkt t2, wird der Verriegelungstimingbefehl (g) über die UND-Schaltung 24, ODER-Schaltung 25A und UND-Schaltung 27 an die Verriegelungsschaltungen 23 und 28 gesendet. Die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 23(j) ändert sich von sw(0) zu sw(4), während sich die Ausgabe von der Verriegelungsschaltung 28(k) von sw(4) zu sw(0) ändert. Der Stromabweichungsvektorwinkel unmittelbar nach dem Zeitpunkt t1 ist genauso, wie er unmittelbar vor dem Zeitpunkt t1 war.
In dem Fall gemäß 24, ist es offensichtlich, dass der Spannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektor am nächsten ist, gleich v(4) ist, so dass die Vektorauswahltabelle 21 weiter die Ausgabe sw(4) gemäß der Tabelle 3 (i) ausgibt. Da swc, die Ausgabe von der Verriegelungsschaltung 23, und die Ausgabe von der Vektorauswahltabelle 21 gleich sind, wird die Ausgabe der Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22(c) gleich 0, während die Ausgabe der UND-Schaltung 24 ebenfalls zu 0 zurückkehrt. Währenddessen wird die Ausgabe des zusätzlichen Null Vektordetektors 40(m) zum Zeitpunkt t11. Da die Ausgabe der Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22 gleich 0 ist, wird jedoch die Ausgabe von der UND-Schaltung 41(n) ebenfalls 0. Folglich sind die Ausgaben von der ODER-Schaltung 25A und der UND-Schaltung 27 ebenfalls gleich 0.
Da die Richtung des Stroms sich ändert zu der in der 25 gezeigten gepunkteten strichpunktierten Linie als Ergebnis des Spannungsvektors v(4) und der gegenelektromotorischen Kraft e, dreht der Stromabweichungsvektor im Uhrzeigersinn. Zum Zeitpunkt t3, wenn θΔi sich von dem Bereich –π/6 zu π/6 in den Bereich 3π/6 zu 11π/6 bewegt, gibt die Vektorauswahltabelle 21 sw(5) gemäß der Tabelle 3 aus.
Als ein Ergebnis ändert sich die Ausgabe von der Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22(c) in 1. Da die Ausgabe des zusätzlichen Null Vektordetektors 40 ab dem Zeitpunkt t2 1 wird, wird die Ausgabe von der UND-Schaltung 41(n) und die Ausgabe von der ODER-Schaltung 25A (f) ebenfalls 1.
Folglich wird beim nächsten Anstieg des Takts (a) zum Zeitpunkt t4 die Ausgabe der UND-Schaltung 27(g) 1, und die Verriegelungsschaltungen 23 und 28 arbeiten.
Die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 23 ändert sich von sw(4) zu sw(5), während die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 28 sich von sw(0) zu sw(4) ändert. Da die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 23 und die Ausgabe der Vektorauswahltabelle 21 beide sw(5) sind, wird die Ausgabe der Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22 gleich 0, und die Ausgabe der ODER-Schaltung 25A(f) und die Ausgabe der UND-Schaltung 27(g) kehren beide zu 0 zurück. Da die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 28 jetzt sw(4) wird, kehrt die Ausgabe des Null Vektordetektors 40(m) ebenfalls zu 0 zurück.
Ab dem Zeitpunkt t4, da sich der Strom entlang der gepunkteten strichpunktierten Linie in 27 ändert, dreht der Stromabweichungsvektor entgegen dem Uhrzeigersinn. Zum Zeitpunkt t5 bewegt sich θΔi von dem Bereich 3π/2 bis 11π/6 zu dem Bereich –π/6 bis π/6, und die Vektorauswahltabelle 21 gibt sw(4) gemäß der Tabelle 3 aus.
Die Zeitperiode zwischen dem Zeitpunkt t3, wenn θΔi sich von dem Bereich –π/6 zu π/6 zu dem Bereich 3π/2 zu 11π/6 bewegt, und dem Zeitpunkt t4, wenn θΔi in dem PWM-Signal reflektiert wurde, ist sehr kurz, nicht einen Zyklus des Takts (a) überschreitend. Folglich, wie erwartet, ist die Zeitperiode zwischen dem Zeitpunkt t4 und dem Zeitpunkt t5, wenn θΔi in den Bereich –π/6 bis π/6 von dem Bereich 3π/2 bis 11π/6 zurückkehrt, ebenfalls sehr kurz. Obwohl in 22 gezeigt, dass θΔi innerhalb eines Taktzyklus in den Bereich –π/6 bis π/6 zurückkehrt, ist die tatsächliche Zeit, die benötigt wird, die Zeitperiode der Verzögerung in der Hauptschaltungsoperationsgeschwindigkeit.
Im Vergleich zu der Zeitperiode vom Zeitpunkt t1 zum Zeitpunkt t17 in 22, die einen PWM-Zyklus darstellt, ist die Zeitperiode vom Zeitpunkt t3 zum Zeitpunkt t5 jedoch sehr kurz. Zum Zeitpunkt t5 gibt die Vektorauswahltabelle 21 sw(4) aus, und die Ausgabe der Fehlanpassungsdetektionsschaltung 22(c) wird 1. Da die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 28 gleich sw(4) ist, ist die Ausgabe des Null Vektordetektors 40 gleich 0, so dass die Ausgaben von der UND-Schaltung 41, der ODER-Schaltung 25A und der UND-Schaltung 27 bei 0 bleiben.
Folglich arbeitet der Wechselrichter unter Verwendung der PWM-Signale weiter basierend auf sw(5), und die Vektorbeziehung zum Zeitpunkt t6 ist die, wie in 28 gezeigt. θΔi bewegt sich von dem Bereich –π/6 bis π/6 zu dem Bereich π/6 bis π/2. Da die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 23 (j) gleich sw(5) ist, und die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 28(k) gleich sw(4) ist, gibt die Vektorauswahltabelle 21 sw(7) aus der Tabelle 3 aus. Da die Ausgabe des Null Vektordetektors 26 gleich 1 wird, wird die Ausgabe der ODER-Schaltung 25A ebenfalls 1, und beim nächsten Anstieg des Takts (a) zum Zeitpunkt t7 wird der Ausgang der UND-Schaltung 27(g) 1. Ein Verriegelungsbefehl wird an die Verriegelungsschaltungen 23 und 28 gesendet. Die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 23 ändert sich von sw(5) zu sw(7), während die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 28 sich von sw(4) zu sw(5) ändert.
Da die Verriegelungsschaltungsausgabe sw(7) jetzt ein Null Vektor geworden ist, wählt die Vektorauswahltabelle 21 den Vektor basierend auf der Tabelle 4 aus. Da θΔi sich geändert hat von weniger als π/6 zu mehr als π/6, in Übereinstimmung mit der Verteilung der Winkel in der Tabelle 4, ist θΔi in dem Bereich π/3 bis 0 enthalten, und da das Signal, das ausgegeben wird, gleich sw(7) ist, wird die Ausgabe der Vektorauswahltabelle gleich sw(6).
