JPH01259761A - 電圧形インバータの電流制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インバータの電流制御方法に係り。

特に、電圧形ＰＷＭインバータの出力電流の瞬時値を、
設定された出力電流指令値に追従させることのできる電
圧形インバータの電流制御方法に関する。

［従来の技術］ 電圧形インバータの瞬時出力電流を制御する従来技術と
して種々の形式のものが知られている。

第１５図はこの種従来技術の一例を示す構成図、第１６
図はその出力ベクトルの状態を説明する図５、　第１８
図はスイッチングトランジスタの状態を説明する図であ
る。第１５図において、１は電圧形インバータ、２は電
流制御回路、３〜５は電流検出器、６は出力電流指令発
生回路、７〜９は加算器、１０〜１２はヒステリシスコ
ンパレータ、１３はドライバ回路である。

第１５図に示す従来技術において、電圧形インバータ１
の出力電圧は該インバータ１を構成する６個のトランジ
スタＴｒｕ　”　ＨＴｒｕ　−＊　Ｔｒｖ−ｔＴｒｖ−
、Ｔｒｗ−、Ｔｒｗ−のスイッチング状態によって制御
されている。第１６図は、その出力電圧が８つのベクト
ルｖ０〜ｖ７に分類可能なことを示しており、第１８図
は、夫々のベクトルｖ０〜ｖ７における各相出力電圧の
状態と、トランジスタの夫々の状態を示している。電流
制御回路２は、電圧形インバータ１の出力線に取付けら
れた電流検出器３〜５により検出された検出電流１１Ｌ
＊ｌ　Ｖｇ　１　ｗと、出力電流指令発生回路６からの
指令値１１ｃ”＋　ｌＶ”＋　１−との偏差Δｉ、、Δ
ｉＶ。

Δ１１を加算器７〜９によって求め、この偏差値に基づ
いて、ヒステリシスコンパレータ１０〜１２により各相
の出力電圧を決定し、この結果により、ドライバ回路１
３を介して各トランジスタのＯＮ。

ＯＦＦを行い、インバータ１の出力電流を制御する。

前述した第１５図に示す従来技術は、電圧形インバータ
の出力電流を検出して、瞬時瞬時に出力電流を制御して
いるため、その応答が速いという特徴を有する。

しかし、前記従来技術は、電圧形インバータの出力電圧
の各相を独立に制御するため、第１６図に示す電圧ベク
トル■。〜ｖ７を無秩序に選択する場合が多く、そのた
め、スイッチング周波数の増加によるインバータの効率
の悪化、出力電流の高調波の増加による負荷電動機の損
失の増加や騒音の増加を生じるという問題点があった。

このような問題点を解決するための従来技術として、例
えば、特開昭６１−２８８９７５号公報、特開昭６２−
２８８９７６号公報等に記載された技術が知られている
。この種従来技術は、電圧形インバータの出力電圧ベク
トルを、指令値と実際値との偏差電流と、この偏差電流
の微分値とを基準にして選択し、各相の電流を一括して
制御するものである。

第１７図はこの方法を適用した電流制御回路の構成を示
すブロック図である。第１７図において、１４は目標電
圧検出器、１５は微分器、１６は出力電圧ベクトル選択
回路である。

第１７図において、目標電圧検出器１４は、微分器１５
によって得られる偏差電流ベクトルΔｉの変化率と出力
電圧ベクトル■８とにより、出力電流を指令値に一致さ
せるために必要となる出力口ａｍ圧ｅ０のベクトルを演
算する。出力電圧ベクトル選択回路１６は、前述で求め
られた目標電圧ベクトルｅ０と、偏差電流ベクトルΔｉ
より、電流追従に適切な出力電圧ベクトルｖＫを選択す
る。この第１７図に示す電流制御回路は、第１５図に示
す制御装置の電流制御回路２の代りに用いることが可能
であり、選択された出力電圧ベクトルＶＫは、ドライバ
回路を介して電圧形インバータのスイッチング素子を暉
動するために用いられる。

［発明が解決しようとする課題］ 前述した第１７図に示す従来技術は、目標電圧ベクトル
ｅ０を演算するために、偏差電流ベクトルΔｉの微分値
を用いているため、ベクトルの検出及び制御に遅れを生
じ、また、ノイズの影響を受けやすいという問題点があ
った。ノイズの影響を除去して誤動作を防止するため、
フィルタを用いる技術もあるが、このような手段を備え
た従来技術は、応答速度が遅くなり、制御の高応答化を
行うことができないという問題点を有する。

