JP2007288887A - 多相回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】多相回転電機の回転速度が高い領域であっても、瞬時電流値制御により多相回転電機の制御性を高く維持することのできる多相回転電機の制御装置を提供する。
【解決手段】要求トルクを生成する際に想定される正弦波形状のモータの相電圧が、インバータの入力電圧（電源電圧Ｖｅ）内に収まっているときには、通常の瞬時電流値制御を行う。これに対し、上記相電圧が電源電圧Ｖｅからはみ出すときには、インバータのスイッチング状態の切り替えを禁止する。
【選択図】 図５

Description

本発明は、多相回転電機に対する指令電流によって定まる所定のヒステリシス領域の上限及び下限と前記多相回転電機を流れる実電流との大小に基づき、インバータのスイッチング素子を操作することで、前記実電流を、要求トルクを生成するための要求電流値にフィードバック制御する多相回転電機の制御装置に関する。

インバータにより３相モータの各相に正弦波形状の電流を流してモータの出力トルクを制御するものとしては、三角波形状の搬送波を用いたＰＷＭ制御を行うものが一般的である。しかし、この方式は、インバータの入力電圧に対するモータの相間電圧の実効値で定義される電圧利用率が低いため、高回転速度・大出力トルクとすることが困難である。

これに対し、電圧利用率を理論上最大とする制御手法として、要求トルクを生成するための要求電流の半周期と一致する駆動パルスにてインバータのスイッチング素子を操作するいわゆる１パルス制御が知られている。この１パルス制御によれば、電圧利用率を最大とすることができるため、高回転速度・大出力トルクとする制御を実現できる。

ただし、１パルス制御は開ループ制御であるため、モータを流れる電流が最大定格電流を超えて過度に大きくなるおそれがある。更に、電圧利用率が固定であるため、低回転速度・低出力トルク領域では、電力損失の増大が問題となる。

そこで従来は、例えば下記特許文献１に見られるように、モータに対する指令電流によって定まるヒステリシス領域の上限及び下限とモータに流れる実電流との大小に基づき、インバータのスイッチング素子を操作するいわゆる瞬時電流値制御も提案されている。瞬時電流値制御は上記ＰＷＭ制御よりも高い電圧利用率まで連続的に電圧利用率を増大させることができるため、ＰＷＭ制御よりも高回転速度・大出力トルクとする制御を適切に行うことができる。

ところで、瞬時電流値制御により回転速度を上昇させていくと、やがて要求トルクを生成するためには上記１パルス制御による電圧利用率を用いることが必要となる。しかし、瞬時電流値制御では正弦波形状の指令電流に追従させるようにスイッチング素子が操作されるため、要求電流の一周期の間に複数回のスイッチング操作がなされる傾向にあり、その結果、電圧利用率が低下する。そして、電圧利用率が低下すると、要求トルクを生成することができなくなるおそれがある。
特開平１０−１７４４５３号公報

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、多相回転電機の回転速度が高い領域であっても、瞬時電流値制御により多相回転電機の制御性を高く維持することのできる多相回転電機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、前記フィードバック制御による前記スイッチング素子の操作を制限する制限手段を備えることを特徴とする。

上記構成では、フィードバック制御によるスイッチング素子の操作を制限することで、要求電流の半周期と一致する駆動パルスを用いた１パルス制御による電圧利用率に近似した電圧利用率が望まれるときに、必要以上のスイッチング操作がなされることを好適に抑制することができる。このため、必要以上のスイッチング操作による電圧利用率の低下を好適に抑制することができ、ひいては、多相回転電機の制御性を高く維持することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記制限手段は、前記要求電流値の半周期と一致する駆動パルスを用いる１パルス制御によって前記要求トルクを実現する際に想定される前記駆動パルスの反転タイミングの近傍以外で前記制限を行うものであることを特徴とする。

上記構成では、１パルス制御による駆動パルスの反転タイミング近傍以外で制限がなされるために、近傍以外ではスイッチング操作状態の切り替えが抑制されることとなる。このため、高回転速度・大トルク領域であっても、理論上最大の電圧利用率となる１パルス制御に近似する制御を、電流のフィードバック制御によって行うことができる。

請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記制限手段は、前記多相回転電機に前記要求電流値の電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧の振幅の２倍の値が前記インバータの入力電圧を上回るときに前記制限を行うものであることを特徴とする。

上記構成において、要求電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧の振幅の２倍の値がインバータの入力電圧を上回るときには、正弦波形状の指令電流に追従させようとしてスイッチングを行ったとしても、実電流の指令電流への追従性が低下する。そしてこの際には、不必要なスイッチング操作がなされることで、電圧利用率が低下するおそれがある。この点、上記構成では、相電圧の振幅の２倍の値がインバータの入力電圧を上回るときに上記制限を行うことで、不必要なスイッチング操作を抑制することができ、ひいては電圧利用率の低下を抑制することができる。