Wenn die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 23, also die Ausgabe der Schaltsequenzlogikschaltung 13 ein Null Vektor wird, gibt die Schaltsequenzlogikschaltung 13 weiter einen Null Vektor aus, bis sie einen Startbefehl ((b) in 22) von außen empfängt. Die Vektorbeziehung wird gleich der, wie in 29 gezeigt, mit dem Strom, der sich entlang der gepunkteten strichpunktierten Linie bewegt, und dem Stromabweichungsvektor, der im Uhrzeigersinn dreht, und θΔi, der Stromabweichungsvektorwinkel, kehrt von dem Bereich π/3 bis 0 zu dem Bereich 5π/3 bis 2π zurück.
Als ein Ergebnis, aus der Tabelle 4, ändert sich die Ausgabe der Vektorauswahltabelle von sw(6) zu sw(5). In 22 ist das Timing dieser Änderung als Zeitpunkt t8 gezeigt.
Da die Ausgabe der Schaltsequenzlogikschaltung 13 gleich sw(7) ist, arbeitet die Sequenzstartschaltung 14 nicht, selbst wenn der Strom den hexagonalen Fehlerbereich verlässt, bei einer Bewegung entlang der gepunktet strichpunktierten Linie in 29. Dies liegt daran, dass das U-Phasenschaltsignal bereits 1 geworden ist.
Folglich, da das V-Phasenschaltsignal außerhalb des inversen Dreiecksfehlerbereichs liegt, darüber hinaus zum Zeitpunkt t9, wenn die V-Phasenabweichung den positiven Einstellungswert H überschreitet, gibt die Sequenzstartschaltung 14 ein Startsignal 1 aus. Die Vektorbeziehung zu diesem Zeitpunkt ist in 30 gezeigt. Bei dem Ansteigen des nächsten Taktimpulses zum Zeitpunkt t10, ändert die Ausgabe (j) der Verriegelungsschaltung 23 sich von sw(7) zu sw(5), während sich die Ausgabe der Verriegelungsschaltung 28(k) von sw(5) zu sw(7) ändert.
Da der Betrieb ab dem Zeitpunkt t10 bis zum Zeitpunkt t18 ähnlich dem ab dem Zeitpunkt t2 bis zum Zeitpunkt t10 ist, erfolgt keine erneute Erklärung.
Gemäß dem Vorangegangenen, wie in 22 gezeigt, erfolgt die Vektorbewegung in der Folge sw(0) → sw(4) → sw(5) → sw(7) → sw(5) → sw(4) → sw(0). Die Phasenkomponenten (u), (v) und (w) zeigen, dass das Schalten nur einmal durchgeführt wird, wenn sich der Vektor bewegt.
Da die Vektorbewegung zwischen dem Zeitpunkt t7 und dem Zeitpunkt t10 und der Betrieb der Sequenzstartschaltung 14 leicht in Übereinstimmung mit dem Stromspannungsvektorverhältnis abweichen, ist die Folge sw(0) → sw(4) → sw(5) → sw(7) → sw(6) → sw(4) → sw(0) möglich. In den Phasenkomponenten (u), (v) und (w) besteht immer noch das Bedürfnis nach nur einem Schalten.
Die Ergebnisse des Schaltens der Wellenformen in einem Induktionsmotor unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 2 unter den gleichen Betriebsbedingungen, wie in 19, sind in 31 gezeigt. Obwohl die Anzahl an Schaltungen für jede Phase fast gleich ist, wie in 19, sieht man, dass mehr Impulse in der Leitungsspannung vorliegen. Dies erlaubt ein weiteres Reduzieren der Harmonischen-Wellen.
Wie oben beschrieben, ist es durch Verwendung des Ausführungsbeispiels 2 möglich, nicht nur einen Spannungsvektor mit einer sanften Stromänderung in einem stabilen Zustand auszuwählen, sondern ebenfalls die Harmonischen-Wellen zu reduzieren bei einer weiteren Erhöhung der Anzahl an Impulsen in der Leitungsspannung für die gleiche Anzahl an Schaltvorgängen.
Bis jetzt sind die Ausführungsbeispiele erklärt worden unter Verwendung einer Sequenzstartschaltung 14, die die Schaltsequenz startet, wenn die Stromabweichung den erlaubten Fehler überschreitet. In dieser Weise ändert sich bei der PWM-Steuerung, bei der die Stromabweichung innerhalb eines vorgeschriebenen Bereichs gehalten wird, die Schaltfrequenz gemäß der Drehzahl des Motors.
32 zeigt eine Wellenformsimulation für eine Stromsteuerung unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 2, wenn die Betriebsfrequenz des Induktionsmotors geradlinig von 0 an erhöht wird. Die erlaubte Fehlereinstellung ist die gleiche, wie in 19.
In 32 erkennt man, dass die Schaltfrequenz mit der Motordrehzahl zunimmt. Da die gegenelektromotorische Kraft bei geringen Drehzahlen klein ist, wird die Zeitperiode des Null Vektorbetriebs länger, und die Schaltfrequenz wird kleiner. Folglich tritt gemäß den Ausführungsbeispielen, im Gegensatz zu der herkömmlichen Hystereseband-PWM-Steuerung das Phänomen der ungewöhnlichen Zunahme der Schaltfrequenzen nicht auf. Obwohl die Schaltfrequenz bei geringen Drehzahlen fällt, und der Betrieb der Elemente abnimmt, sind große Änderungen in der Schaltfrequenz genauso unerwünscht aufgrund von Rauschen.
Die Sequenzstartschaltung 14 in 33 ist ein Beispiel einer Sequenzstartschaltung, die erforderlich ist, um eine PWM-Steuerung bei einer fast festen Schaltfrequenz durchzuführen. In 33 ist 50 ein Zähler, 51 ist ein Komparator, 52 ist ein Zykluseinstellungswert, 53 ist eine UND-Schaltung und 54 ist eine Null Vektordetektionsschaltung.
Das Folgende ist eine Erklärung des Betriebs der Sequenzstartschaltung 14 in 33 basierend auf dem Operationserklärungsdiagramm in 34.
Ein Hochgeschwindigkeitstaktsignal von einem externen Taktgenerator, nicht in 33 gezeigt, wird an den Zähler 50 gesendet, der die Signale zählt und ihren Wert ausgibt. Die Sägezahnwellenform in 34(a) zeigt die Zunahme in dem Zählwert in analoger Form. Der Komparator 51 vergleicht die Ausgabe des Zählers 50 mit dem Zykluseinstellungswert 52. Der Zykluseinstellungswert ist ebenfalls in 24(a) gezeigt.