本発明の目的は、前述した従来技術の問題点を解決し、
ＰＷＭ電圧形インバータの瞬時電流制御装置において、
新たな検出器や微分器を備えることなく目標電圧ベクト
ルを検出し、この検出された目標電圧ベクトルを用いて
、インバータのスイツチング制御を行うことにより、イ
ンバータのスイッチング周波数が低くなるように電流制
御を行うことを可能とし、負荷の損失、騒音、トルクリ
ップル等の抑制を行うことのできる簡ｍな構成の電圧形
インバータの電流制御方法を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明によれば、前記目的は、インバータの出力電流を
指令値に一致させるために必要となる出力電圧ベクトル
（目標電圧ベクトル）の存在する領域を、現在の出力電
圧ベクトルと、前回の出力電圧ベクトルとから推定し、
その目標電圧ベクトルと、偏差電流ベクトルとにより、
適切な出力電圧ベクトルを選択することにより達成され
る。

すなわち、本発明は、電圧形インバータの出力電流の瞬
時値をその指令値に一致させるべく、インバータのスイ
ッチング素子を駆動制御するインバータの電流制御装置
において、現在の出力電圧ベクトルと前回の出力電圧ベ
クトルとにより、出力電流をその指令値に一致させるた
めに必要となる出力電圧ベクトル（目標電圧ベクトル）
の尺する領域を推定し、この推定した出力電圧ベクトル
の領域と偏差電流ベクＩ−ルとにより、最適な出力電圧
ベクトルを選択して、スイッチング素子を駆動制御する
ものである。

前述の手段により、本発明は、微分演算を行う必要がな
くなり、装置の構成が簡単にできるとともに、ノイズの
影響やフィルタによる遅れを受けることのない制御を行
うことが可能となる。

［作用］ 本発明による電流制御方法は、指令電流ベクトル１ｘか
ら検出電流ベクトルｉを減算した偏差電流ベクトルΔｉ
を、予め設定した範囲内におさめるように制御を行うも
のであり、以下、図面により本発明の電流制御方法の原
理を説明する。

第５図は、偏差電流ベクトル図であり、偏差電流ベクト
ルΔｉは、第５図に示すように、各相の成分ΔｌＬｌ＋
ΔｌＶ＋Δｉｗの符号と、偏差電流ベクトルΔｉの大き
さ１Δ１１によって領域分割され、Δｉの属する領域に
応じて適切な出力電圧ベクトルを選択するために用いら
れる。第５図に示す内側の六角形は、定常時にお（づる
偏差電流ベクトルΔｉの設定値を表わし、Δｊは、この
六角形の内部におさめられるように制御される。従って
、その制御は、偏差電流ベクトルΔｉが内側の六角形の
内側にある場合、出力電圧ベクトルを変化させず、Δｉ
が内側の六角形の外側にある場合、Δｉが六角形の内側
に戻るように、適切な出力電圧ベクトルを選択すること
により行われる。

さらに、前記内側の六角形の外側に、破線で示す六角形
による境界が設定されている。この外側の六角形による
境界を用いる制御は、偏差電流ベクトルΔｉがこの六角
形の内部にある場合、定常モードとして、スイッチング
周波数が低くなるような電圧ベクトルの選択を行い、Δ
ｉがこの六角形の外側にある場合、過渡モードとして、
高速に出力電流を追従させて、早く定常モードに復帰さ
せるような電圧ベクトルの選択を行う。

前述の第５図に示す偏差電流ベクトル図において、偏差
電流ベクトルΔｉの大きさによって決まる領域を六角形
の境界により設定したが、この境界は、電流制御の目的
あるいは回路構成等に応じて、三角形９円、楕円等によ
り設定することも可能である。

次に、定常モードにおける電流制御方法について説明す
る。

一般に、電圧形インバータに電動機等の誘導性負荷を接
続した場合の電圧電流方程式は、次に示す（１）弐〜（
３）式で表わされる。

ｄΔｉ　　　ｄｉ！’ Ｌ−＝　Ｌ−＋Ｒｉ　＋　ｅ　−ＶＫ　　　　　・−、
（１）ｄｔ　　　　　　ｄｔ ＝ｅ０−ｖＫ　　　　　　　　　　・・・・・・（２）
ｉｇ ｅｏ＝Ｌ］ロア＋Ｒｉ＋ｅ　　　　　　　　　　　　−
−−−・−（３）但し、（１）弐〜（３）式において、 ｉｘ：指令電流ベクトル ｉ：検出電流ベクトル Δｉ：１ｘ−ｉ：ミニ１ｘ−ｉ：偏 差電流ベクトルダクタンス Ｒ：負荷の抵抗 ■に＝出力電圧ベクトル（ＫｍＯ，ｌ、・・・・・・、
７） ｅｏ：目標電圧ベクトル　である。