請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の発明において、前記制限手段は、前記多相回転電機に前記要求電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧が前記インバータの正極電位を上回る相については前記インバータの負極電位側と前記多相回転電機側とが導通状態となることを制限し、前記多相回転電機に前記要求電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧が前記インバータの負極電位を下回る相については前記インバータの正極電位側と前記多相回転電機側とが導通状態となることを制限することを特徴とする。

上記構成において、上記相電圧がインバータの正極電位を上回るときには、正弦波形状の指令電流に追従させるための正弦波形状の電圧を生成することができない。このため、このときに通常の瞬時電流値制御をすると不要なスイッチング操作がなされることにより、電圧利用率が低下するおそれがある。こうした状況下、上記構成では、インバータの負極電位側と多相回転電機側とが導通状態となること制限することで、不要なスイッチング操作がなされることを制限することができ、ひいては電圧利用率の低下を抑制することができる。

また、上記構成において、上記相電圧がインバータの負極電位を下回るときには、正弦波形状の指令電流に追従させるための正弦波形状の電圧を生成することができない。このため、このときに通常の瞬時電流値制御をすると不要なスイッチング操作がなされることにより、電圧利用率が低下するおそれがある。こうした状況下、上記構成では、インバータの正極電位側と多相回転電機側とが導通状態となること制限することで、不要なスイッチング操作がなされることを制限することができ、ひいては電圧利用率の低下を抑制することができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の発明において、前記制限手段は、前記多相回転電機に前記要求電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧のゼロクロス点を中心とする所定の位相範囲以外において、前記相電圧が正となる相については前記インバータの負極電位側と前記多相回転電機側とが導通状態となることを制限し、前記相電圧が負となる相については前記インバータの正極電位側と前記多相回転電機側とが導通状態となることを制限することを特徴とする。

上記構成において、上記相電圧のゼロクロス点を中心とする所定の位相範囲以外には、正弦波形状の相電圧がその極大及び極小となる点が含まれ、正弦波形状の指令電流に実電流を追従させるべくスイッチング操作がなされると、これが不適切なスイッチング操作となるおそれがある。こうした状況下、上記構成では、相電圧が正となる相についてはインバータの負極電位側と多相回転電機側とが導通状態となることを制限することで、不必要なスイッチング操作がなされることによる電圧利用率の低下を抑制することができる。また、相電圧が負となる相についてはインバータの正極電位側と多相回転電機側とが導通状態となることを制限することで、不必要なスイッチング操作がなされることによる電圧利用率の低下を抑制することができる。

請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記多相回転電機が３相回転電機であり、前記所定の位相範囲が「±３０°」以上であることを特徴とする。

上記構成では、所定の位相範囲を「±３０°」以上とすることで、常時、３相のうちの少なくとも１つの相はスイッチング操作が制限されていない状態とすることができる。このため、制限をしているにもかかわらず、多相回転電機の運転状態の急変時においてフィードバック制御によりこの変化に適切に対処することができる。

請求項７記載の発明は、請求項２〜６のいずれかに記載の発明において、前記制限手段は、前記制限を行う領域以外において、前記多相回転電機に前記要求電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧が低下するときには前記インバータの負極電位側と前記多相回転電機側とを導通させるスイッチングのみを許容し、前記相電圧が上昇するときには前記インバータの正極電位側と前記多相回転電機側とを導通させるスイッチングのみを許容することを特徴とする。

上記構成では、上記制限を行う領域以外において一度のみスイッチングが許容される。このため、１パルス制御を確実に行うことができる。

請求項８記載の発明は、請求項３〜７のいずれかに記載の発明において、前記制限手段は、前記指令電流に基づき、前記多相回転電機に前記指令電流を流すための正弦波形状の相電圧を算出する手段を備え、該算出される相電圧に基づき、前記制限を行うことを特徴とする。

上記構成では、指令電流に基づき上記相電圧を算出するために、多相回転電機を流れる実電流を指令電流に追従させる制御を瞬時電流値制御によって適切に行うことができるか否かを適切に判断することができる。これに対し、例えば多相回転電機の実電流に基づき上記相電圧を算出する場合には、実電流が正弦波形状の要求電流から離間する度合いに応じて、上記相電圧が不適切なものとなり、ひいては上記判断の信頼性が低下する。

請求項９記載の発明は、請求項１〜８のいずれかに記載の発明において、前記制限手段は、前記スイッチング素子の操作状態を固定することで前記制限を行なうことを特徴とする。

上記構成では、スイッチング素子の操作状態を固定することで、不必要なスイッチング素子の操作を禁止することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜８のいずれかに記載の発明において、前記制限手段は、前記指令電流の絶対値を前記要求電流値よりも増大させることで前記制限を行うことを特徴とする。