Wenn die Ausgabe des Zählers 50 gleich oder größer als der Zykluseinstellungswert 52 ist, gibt der Komparator 51 den logischen Wert 1 aus, wie in 34(b) gezeigt. Die Komparatorausgabe (b) wird in der UND-Schaltung 53 mit der Ausgabe des Null Vektordetektors 54 verglichen. Das Schaltsignal swc, das von der Schaltsequenzlogikschaltung 13 ausgegeben wird, wird in den Null Vektordetektor 54 eingegeben, und wenn dessen Wert gleich sw(7) oder sw(9) ist, wird der logische Wert 1 ausgegeben.
Die strukturellen Elemente des Schaltsignals swc, also die Schaltsignale jeder Phase, sind gezeigt als (u), (v) und (w) in 34. Wenn die Signale (u), (v) und (w) alle 0 oder alle 1 sind, gibt der Null Vektordetektor 54 den logischen Wert 1 aus, gezeigt als (d) in 34. (e) in 34 ist die Ausgabe der UND-Schaltung 53, die an den Zähler 50 als ein Zählwertrücksetzsignal gesendet wird.
Als ein Ergebnis sendet die Sequenzstartschaltung 14 ein Sequenzstartsignal im Allgemeinen mit einem festen Zyklus, um die Schaltsequenzlogikschaltung 13 zu schalten. Bei Empfang dieses Startsignals wechselt die Schaltsequenzlogikschaltung 13 von einem Null Vektor zu einem Nicht-Null Vektor, führt einen weiteren Wechsel nur zwischen Nicht-Null Vektoren durch, und beendet letztendlich eine Reihe von Sequenzen durch Wechseln der Null Vektoren, kontinuierliches Ausgeben der Null-Vektoren bis das nächste Sequenzstartsignal empfangen wird. Der Grund für das Durchführen des Wechselns zwischen Nicht-Null Vektoren einmal nur in der Schaltsequenzlogikschaltung, wie in 21 gezeigt, liegt darin, dass swo, das Schaltsignal, das zuvor ausgegeben wurde, ein Null Vektor ist, und wenn swc, das Schaltsignal, das auszugeben ist, von swn verschieden ist, die Ausgabe der Vektorauswahltabelle 21, die Konfiguration in der Lage ist, die Vektorverschiebungen durchzuführen, selbst wenn kein Sequenzstartsignal von außerhalb empfangen wird.
Da die Sequenzstartschaltung 14 ein Startsignal erzeugt durch Durchführen einer UND-Operation mit dem Ausgangssignal der Null Vektordetektionsschaltung 54 und dem Ausgangssignal des Komparators 51, gibt sie nicht das Sequenzstartsignal aus, solange die Schaltsequenzlogikschaltung 13 einen Null Vektor ausgibt, also bis eine Schaltsequenz beendet ist, selbst wenn eine Zeitperiode vergangen ist, die länger als der eingestellte Zyklus ist.
Als ein Ergebnis liegt die Schaltfrequenz etwas hinter dem eingestellten Zyklus, und die Frequenz weicht leicht ab. Obwohl, mit der Ausnahme der UND-Schaltung 53 und der Null Vektordetektionsschaltung 54, Schaltstartsignale in präzisen festen Zyklen ausgegeben werden, wenn ein Startsignal gesendet wird, bevor die Schaltsequenz beendet ist, erfolgt ein Schalten zwischen Nicht-Null Vektoren, und die Schaltbewegungssequenz wird fehlgesteuert. Selbst wenn eine Zeitperiode länger als der eingestellte Zyklus verstreicht, gibt die Sequenzstartschaltung 14 ebenfalls kein Sequenzstartsignal aus, bis die Schaltsequenzlogikschaltung 13 einen Null Vektor ausgibt, also bis eine Schaltsequenz beendet ist. In dieser Weise, unabhängig von dem eingestellten Zyklus der Sequenzstartschaltung 14, ist es für die Schaltsequenzlogikschaltung möglich, Impulse auszugeben, deren Breite nur die ist, die für die Stromreferenz erforderlich ist, und für plötzliche Änderungen der Störung, beispielsweise, wodurch eine schnelle vorübergehende Antwort möglich wird.
Wie man aus 34 erkennt, ist die Schaltfrequenz invers zu fast dem doppelten Wert des eingestellten Zyklus 52. Die Wellenformsimulation für einen Betrieb des Motors unter den gleichen Bedingungen, wie in 32 gezeigt, ist in 35 gezeigt. Die Schaltfrequenz wird fast konstant gehalten.
Wie oben beschrieben, unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 3, da eine feste Modulationsfrequenz-PWM-Steuerung in einem stabilen Zustand durchgeführt wird, ist es möglich, in einem Wechselrichter, der sehr schnelle Schaltelemente verwendet, nicht nur zu verhindern, dass die Schaltfrequenz in den vernehmbaren Bereich fällt, sondern auch Änderungen im nachteiligen Rauschen zu eliminieren, wenn sehr langsame Schaltelemente verwendet werden. Darüber hinaus können Schaltverluste der Hauptelemente des Wechselrichters einfach bestimmt werden, was zu einem einfacheren Design führt. Darüber hinaus ist das Einstellen sehr einfach, da die Schaltfrequenz gesetzt wird, indem die Vergleichspegeleinstellung des Komparators verwendet wird, der den Zählwert des Zyklusmesszählers vergleicht.
Eine Simulation der Wellenformen unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 3 (35) zeigt, dass die Stromschwankung klein ist, wenn die Motorbetriebsfrequenz klein ist, und dass die Stromschwankung in der Leitung mit zunehmender Motorfrequenz zunimmt. Selbst jetzt wird immer noch eine asynchrone PWM bei geringen Betriebsfrequenzen verwendet, mit einer Steuerung, die sich zu einer synchronen PWM ändert, wenn die Betriebsfrequenz zunimmt.
Bei der Festmodulationsfrequenz-PWM-Steuerung, wenn die Motorbetriebsfrequenz zunimmt, erhöht sich die gegenelektromotorische Kraft, und die Stromänderung aufgrund der gegenelektromotorischen Kraft in der Null Spannungsvektorausgabe nimmt ebenfalls zu. Das Phänomen einer Stromwelligkeitszunahme tritt auf, während die Anzahl an Schaltungen in einem Zyklus der Betriebsfrequenz abnimmt. Bei dem asynchronen Modus, da sich die Stromwellenform vorübergehend ändert, bei hohen Drehzahlen, wenn die gegenelektromotorische Kraft Störung zunimmt, und die Möglichkeit der Steuerung abnimmt, verschlechtert sich die Stromwellenformstabilität erheblich. Aus diesem Grund ändert sich der Betrieb zu einer synchronen PWM-Steuerung. Bei der synchronen PWM-Steuerung wird die Stromwellenformstabilität aufrechterhalten durch wiederholtes Ausgeben der gleichen Spannungswellenform, obwohl die Stromwelligkeit größer wird. Bei den herkömmlichen Verfahren, da die größten der Fundamentalen-Welle und der Harmonischen-Wellenkomponenten der Spannung sich plötzlich ändern, bei einer Änderung von der asynchronen PWM-Steuerung zu der synchronen PWM-Steuerung, verbleibt das Problem großer Übergangsströme.