前記（３）式に示す目標電圧ベクトルｅ。は、検出電流
ベクトルｉを指令電流ベクトルｉ　１１に一致させるた
めに必要となる出力電圧ベクトルを表わしている。

定常モードの電流制御は、スイッチング周波数が低くな
るように行い、そのために、Δｉの変化を小さく抑える
ことが有効である。前記（２）式より、Δｉの変化を小
さくするには、目棒電圧ベクトルｅ。に近い出力電圧ベ
クトルＶうを選択すればよいことがわかる。そこで、定
常モードの電流制御は、目標電圧ベクトルｅ０の属する
領域を、第６図の電圧ベクトル図に示すように６つの領
域Ａ−Ｆに分割し、ｅｏの属する三角形の領域の頂点に
位置する４つの電圧ベクトル（零電圧ベクトル２つを含
む）を選択可能電圧ベクトルとして、この中から電流追
従に最適な出力電圧ベクトルを選択して行われる。

第１９図は、目標電圧ベクトルｅ。が前述の各領域に属
する場合に１選択可能な出力電圧ベクトルＶＫを示して
いる。

前述した制御における電圧ベクトル法は、選択した出力
電圧ベクトルとｖＫから逆に目標電圧ベクトルｅ。の属
する領域を推定することが可能である。例えば、出力電
圧ベクトルＶＫＲとして、Ｖｌが選択されている場合、
第１９図により、目標電圧ベクトルｅ。は、領域Ａまた
は領域Ｆに属していると推定することができる。しかし
、これだけでは、目標電圧ベクトルが２つの領域Ａ、Ｆ
のどちらの領域に属しているかは不明である。また、出
力電圧ベクトルｖＫｍが零電圧ベクトル（ｖｏあるいは
Ｖ　７　）の場合、目標電圧ベクトルｅ０の属する領域
は全く不明である。目標電圧ベクトルｅ。

の属する領域は、出力電圧ベクトルｖＫ％を出力する直
前まで出力していた電圧ベクトル■。−０（ＶＫ＊−ｚ
≠ｖＫ％）を記憶しておき、この出力電圧ベクトルＶＫ
ｔ−１とＶＫＩとを用いることにより。

さらに詳細に推定することが可能となる。例えば、Ｖ　
Ｋｚ　＝　Ｖ　、　、　Ｖ　Ｋｚ　−１＝　Ｖ　ｚ　テ
アｈば、第１９図ヨリ、目標電圧ベクトルｅ。は、領域
Ａに属すると推定することができる。また、Ｖ　Ｋｌｌ
　＝　Ｖ　６　ｔ　Ｖ　Ｋｍ　−ｘ　＝ｖ０であれば、
第１９図より、目標電圧ベクトルｅ、は、領域Ａまたは
領域Ｆに属すると推定することができる。さらに、出力
電圧ベクトルＶＫｍと■に％−１が、第１９図の同一の
欄にない場合、目標電圧ベクトルｅ０の属する領域が途
中で変化したか、あるいは、後述する過渡モードであっ
たためであるとして、出力電圧ベクトルＶＫＩＩのみか
ら目標電圧ベクトルｅ０の属する領域を推定することに
なる。

前述した目標電圧ベクトルｅ。の属する領域の推定方法
は、出力電圧ベクトルＶ　Ｋ１１＋　ＶＫＩＩ−□より
、目標電圧ベクトルｅ。の属する領域を、第６図に示す
ような三角形の領域あるいは隣り合う２つの三角形より
成る四角形の領域として推定することが可能である。四
角形の領域を第７図及び第８図に示すように、ＡＢ、Ｂ
Ｃ，・・・・・・ＦＡとし。

全ての出力電圧ベクトルＶ。ｔ　ＶＫＩＩ　−ｘの組合
わせと推定される目標電圧ベクトルｅ０の属する領域と
の関係をまとめると、第２０図に示す通りとなる。

目標電圧ベクトルｅ。の属する領域が四角形の場合も、
その四角形の頂点を先端とする５つの電圧ベクトルが、
選択可能な出力電圧ベクトルである。従って、目標電圧
ベクトルｅ０の属する領域に対する選択可能な出力電圧
ベクトルは、第２１図に示すようにまとめることができ
る。

いま、第９図に示すように、目標電圧ベクトルｅ０が領
域Ａに属する場合について考える。この場合、第２１図
より、選択可能な出力ベクトルは、ｖｌ、Ｖ、、Ｖ、、
Ｖ、の４つであることがわかる。

前述した（２）式より、選択可能な出力電圧ベクトルの
夫々を選択した場合のＬ（ｄΔｉ　／　ｄ　ｔ　）のベ
クトルは、第９図に目標電圧ベクトルｅ。の先端から延
びる矢印で示す通りとなる。出力電流を目標値に追従さ
せるには、偏差電流Δｉに対して１８０°位相の異なる
成分を含むｄΔｉ／ｄしを発生させる電圧ベクトルを選
択しなければならない。従って、前述した第５図におい
て、偏差電流Δｉが、■あるいは■にある場合、出力電
圧ベクトルＶＫとして、ｖＫ＝ｖ□が選択され、Δｉが
、■あるいは■にある場合、出力電圧ベクトル■うとし
て、Ｖう＝ｖ２が選択され、同様に、Δｉが、■あるい
は■にある場合、出力電圧ベクトル■７として、ＶＫ＝
Ｖ、、Ｖ、（インバータスイッチング素子の転流数が少
ない方）が選択される。目標電圧ベクトルｅ。が、領域
Ａ、Ｃ，Ｅの夫々に属する場合の出力電圧ベクトルの選
択は、第１０図に示す通りとなり、また、目標電圧ベク
トルｅ。

が、領域Ｂ、Ｄ、Ｆの夫々に属する場合の出力電圧ベク
トルの選択は、第１１図に示す通りとなる。

目標電圧ベクトルｅ。の属する領域が四角形でである場
合も、前述と同様に、出力電圧ベクトルを選択すること
ができる。すなわち、目ＪＩＡ電圧ベクトルｅ。が、領
域ＡＢ、ＤＥの各領域に属する場合、第１２図に示すよ
うに出力電圧ベクトルを選択し、目標電圧ベクトルｅ０
が、領域ＢＣ，ＥＦの各領域に属する場合、第１３図に
示すように出力電圧ベクトルを選択し、同様に、目標電
圧ベクトルｅ０が、領域ＣＤ、ＦＡの各領域に属する場
合、第１４図に示すように出力電圧ベクトルを選択する
。前述した、定常モードにおける全ての目標電圧ベクト
ルｅ。の領域及び偏差電流Δｉの組合わせに対して１選
択すべき出力電圧ベクトルをまとめると第２２図に示す
ようになる。

前述の説明から明らかなように、定常モードにおける制
御は、現在の出力ベクトルＶ。と前回の出力電圧ベクト
ルＶＫ％−１より、第２０図に基づいて、目標電圧ベク
トルｅ。の属する領域を推定し、この推定された領域と
偏差電流ベクトルΔｉの属する領域より、第２２図に基
づいて、出力電圧ベクトルを選択することにより行われ
、これにより、インバータのスイッチング周波数を低く
して電流制御を行うことが可能となり、インバータ及び
電動機の損失、騒音等を抑制することができる。

前述した定常モードの制御は、この定常モードによる電
流制御が順調に動作していることを前提とした出力電圧
ベクトルの選択を行っている。このため、何らかの原因
で一度でも異常が発生すると、定常モードの制御のみで
は、電流制御が不可能となる場合が生じる。また、指令
電流の急変等に対しては、インバータのスイッチング周
波数を低くすることより、速やかに電流追従させること
の方が望ましいが、定常モードの制御のみでは、このよ
うな電流制御が困難である。そこで、これらの異常、指
令電流の急変に対処するため、過渡モードの制御が用い
られる。この過渡モードの制御は、第５図に示す破線の
六角形の外側に偏差電流が存在する場合、すなわち、偏
差電流の大きさが、予め定めた設定値より大きくなった
場合、電流指令値が急変したか、あるいは異常状態を生
じたと判断し、過渡モードとして高速に電流を指令値′
に追従させる制御を行う。高速に電流を追従させるため
の出力電圧ベクトルの選択は、偏差電流ベクトルΔｉの
属する領域のみから決定され、第２３図に示すように決
定される。