Ausführungsbeispiel 4 ist ein Beispiel, bei dem die asynchrone PWM-Steuerung unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 3 und die PWM-Steuerung mit einem festen erlaubten Fehler unter Verwendung des Ausführungsbeispiels 2 beide möglich sind, indem das Schaltsequenzstartsignal an die Schaltsequenzlogikschaltung zusammen mit den Schaltsequenzstartsignalen in der ODER-Bedingung der Sequenzstartschaltung, wie in dem Ausführungsbeispiel 3 gezeigt, und in der Sequenzstartschaltung, wie in dem Ausführungsbeispiel 2 gezeigt, gesendet wird. Bei geringen Drehzahlen erfolgt eine PWM-Steuerung mit fester Modulationsfrequenz, wie in dem Ausführungsbeispiel 3, wodurch die Stromabweichung innerhalb des erlaubten Fehlerbereichs gehalten wird. Wenn die Drehzahl zunimmt, erhöht sich bei der Festmodulationsfrequenzsteuerung die Stromabweichung. Wenn die Stromabweichung über einem erlaubten Fehler liegt, wird die PWM-Steuerung basierend auf dem Ausführungsbeispiel 2 durchgeführt.
In dem Ausführungsbeispiel 4 enthält die Schaltsteuerung gleichzeitig eine Stromsteuerung und eine PWM-Steuerung, und da der Übergang von der Festmodulationsfrequenzsteuerung zu der Steuerung mit festem erlaubten Fehler erfolgt durch Steuerung der Größe der Stromabweichung, nimmt das Stoßproblem, das während des Zeitpunkts des Wechsels auftritt, zu. In der Tat tritt bei einer Aufrechterhaltung eines Drehzahlbereichs, bei dem beide Ausgänge in einer ODER-Bedingung sind, wie bis jetzt, der Übergang nicht plötzlich bei einer bestimmten Drehzahl auf.
Einfach gesprochen, obwohl in dem Ausführungsbeispiel 2 und in dem Ausführungsbeispiel 3 die Änderung durchgeführt wird, indem ein Verfahren verwendet wird, bei dem eine Schaltsequenzstartsignal in der ODER-Bedingung der Ausgabe der Schaltsequenzschaltung 14 gesendet wird, in dem Drehzahlbereich, bei dem der Betrieb mit beiden Ausgabe in der ODER-Bedingung durchgeführt wird, nimmt die Anzahl an Impulsen zu. Um dies zu verhindern, muss eine kleine Modifikation der Sequenzstartschaltung 14 in dem Ausführungsbeispiel 3 durchgeführt werden. Dies unter Berücksichtigung, zeigt 36 ein Beispiel einer Sequenzstartschaltung für den Betrieb mit einer Steuerung festen erlaubten Fehlers in der ODER-Bedingung.
Die Sequenzstartschaltung 14(A) für die asynchrone PWM-Steuerung, wie in 36 gezeigt, weicht von der in 33 gezeigten Sequenzstartschaltung dadurch ab, dass eine Ausfalldetektionsschaltung 55 hinzugefügt ist, und dass die Ausgabe der Ausfalldetektionsschaltung 55 als ein Zurücksetzsignal an den Zähler 50 gesendet wird. Die Ausfalldetektionsschaltung 55 erzeugt einen einmaligen Impuls, wenn sich die Ausgabe der Null Vektordetektionsschaltung 54 von 1 auf 0 ändert. Folglich, da der Wert des Schaltsignals swc entweder sw(0) oder sw(7) ist, wird ein einmaliger Impuls erzeugt, wenn sich der Wert auf einen anderen als diese zwei ändert, wodurch der Zählwert des Zählers 50 auf 0 zurückgesetzt wird. Eine ODER-Operation wird durch die ODER-Schaltung 56 durchgeführt mit dem Ausgangssignal der UND-Schaltung 53 und der logischen Summe der Sequenzstartschaltung 14, und das resultierende Signal wird an die Schaltsequenzlogikschaltung 13 gesendet.
Durch Konfigurieren einer Schaltung, beispielsweise der Sequenzstartschaltung 14(A), kann die Schaltsequenzlogikschaltung 13 dazu gebracht werden gemäß dem Sequenzstartsignal zu arbeiten, das von der Sequenzstartschaltung 14 ausgegeben wird, um eine Schaltsteuerung mit festem erlaubten Fehler durchzuführen. Selbst wenn sich das Schaltsignal von einem Null Vektor in einen Nicht-Null Vektor ändert, wird der Zähler zurückgesetzt. Folglich wird unabhängig davon, ob der Sequenzstart für die Steuerung mit festem erlaubten Fehler oder für die Steuerung mit fester Modulationsfrequenz ist, die Zeit, die erforderlich ist, um von dem vorgeschriebenen Null Vektor zu dem Nicht-Null Vektor zu wechseln, durch den Zähler 50 gemessen. Folglich kann bei beiden Typen des Sequenzstarts eine Erhöhung der Anzahl der Impulse in dem Drehzahlbereich verhindert werden, in welchem die Schaltsequenzlogikschaltung 13 arbeitet.
Als ein Ergebnis kann die PWM-Steuerung mit fester Modulationsfrequenz bei geringen Motordrehzahlen verwendet werden, und die PWM-Steuerung mit festem erlaubten Fehler kann bei hohen Drehzahlen verwendet werden. Bei der Verwendung der PWM-Steuerung mit festem erlaubten Fehler nimmt die Drehzahl zu, und ein weitere Betrieb ist möglich, bis der Recht-eckwellenmodus erreicht ist.
37 zeigt die Simulation einer Wellenform bei einer Drehzahl unmittelbar unterhalb der, bei der der Betrieb in den Rechteckwellenmodus eintritt. Die Wellenform ist ähnlich der eines synchronen PWM-Signals. In dem Ausführungsbeispiel 1 und dem Ausführungsbeispiel 2 der vorliegenden Erfindung kann dieser Typ von Wellenform jeweils erhalten werden, indem die Größe des erlaubten Fehlers reduziert wird. Eine derartige Wellenform kann auch in einer herkömmlichen Hystereseband-PWM-Steuerung gewonnen werden, indem das Hystereseband kleiner gemacht wird. In der herkömmlichen Hystereseband-PWM-Steuerung wird jedoch die Schaltfrequenz sehr hoch bei geringen Drehzahlen, so dass es schwierig ist das Hystereseband klein genug zu machen, um eine stabile Stromwellenform bei Drehzahlen nahe dem Rechteckwellenmodus zu erhalten.
In dem Ausführungsbeispiel 4 der vorliegenden Erfindung kann der erlaubte Fehlereinstellungswert reduziert werden, indem bei einer geringen Drehzahl zu der Steuerung mit fester Modulationsfrequenz gewechselt wird, und bei einer hohen Drehzahl zu der Steuerung mit festem erlaubten Fehler, wodurch eine Wellenform ermöglicht wird, die ähnlich der der synchronen PWM-Steuerung ist.
Bei Drehzahlen nahe dem Rechteckwellenbereich, wie bei diesen, selbst mit der vorliegenden Erfindung, kann der tatsächliche Strom, der in der Wechselrichterschaltung fließt, nicht derart gesteuert werden, dass er gleich der Stromreferenz ist. Selbst bei der in der Vergangenheit häufig verwendeten dq-Wellenstromsteuerung + Dreieckwellenvergleichs-PWM-Steuerung, ist eine Stromsteuerung in diesem Bereich nicht möglich, der Grund hierfür liegt darin, dass die Gleichstromspannung des Wechselrichters nicht ausreichend ist zur Steuerung des Stroms, so dass der Strom nicht länger dem wirklichen Strom folgen kann. Bei der dq-Wellenstromsteuerung + Dreieckwellenvergleichs-PWM-Steuerung, wird die Stromsteuerverstärkung in diesem Bereich gesättigt, wodurch eine Stromsteuerung und natürlich Pulsbreitensteuerung unmöglich wird. Im Gegensatz dazu, obwohl der Strom weit hinter der Stromreferenz liegt, und folglich nicht mit dem gleichen Level gesteuert werden kann, steuert die vorliegenden Erfindung, wo immer möglich, den Strom, indem die Abweichung kleiner gemacht wird. Als ein Ergebnis, wenn die Stromreferenz geändert wird, ändert sich die Stromwellenform in der gleichen Weise, wodurch eine kontinuierliche PWM-Steuerung bis zu dem Rechteckwellenbereich möglich wird.
Die Stromsteuerantwort in dem Bereich der Drehzahlen, bei denen eine Struktursteuerung möglich ist, im Gegensatz zum Ausführungsbeispiel 3, hat das Ausführungsbeispiel 4 keine Verzögerungszeitperiode. Dies liegt daran, dass selbst wenn eine Festfrequenzsteuerung bei geringen Drehzahlen durchgeführt wird, die Sequenzstartschaltung für die Steuerung mit festem erlaubten Fehler unmittelbar zu Zeitpunkten arbeitet, beispielsweise bei stufenweisen Änderungen der Stromreferenz.
Folglich, wie oben erklärt, wird in dem Ausführungsbeispiel 4 eine Steuerung mit fester Modulationsfrequenz bei niedrigen Drehzahlen durchgeführt, während eine Steuerung mit einem festen erlaubten Fehler bei hohen Drehzahlen durchgeführt wird, um so eine Steuerung über einen breiten Wechselrichterbetriebsbereich zu ermöglichen, indem die gleiche Steuerlogik verwendet wird. Die Steuerung mit festem erlaubten Fehler kann kontinuierlich für die PWM-Steuerung verwendet werden, bis der Rechteckwellenbereich erreicht ist, während bei Drehzahlen, die etwas niedriger liegen, als der Rechteckwellenbereich, eine Spannungswellenform gewonnen werden kann, die ähnlich der für die synchrone PWM-Steuerung ist, wodurch ein stabiler Betrieb in derartigen Bereichen ermöglicht wird. Es ist auch möglich zwischen dem Steuerungsbereich mit fester Modulationsfrequenz und dem Bereich mit festem erlaubten Fehler ohne Stoß zu wechseln. Die Erfindung kann folglich in Anwendungen verwendet werden, die einen breiten Betriebsfrequenzbereich erfordern, der sich von Null bis zu der Rechteckwellenform erstreckt, Beispiele hierfür sind Desktop-Rechenmaschinen und elektrische Fahrzeuge.
Die Modulationsfrequenz kann auch gesteuert werden, indem der Wert des erlaubten Fehlers der Sequenzstartschaltung mit festem erlaubten Fehler gemäß der Erfindung sich in Übereinstimmung mit den Motorbetriebsbedingungen ändert. Im Gegensatz zu dem herkömmlichen Hystereseband-PWM, gibt es bei der Erfindung keine plötzlichen Änderungen der Modulationsfrequenz, die einfach durch Verwendung des erlaubten Fehlereinstellungswerts gesteuert werden kann.
Obwohl die Erfindung bis hierher als ein Verfahren zum Steuern von Motorlasten vorgeschlagen wurde, kann sie auch für andere Lasten verwendet werden. Ein Beispiel einer derartigen Anwendung ist ein Wechselrichter für eine unterbrechungsfreie Energieversorgungseinrichtung (UPS). Der Wechselrichterausgang in einer derartigen Einrichtung hat einen LC-Filter, und die gegenelektromotorische Kraft in diesem Beispiel kann betrachtet werden als der Kapazitätsspannung des Filters an der Wechselrichterausgangsstufe entsprechend. Ein Problem in UPS-Einrichtungen ist die Spannungsänderung aufgrund der Hochgeschwindigkeitslaststörung, wenn die Gleichrichterlast angelegt wird, und eine Hochgeschwindigkeitsstromsteuerung ist als eine Minor-Loop Spannungssteuerung erwünscht, um den Spannungsstörfaktor zu reduzieren. Die vorliegende Erfindung erlaubt eine sehr schnelle Stromantwort, und folglich eine UPS-Einrichtung mit einem kleinen Spannungsstörfaktor.
Wie oben beschrieben, haben die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung die folgenden Wirkungen.

(1) Eine sehr schnelle Stromantwort äquivalent zu der Hystereseband-PWM-Steuerung ist möglich, und darüber hinaus in einem stabilen Zustand, können Harmonische-Wellen reduziert werden, indem nur Spannungsvektoren mit einer sanften Stromänderung ausgewählt werden.
(2) Eine schnelle Stromantwort ist selbst dann möglich, selbst wenn langsame Schaltelemente, beispielsweise GTOs, verwendet werden. Die Hochgeschwindigkeitsstromsteuerung, die durch die vorliegende Erfindung ermöglicht wird, ist direkt mit der Drehmomentantwort in derartigen Anwendungen in Verbindung, beispielsweise in wechselstromvariablen Antrieben für Servomotoren, und für Hauptrollwalzmaschinen, die bei der Stahlproduktion verwendet werden, und die Funktionen dieser Maschinen werden verbessert.
(3) Da die Schaltsequenzlogik nur basierend auf dem Stromabweichungsvektorwinkel durchgeführt wird, können verschiedene Typen von PWM-Steuerungen, einschließlich der Festmodulationsfrequenz-PWM-Steuerung und der PWM-Steuerung mit festem erlaubten Fehler, durchgeführt werden, indem die gleiche Schaltsequenzlogik verwendet wird, indem die Konfiguration der Schaltstartschaltung geändert wird.