過渡モードの出力電圧ベクトルの選択による制御によっ
て、偏差電流の大きさが、予め定めた設定値より小さく
なり、かつ、第２０図に基づいて推定される目標電圧ベ
クトルｅ０の属する領域が。

実際の出力電圧ベクトルと一致した場合には、制御は、
定常モードに復帰し、再び、スイッチング周波数を低く
するような電圧ベクトルを選択することにより行われる
。

［実施例］ 以下、本発明による電圧形インバータの電流制御方法を
用いた装置の実施例を図面により詳細に説明する。

第４図は本発明を適用した第１の実施例の構成を示すブ
ロック図である。

第４図において、１７は偏差電流量子化回路、１８は目
標電圧推定回路、１９は電圧ベクトル保持回路、２０は
定常モード出力電圧ベクトル選択回路、２１は過渡モー
ド出力電圧ベクトル選択回路、２２はモード切換器であ
り、他の符号は第１５図の場合と同一である。

第４図に示す本発明を適用した第１の実施例において、
加算器７〜９は、インバータ出力のＵ。

Ｖ、Ｗ各相の出力指令電流１　ｕ　”ｒ　Ｉ　Ｖ　”Ｈ
ｌ　、、Ｉ”から出力電流の検出値１ｕ　ＨＩＶ＋　ｉ
ｗを減算し、偏差電流Δｉｕ、ΔｉＶ、Δｉ、、／を演
算出力する。

偏差電流量子化回路１７は、これらの偏差電流Δｉ（Δ
ｉｕ、ΔｉＶ、Δｉ、／）が、第６図〜第８図に示し、
すでに説明した偏差電流ベクトル図のどの領域に属する
かを示すディジタル信号を生成し出力する。目標電圧推
定回路１８は、現在の出力電圧ベクトルｖＫＲと、電圧
ベクトル保持回路１９によって保持されている前回の出
力電圧ベクトルＶＫＲ−１とにより、前述した第２０図
に基づいて目標電圧ベクトルｅ。の属する領域を推定し
、その推定領域を出力する６定常モ一ド出力電圧ベクト
ル選択回路２０は、目標電圧ベクトルｅ。の訊する推定
された領域と、偏差電流Δｉの属する領域とにより、前
述した第２２図に基づいて、インバータスイッチ素子の
スイッチング周波数を低くするための出力電圧ベクトル
ＶＭＳを求め、これを出力する、過渡モード出力電圧ベ
クトル選択回路２１は、偏差電流Δｉの属する領域より
、第２３図に基づいて高速電流追従に適する出力電圧ベ
クトルｖＫｔを求め、これを出力する。モード切換器２
２は、偏差電流量子化回路１７により得られるモード切
換信号Ｓｔにより、定常モードか過渡モードかを切換え
、出力電圧ベクトル切換回路２０゜２１の出力電圧ベク
トルｖＫｓｒ　ｖＫ、のいずれが−方を、出力電圧ベク
トルｖＫＲとして出力する。

偏差電流量子化回路１７の詳細な構成は、ここでは省略
するが、コンパレータを用いることにより構成すること
ができる。また、目標電圧推定回路１８、定常モード出
力電圧ベクトル選択回路２０及び過渡モード出力電圧ベ
クトル選択回路２１は。

それぞれ、第２０図、第２２図、第２３図を参照してそ
の出力を決定するものであるので、ＲＯＭ等を用いるこ
とにより容易に構成することができる。

前述した本発明を適用した第１の実施例は、電圧形イン
バータの電流制御において、過去と現在の出力電圧ベク
トルのみにより、目標電圧ベクトルｅ０の属する領域を
求め、これを用いて最適な出力電圧ベクトルを選択する
ことが可能である。

従って、こめ実施例は、必要以上にインバータスイッチ
ング素子をスイッチング動作させることなく、偏差電流
を所定の幅以内に抑制することができるので、電流追従
性を損うことなく、スイッチング周波数を低く抑えるこ
とができ、インバータの損失を減少させることができる
という効果を奏するとともに、出力電流の高調波成分を
減少させることができるため、負荷となる電動機の損失
。