(4) Da die Schaltsteuerung basierend auf dem Stromabweichungsvektorwinkel durchgeführt wird und basierend auf der eigenen Schaltsignalhistorie, ohne das Erfordernis nach einer gegenelektromotorischen Kraftinformation, kann die Erfindung in Motoren verwendet werden, deren gegenelektromotorische Kraft nicht bekannt ist, sowie in Spannungs-PWM-Wechselrichtern, beispielsweise in einer UPS-Einrichtung.
(5) In dem Fall der dq-Wellenstromsteuerung + Dreieckwellenvergleichs-PWM-Steuerung, ist kein Stromsteuerschaltungs-PI-Gewinn erforderlich, oder verschiedene andere Formen der Kompensation, wie etwa der gegenelektromotorischen Kraftkompensationssteuerung, um die Wirkung der gegenelektromotorischen Kraftstörung zu elimentieren, eine nicht interaktive Steuerung, um wechselseitige Interferenzen der dq-Wellen zu verhindern, oder Totzeitkompensation, um die PWM-Störung aufgrund der Verzögerung zu kompensieren, um einen Kurzschlussfehler in den Wechselrichterschaltelementen zu verhindern.

Wie oben beschrieben, ohne Verwendung der gegenelektromotorischen Kraftvektorpositionsinformation, liefert die vorliegende Erfindung eine Wechselrichtersteuerung, die in der Lage ist PWM-Signale zu gewinnen, die in der Lage sind eine Harmonischen-Steuerung sowie eine schnelle Stromsteuerantwort zu liefern, und PWM-Signale, deren Schaltfrequenz nicht groß abweicht.
Offensichtlich sind verschiedenen weitere Modifikationen und Änderungen der vorliegenden Erfindung im Licht der oben genannten Lehren möglich. Es ist folglich beabsichtigt, dass innerhalb des Schutzbereichs der beigefügten Ansprüche die Erfindung in der Praxis angepasst werden kann, in einer anderen Art und Weise, wie oben beschrieben.

Claims

Wechselrichtersteuerung zum Halten eines Ausgangsstroms eines Wechselrichters, der selbstabschaltende Schaltvorrichtungen aufweist, um einem Strombefehl zu folgen, wobei die Wechselrichtersteuerung enthält: eine Abweichungsarithmetikschaltung (11) zum Berechnen einer Abweichung zwischen den Strombefehlen und dem Ausgangsstrom; eine Vektorwinkelarithmetikschaltung (12) zum Berechnen eines Abweichungsstromvektorwinkels basierend auf einer Abweichung von der Abweichungsarithmetikschaltung; und eine Schaltsequenzlogikschaltung (13) zum Erzeugen einer Schaltsequenz, so dass die Schaltsignale ausgewählt werden basierend auf dem Abweichungsstromvektorwinkel, der von der Vektorwinkelarithmetikschaltung (12) berechnet worden ist, und einem Schaltsignal, das von der Schaltsequenzlogikschaltung (13) selbst ausgegeben wird, oder basierend auf dem Abweichungsstromvektorwinkel und dem Schaltsignal, das von der Schaltsequenzlogikschaltung (12) selbst ausgegeben wird und dem vorher ausgegebenen Schaltsignal, wobei die Wechselrichtersteuerung die selbstabschaltenden Schaltvorrichtungen basierend auf den Schaltsignalen steuert, die von der Schaltsequenzlogikschaltung (13) ausgegeben werden.
Wechselrichtersteuerung nach Anspruch 1, wobei die Schaltsequenzlogikschaltung (13) zum Erzeugen einer Schaltsequenz, die (1) die Schaltsequenzlogik (9) veranlasst Schaltsignale auszuwählen, deren Ausgangsspannungsvektorwinkel dem Abweichungsstromvektorwinkel am nächsten ist, bei einem Wechsel von einem Schaltsignal, bei welchem eine Ausgangsspannung des Wechselrichters ein Null Spannungsvektor ist, zu einem Schaltsignal, bei welchem eine Ausgangsspannung des Wechselrichters ein nicht null Vektor ist, (2) während eines Wechsels von dem Schaltsignal, bei dem die Ausgangsspannung des Wechselrichters ein nicht Null Spannungsvektor ist, (2-1) die Schaltsequenzlogikschaltung veranlasst ein Schaltsignal, das ausgegeben wird, zu halten, wenn der nicht Null Spannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, ein nicht Null Spannungsvektor ist, der ausgegeben wird, (2-2) die Schaltsequenzlogikschaltung veranlasst ein Schaltsignal auszuwählen, welches ein benachbarter nicht Null Spannungsvektor ist, wenn der nicht Null Spannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, der nicht Null Spannungsvektor benachbart zu dem nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, ist, und (2-3) die Schaltsequenzlogikschaltung veranlasst ein Schaltsignal auszuwählen, welches ein Null Spannungsvektor ist, wenn der nicht Null Spannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, weder ein nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, ist, noch ein nicht Null Spannungsvektor benachbart zu dem nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird; ist.
Wechselrichtersteuerung nach Anspruch 1, wobei die Schaltsequenzlogikschaltung zum Erzeugen einer Schaltsequenz, die (1) die Schaltsequenzlogikschaltung veranlasst ein Schaltsignal auszuwählen, das ein nicht Null Spannungsvektor ist, dessen Winkel einem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, aus nicht Null Spannungsvektoren, die durch Schalten nur einer Phase eines Schaltsignals, das ausgegeben wird, geändert werden können, bei einem Wechsel von einem Schaltsignal, bei welchem eine Ausgangsspannung des Wechselrichters ein Null Spannungsvektor ist, zu einem Schaltsignal, bei welchem die Ausgangsspannung des Wechselrichters ein nicht Null Spannungsvektor ist, (2) während der Änderung eines Schaltsignals, bei welchem die Ausgangsspannung des Wechselrichters ein nicht Null Spannungsvektor ist, (2-1) die Schaltsequenzlogikschaltung veranlasst ein Schaltsignal, das ausgegeben wird, zu halten, wenn der nicht Null Spannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, ein nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, ist, (2-2) die Schaltsequenzlogikschaltung veranlasst ein Schaltsignal auszuwählen, das ein benachbarter nicht Null Spannungsvektor ist, wenn der nicht Null Spannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, ein nicht Null Spannungsvektor benachbart zu dem nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, ist, und wenn der nicht Null Spannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, weder ein nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, noch ein nicht Null Spannungsvektor benachbart zu dem nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, ist, (2-3-1) die Schaltsequenzlogikschaltung veranlasst ein Schaltsignal auszuwählen, wobei alle Phasen der Selbstabschaltschaltvorrichtungen auf der negativen Seite ein werden, wenn ein Schalten, das in irgendeiner Phase durchgeführt wird, um von einem Vektor vor einem Wechsel zu einem nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, zu einem nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, überzugehen, von Selbstabschaltschaltvorrichtungen auf der positiven Seite ein zu Selbstabschaltschaltvorrichtungen auf der negativen Seite ein erfolgt, und (2-3-2) die Schaltsequenzlogikschaltung veranlasst ein Schaltsignal auszuwählen, wobei alle Phasen der Selbstabschaltschaltvonichtungen auf der positiven Seite ein werden, wenn ein Schalten, das irgendeiner Phase durchgeführt wird, um von einem Vektor vor dem Wechsel zu einem nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, zu einem nicht Null Spannungsvektor überzugehen, der ausgegeben wird, von Selbstabschaltschaltvorrichtungen auf der negativen Seite ein zu Selbstabschaltschaltvorrichtungen auf der positiven Seite ein erfolgt.
Wechselrichtersteuerung nach Anspruch 1, enthaltend: eine Sequenzstartschaltung (14) zum Erzeugen von Sequenzstartsignalen für die Schaltsequenzlogikschaltung (13) bei Bedingungen, die andere sind als der Abweichungsstromvektorwinkel.
Wechselrichtersteuerung nach Anspruch 4, wobei die Schaltsequenzlogikschaltung (13) beim Empfang eines Sequenzstartsignals zum Auswählen und Ausgeben von Schaltsignalen, bei welchen eine Wechselrichterausgangsspannung ein nicht Null Spannungsvektor ist, dessen Winkel einem Abweichungsstromvektorwinkel am nächsten ist, und der, wenn der Abweichungsstromvektorwinkel dem Spannungsvektor, der ausgegeben werden kann, am nächsten ist, weder der Wechselrichterausgangsspannungsvektor ist aufgrund des Schaltsignals, das ausgegeben wird, noch ein Spannungsvektor, der ausgegeben werden kann, der benachbart zu dem Spannungsvektor ist, eine Schaltsequenz erzeugt, um zu einem Schaltsignal überzugehen, dessen Ausgangsspannungsvektorgröße auf Null gebildet worden ist, selbst wenn das Sequenzstartsignal nicht empfangen worden ist; eine Sequenzstartschaltung (14) zum Erzeugen von Sequenzstartsignalen basierend auf der Größe der Abweichung zwischen dem Wechselrichterausgangsstrom und der Stromreferenz, und dem Schaltsignal, das ausgegeben wird, die Wechselrichtersteuerung die Selbstabschaltschaltvorrichtungen steuert basierend auf den Schaltsignalen, die von der Schaltsequenzlogikschaltung (13) ausgegeben werden.
Wechselrichtersteuerung nach Anspruch 4, wobei: die Schaltsequenzlogikschaltung (14) bei Empfang eines Sequenzstartsignals während das Schaltsignal, dessen Ausgangsspannung ein Null Spannungsvektor ist, ausgegeben wird ausgelegt ist, um zu einem Schaltsignal überzugehen, dessen Ausgangsspannungsvektorwinkel einem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, und was aufgrund eines Schaltsignals von Schaltsignalen erfolgt, die durch Schalten von nur einer Phase verändert werden können, das Schaltsignal zu halten, wenn der Ausgangsspannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, während ein Schaltsignal, bei welchem die Ausgangsspannung ein nicht Null Spannungsvektor ist, der Ausgangsspannungsvektor aufgrund des Schaltsignals, das ausgegeben wird, ist, zu einem Schaltsignal überzugehen; das, nur bei der Bedingung, dass ein Sequenzstartsignal empfangen worden ist, oder das Schaltsignal, das ausgegeben wird, bevor zu dem Schaltsignal gewechselt wird, das jetzt ausgegeben wird, ein Null Spannungsvektor war, den Spannungsvektor ausgibt, wenn er der Spannungsvektor benachbart zu dem Ausgangsspannungsvektor aufgrund des Schaltsignals, das ausgegeben wird, ist, bedingungslos zu dem Schaltsignal überzugehen, dessen Ausgangsspannung ein Null Spannungsvektor ist, wenn er weder der Ausgangsspannungsvektor ist, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, noch der Spannungsvektor benachbart zu dem Ausgangsspannungsvektor ist, aufgrund des Schaltsignals, das ausgegeben wird, das Schaltsignal auszuwählen, das einen Null Spannungsvektor in der Ausgangsspannung erlaubt, wobei alle Phasen der Selbstabschaltschaltvorrichtungen auf der negativen Seite ein werden, wenn das Schalten, das in irgendeiner Phase durchgeführt wird, um von dem Vektor vor dem Wechsel zu dem nicht Null Spannungsvektor, der zu diesem Zeitpunkt ausgegeben wird, zu dem Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, überzugehen, von den Selbstabschaltschaltvorrichtungen der positiven Seite ein zu den Selbstabschaltschaltvorrichtungen der negativen Seite ein erfolgt, das Schaltsignal auszuwählen, das einen Null Spannungsvektor in der Ausgangsspannung erlaubt, wobei alle Phasen der Selbstabschaltschaltvorrichtungen der positiven Seite ein sind, wenn das Schalten, das in irgendeiner Phase durchgeführt wird, um von dem Vektor vor dem Wechsel zu dem Null Spannungsvektor, der zu diesem Zeitpunkt ausgegeben wird, zu dem Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, überzugehen, von den Selbstabschaltschaltvorrichtungen der negativen Seite ein zu den Selbstabschaltschaltvorrichtungen der positiven Seite ein erfolgt, und eine Sequenzstartschaltung zum Erzeugen von Sequenzstartsignalen basierend auf der Größe der Abweichung zwischen einem Wechselrichterausgangsstrom und einer Stromreferenz und dem Schaltsignal, das ausgegeben wird, wobei die Wechselrichtersteuerung die Selbstabschaltschaltvonichtungen basierend auf den Schaltsignalen steuert, die von der Schaltsequenzlogikschaltung (13) ausgegeben werden.