騒音、トルクリップル等を減少させることができるとい
う効果を奏する。

第１図は本発明を適用した第２の実施例の構成を示すブ
ロック図、第２図は偏差電流量子化回路の構成を示すブ
ロック図、第３図は偏差電流量子化回路における偏差電
流のベクトル図である。第１図、第２図において、２３
は偏差電流量子化回路、２４は出力電圧ベクトル選択回
路、２５　、　’２６はラッチ回路、２７は発振器、２
８〜３０は乗算器、３１は加算器、３２．３３は比較器
であり、他の符号は第１５図の場合と同一である。

第１図に示す本発明を適用した第２の実施例において、
電圧形インバータ、電流検出器３〜５、出力電流指令発
生回路６及びドライバ回路１３については、第１５図に
より説明した従来技術の場合と同等であるので、その説
明は省略する。

この第１の実施例において、出力電圧ベクトル選択回路
２４は、第４図により説明した第１の実施例の構成にお
ける目標電圧推定回路１８、電圧ベクトル保持回路１９
、定常モード出力電圧ベクトル選択回路２０、過渡モー
ド出力電圧ベクトル選択回路２１及びモード切換器２１
の機能を１つにまとめたものであり、実際には、第２０
図、第２２図、第２３図に示す内容を１つにまとめた、
第２４図に示す内容を記憶するＲＯＭを備えて構成され
ている。この出力電圧ベクトル選択回路２・１は、現在
の出力電圧ベクトルｖＫ、１と前回の出力電圧ベクトル
■。−い偏差電流Δｉの領域信号及びモード切換信号Ｓ
ｔが入力され、これらの入力信号に基づいて、次回の出
力電圧ベクトル■。０、と。

次回に、前回の出力電圧ベクトルＶＫ、−０として利用
される電圧ベクトルＶ　ＫＷ′　とを出力する。

この電圧ベクトル■。′としては、前述の■。

とｖＫ、１．１とが等しい場合には−ＶＫＲ−ｔが、等
しくない場合にはｖＫ、ｌが出力される。ラッチ回路２
５゜２６は、発振器２７の出力をクロック信号として、
それぞれ、偏差電流Δｉと切換信号Ｓｔ及び出力電圧ベ
クトルｖＫ、ｌとＶＫｎ−ｘを保持しており、電圧ベク
トル選択回路２４の入力を確定させ、動作の安定化を図
っている。

偏差電流量子化回路２３は、第２図に示すように構成さ
れている。この偏差電流量子化回路２３において、乗算
器２８〜３０と加算器３１とは、偏差電流ベクトルの大
きさの２乗１Δｉ１２を求め、比較器３２．３３は、予
め設定されている所定値と前記偏差電流ベクトルの大き
さの２乗１Δｉ１２とを比較し、偏差電流の大きさが、
所定の範囲内にあるか否かを検出している。従って、第
２図に示す偏差電流量子化回路２３による偏差電流ベク
トルは、第３図に示すように、偏差電流Δｉの大きさに
よって決定される検出境界が円形となる。この実施例は
、このように、偏差電流ベクトルの検出境界を円形にす
ることにより、第５図で説明した六角形の検出境界を有
する場合に比較して、偏差電流の位相にかかわらず、偏
差電流検出値設定の大きさを一定にすることが可能とな
り、偏差電流量子化回路２３の構成を簡単にできるとい
う効果を有する。

前述した本発明を適用した第２の実施例によれば、電圧
形インバータの電流制御において、本発明を適用した第
１の実施例と同等の効果を、より簡単な構成で実現でき
るという効果を奏する。

前述した本発明を適用した２つの実施例は、いずれも、
アナログ演算器の出力を量子化し、これをＲＯＭに対す
る入力として、出力電圧ベクトルを得るという構成を有
するものであるが、本発明は、これらの処理をマイクロ
・プロセッサあるいはＤｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　
Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ　（Ｄ　Ｓ　Ｐ　）等を用いて、全
てディジタル処理により構成することも可−能である。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、電圧形インバー
タの電流制御装置において、負荷の逆起電力券鼻に注目
した目標電圧を検出し、これを用いて最適な出力電圧ベ
クトルを選択することができる。従って、インバータの
スイッチング素子を必要以上の高い周波数でスイッチン
グ動作させることなく、偏差電流を所定の幅以内に抑制
するこ　４とができ、電流追従性を損わずに、スイッチ
ング素子のスイッチング周波数を低く抑えることができ
る。このため、本発明は、インバータ自身の損失を低減
させることができるとともに、スイッチング動作の遅い
電力用素子の用途を拡大させることができるという効果
を奏する。また、本発明によれば、インバータの出力電
流に含まれる高調波成分を減少させることができるため
、負荷となる電動機等の損失や騒音を小さくできるとい
う効果を奏するとともに、一定のスイッチング周波数に
対して、電流制御の精度を向上させることができるので
、電動機のトルク制御等のために用いた場合、トルクリ
ップルを減少させて、制御特性を向上させることができ
るという効果を奏する。

さらに、本発明によれば、前述の高性能な電流制御を、
新たな検出器等を必要とせず、また、微分器等の不安定
な要素も用いる必要のない簡単な構成の装置により行う
ことが可能となるので、低価格化と信頼性の向上を図る
ことが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用した第２の実施例の構成を示すブ
ロック図、第２図は偏差電流量子化回路の構成を示すブ
ロック図、第３図は偏差電流量子化回路における偏差電
流のベクトル図、第４図は本発明を適用した第１の実施
例の構成を示すブロック図、第５図は偏差電流ベクトル
図、第６図。 第７図、第８図は本発明における目標電圧ベクトルの領
域を説明する図、第９図は出力電圧ベクトルの選択を説
明する図、第１０図、第１１図、第１２図、第１３図、
第１４図は目標電圧ベクトルが各領域に属する場合に選
択する出力電圧ベクトルを説明する図、第１５図は従来
技術の一例の構成を示すブロック図、第１６図は第１５
図における出力ベクトルの状態を説明する図、第１７図
は従来技術の他の例の構成を示すブロック図、第１８図
はスイッチングトランジスタの状態を説明する図、第１
９図、第２０図は目標電圧ベクトルの屈する領域の推定
を説明する図、第２１図、第２２図、第２３図、第２４
図は出力電圧ベクトルの選択を説明する図である。 １・・・・・・電圧形インバータ、２・・・・・・電流
制御回路、３〜５・・・・・・電流検出器、６・・・・
・出力電流指令発生回路、７〜９，３１・・・・・・加
算器、１０〜１２・・・・・・ヒステリシスコンパレー
タ、１３・・・・・・ドライバ回路、１４・・・・・・
目標電圧検出器、１５・・・・・・微分器、１６・・・
・・・出力電圧ベクトル選択回路、１７．２３・・・・
・・偏差電流量子化回路、１８・・・・・・目標電圧推
定回路、１９・・・・・電圧ベクトル保持回路、２０・
・・・・・定常モード出力電圧ベクトル選択回路、２１
・・・・・・過渡モード出力電圧ベクトル選択回路、２
２・・・・・・モード切換器、２４・・・・・・出力電
圧ベクトル選択回路、２５．２６・・・・・・ラッチ回
路、２８〜３ｏ・・・・・・乗算器、３２．３３・・・
・・・比較器。 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第１０図 ・第１２図 第１３図 第１４図 首１５図 第１６図 第１７図 第旧図 第１９図 第２０図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電圧形インバータの出力電流の瞬時値をその指令値
   に一致させるようにインバータのスイッチング素子を駆
   動制御するインバータの電流制御装置において、現在の
   出力電圧ベクトルと、前回の出力電圧ベクトルと、イン
   バータの出力電流の瞬時値と指令値との差である現在の
   偏差電流ベクトルとに基づいて、最適な出力電圧ベクト
   ルを選択することを特徴とする電圧形インバータの電流
   制御方法。 ２、電圧形インバータの出力電流の瞬時値をその指令値
   に一致させるようにインバータのスイッチング素子を駆
   動制御するインバータの電流制御装置において、現在の
   出力電圧ベクトルと前回の出力電圧ベクトルとにより、
   出力電流をその指令値に一致させるために必要な目標電
   圧ベクトルの属する領域を推定し、この推定結果と、イ
   ンバータの出力電流の瞬時値と指令値との差である現在
   の偏差電流ベクトルとに基づいて、最適な出力電圧ベク
   トルを選択することを特徴とする電圧形インバータの電
   流制御方法。 ３、前記偏差電流ベクトルの属する領域を２つの同心円
   により複数の領域に分け、前記偏差電流ベクトルが前記
   ２つの同心円の外側の同心円の外側の領域にある場合、
   前記偏差電流ベクトルのみに基づいて、最適な出力電圧
   ベクトルを選択することを特徴とする特許請求の範囲第
   １項または第２項記載の電圧形インバータの電流制御方
   法。