Wechselrichtersteuerung nach Anspruch 4, wobei die Schaltsequenzlogikschaltung (13) bei Empfang eines Sequenzstartsignals während das Schaltsignal, dessen Ausgangsspannung ein Null Spannungsvektor ist, ausgegeben wird, ausgelegt ist, um zu dem Schaltsignal überzugehen, dessen Ausgangsspannungsvektorwinkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, und aufgrund eines Schaltsignals von den Schaltsignalen, die durch Schalten nur einer Phase geändert werden können, das Schaltsignal aufrechtzuerhalten, wenn der Ausgangsspannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, während das Schaltsignal, bei welchem die Ausgangsspannung der nicht Null Spannungsvektor ist, der ausgegeben wird, der Ausgangsspannungsvektor aufgrund des Schaltsignals ist, das ausgegebenen wird, zu dem Schaltsignal überzugehen, das, nur bei der Bedingung, dass ein Sequenzstartsignal empfangen worden ist, oder das Schaltsignal, das ausgegeben wird bevor zu dem Schaltsignal, das jetzt ausgegeben wird, übergegangen wird, ein Null Spannungsvektor war, den Spannungsvektor ausgibt, wenn er der Spannungsvektor benachbart zu dem Ausgangsspannungsvektor ist, aufgrund des Schaltsignals, das ausgegeben wird, bedingungslos zu dem Schaltsignal überzugehen, dessen Ausgangsspannung ein Null Spannungsvektor ist, wenn er weder der Ausgangsspannungsvektor ist, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, noch der Spannungsvektor benachbart zu dem Ausgangsspannungsvektor, aufgrund des Schaltsignals, das ausgegeben wird, das Schaltsignal auszuwählen, das einen Null Spannungsvektor in der Ausgangsspannung erlaubt, wobei alle Phasen der Selbstabschaltvorrichtungen der negativen Seite ein werden, wenn das Schalten, das in irgendeiner Phase durchgeführt wird, um von dem Vektor vor dem Wechsel zu dem nicht Null Spannungsvektor, der zu diesem Zeitpunkt ausgegeben wird, zu dem nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, überzugehen, von den Selbstabschaltschaltvorrichtungen der positiven Seite ein zu den Selbstabschaltschaltvorrichtungen der negativen Seite ein erfolgt, das Schaltsignal auszuwählen, das einen Null Spannungsvektor in der Ausgangsspannung erlaubt, wobei alle Phasen der Selbstabschaltschaltvorrichtungen der positiven Seite ein werden, wenn das Schalten, das in irgendeiner Phase durchgeführt wird, um von dem Vektor vor dem Wechsel zu dem Nullspannungsvektor, der zu diesem Zeitpunkt ausgegeben wird, zu dem nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, überzugehen, von den Selbstabschaltschaltvorrichtungen der negativen Seite ein zu den Selbstabschaltschaltvorrichtungen der positiven Seite ein erfolgt; und eine Sequenzstartschaltung zum Messen der Periode, wenn das Schaltsignal, das von der Schaltsequenzlogikschaltung ausgegeben wird, sich von einem Null Spannungsvektor in einen nicht Null Spannungsvektor ändert, und zum Ausgeben eines Sequenzstartsignals, wenn diese Zeitperiode eine vorgeschriebene Periode überschreitet, bis das nächste Schaltsignal sich von einem Null Spannungsvektor in einen nicht Null Spannungsvektor geändert hat, die Wechselrichtersteuerung die Selbstabschaltschaltvorrichtungen steuert basierend auf den Schaltsignalen, die von der Schaltsequenzlogikschaltung (13) ausgegeben werden.
Wechselrichtersteuerung nach Anspruch 4, wobei eine Schaltsequenzlogikschaltung (13) bei Empfang eines Sequenzstartsignals während das Schaltsignal, dessen Ausgangsspannung ein Null Spannungsvektor ist, ausgegeben wird, ausgelegt ist, um zu dem Schaltsignal überzugehen, dessen Ausgangsspannungsvektorwinkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, und was aufgrund eines Schaltsignals von den Schaltsignalen erfolgt, das durch Schalten nur einer Phase geändert werden können, das Schaltsignal aufrechtzuerhalten, wenn der Ausgangsspannungsvektor, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, während das Schaltsignal, bei welchem die Ausgangsspannung der nicht Null Spannungsvektor ist, ausgegeben wird, der Ausgangsspannungsvektor aufgrund des Schaltsignals ist, das ausgegeben wird, zu dem Schaltsignal überzugehen, das, nur bei der Bedingung, dass ein Sequenzstartsignal empfangen wird, oder das Schaltsignal, das ausgegeben worden ist vor einem Wechsel zu dem Schaltsignal, das jetzt ausgegeben wird, ein Null Spannungsvektor war, den Spannungsvektor ausgibt, wenn er der Spannungsvektor benachbart zu dem Ausgangsspannungsvektor ist, aufgrund des Schaltsignals, das ausgegeben wird, bedingungslos zu dem Schaltsignal überzugehen, dessen Ausgangsspannung ein Null Spannungsvektor ist, wenn er weder der Ausgangsspannungsvektor ist, dessen Winkel dem Stromabweichungsvektorwinkel am nächsten ist, noch der Spannungsvektor benachbart zu dem Ausgangsspannungsvektor, aufgrund des ausgegebenen Schaltsignals, das Schaltsignal auszuwählen, das einen Null Spannungsvektor in der Ausgangsspannung erlaubt, wobei alle Phasen der Selbstabschaltschaltvorrichtungen der negativen Seite ein werden, wenn das Schalten, das in irgendeiner Phase durchgeführt wird, um von dem Vektor vor dem Wechsel zu dem nicht Null Spannungsvektor, der zu diesem Zeitpunkt ausgegeben wird, zu dem nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, überzugehen, von den Selbstabschaltschaltvorrichtungen der positiven Seite ein zu den Selbstabschaltschaltvorrichtungen der negativen Seite ein erfolgt, das Schaltsignal auszuwählen, das einen Null Spannungsvektor in dem Ausgangssignal erlaubt, wobei alle Phasen der Selbstabschaltschaltvorrichtungen der positiven Seite ein werden, wenn das Schalten, das in irgendeiner Phase durchgeführt wird, um von dem Vektor vor dem Wechsel zu dem nicht Null Spannungsvektor, der zu diesem Zeitpunkt ausgegeben wird, zu dem nicht Null Spannungsvektor, der ausgegeben wird, überzugehen, von den Selbstabschaltschaltvorrichtungen der negativen Seite ein zu den Selbstabschaltschaltvorrichtungen der positiven Seite ein erfolgt, eine erste Sequenzstartschaltung zum Erzeugen eines Sequenzstartsignals basierend auf der Größe der Abweichung zwischen dem Wechselrichterausgangsstrom und der Stromreferenz und dem Schaltsignal, das ausgegeben wird; und eine zweite Sequenzstartschaltung zum Messen der Zeitperiode, von einer Änderung des Schaltsignals, das von der Schaltsequenzlogikschaltung ausgegeben wird, von einem Null Spannungsvektor in einen nicht Null Spannungsvektor, um ein Sequenzstartsignal auszugeben, wenn diese Zeitperiode eine vorgeschriebene Zeitperiode überschreitet, bis das nächste Schalt signal sich geändert hat von einem Null Spannungsvektor in einen nicht Null Spannungsvektor, indem ein Sequenzstartsignal an die Schaltsequenzlogikschaltung gesendet wird, wenn das Sequenzstartsignal, das von der Sequenzstartschaltung ausgegeben wird, oder von der zweiten Sequenzstartschaltung, in der ODER Bedingung ist, die Wechselrichtersteuerung die Selbstabschaltschaltvorrichtungen basierend auf den Schaltsignalen steuert, die von der Schaltsequenzlogikschaltung (13) ausgegeben werden.