上記構成では、指令電流の絶対値を要求電流値よりも増大させることで、不必要なスイッチング素子の操作を抑制することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記制限手段は、前記制限に際し、前記指令電流の絶対値を、前記インバータの最大定格電流以下とする。

上記構成では、インバータに最大定格電流以上の電流が流れると、制限がなされているか否かにかかわらず、フィードバック制御によりスイッチング素子が操作されるため、インバータに最大定格電流以上の電流が流れることを抑制することができる。

以下、本発明にかかる多相回転電機の制御装置を、ハイブリッド車に搭載される３相回転電機の制御装置に適用した一実施形態を図面を参照しつつ説明する。

図１に、上記３相回転電機及びその制御装置の全体構成を示す。

図示されるように、３相回転電機であるＤＣブラシレスモータ（モータ２）の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１０が接続されている。このインバータ１０は、３相インバータであり、３つの相のそれぞれに対応したスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との並列接続体を備えて構成されている。更に、インバータ１０は、各スイッチング素子１２〜２２に並列に接続されたダイオード２４〜３４を備えている。そして、スイッチング素子１２及びスイッチング素子１４を直列接続する接続点がモータ２のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子１６及びスイッチング素子１８を直列接続する接続点がモータ２のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子２０及びスイッチング素子２２を直列接続する接続点がモータ２のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子１２〜２２は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。

インバータ１０の各１組のスイッチング素子１２，１４とスイッチング素子１６，１８とスイッチング素子２０，２２との両端（正極電位側及び負極電位側）には、平滑コンデンサ４０を介して電源４２の電圧が印加されている。

一方、マイクロコンピュータ５０は、モータ２の出力軸の回転角度を検出する位置センサ５２や、Ｕ相及びＶ相に流れる電流を検出する電流センサ５４，５６、電源４２の電圧を検出する電圧センサ５８の検出結果を取り込む。そして、マイクロコンピュータ５０は、Ｗ相に流れる電流を、キルヒホッフの法則に基づき、Ｕ相を流れる電流とＶ相を流れる電流とから算出する。そして、マイクロコンピュータ５０は、上記モータ２の出力軸の回転角度や３つの相を流れるそれぞれの電流等に基づき、ゲート駆動回路６０〜７０を介してスイッチング素子１２〜２２を操作する。

図２に、マイクロコンピュータ５０の行なう処理のうち、特にスイッチング素子１２〜２２を操作するための駆動パルスの生成に関する処理の機能ブロック図を示す。

本実施形態では、瞬時電流値制御によりスイッチング素子１２〜２２を操作する。以下では、まず、図２に示す処理のうち、特に通常の瞬時電流値制御に関する処理について説明する。

指令電流生成部８０は、図示しない別のロジックにて算出されるモータ２の要求トルクと、位置センサ５２によって検出される回転角度の時間微分値としての回転速度等に応じて指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを生成する部分である。この指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃは、ｄｑ軸上での指令電流となっている。

指令電流変換部８２は、ｄｑ軸上での指令電流ｉｑｃ，ｉｄｃを、３相の指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃに変換する部分である。これら指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃは、それぞれヒステリシスコンパレータ８４〜８８に取り込まれる。ヒステリシスコンパレータ８４〜８８では、モータ２の各相を実際に流れる電流（実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）が、指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃによって定まる所定のヒステリシス領域の上限よりも大きくなるときと小さくなるときとにそれぞれ値の反転する出力信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを出力する。

出力信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗは、駆動パルス制限部９０に取り込まれる。駆動パルス制限部９０では、モータ２の低回転速度・小出力トルクによる運転時には、出力信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗを直接出力する。そして、これら出力信号ｇｕ，ｇｖ，ｇｗ及びインバータ１０２，１０４，１０６によるそれらの反転信号が、Ｄｅａｄｔｉｍｅ生成部１０８に取り込まれる。Ｄｅａｄｔｉｍｅ生成部１０８では、上記選択された各信号とこれに対応する上記反転信号とを、これらのエッジ部分同士のタイミングの重なりを避けるように波形整形する。そして、波形整形された信号は、Ｕ相のスイッチング素子１２を操作する駆動パルスｇｕｐ、Ｕ相のスイッチング素子１４を操作する駆動パルスｇｕｎ、Ｖ相のスイッチング素子１６を操作する駆動パルスｇｖｐ、Ｖ相のスイッチング素子１８を操作する駆動パルスｇｖｎ、Ｗ相のスイッチング素子２０を操作する駆動パルスｇｗｐ、Ｗ相のスイッチング素子２２を操作する駆動パルスｇｗｎとなる。

こうした構成によれば、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとの大小に基づき（より正確には、上記ヒステリシス領域の上限及び下限との大小に基づき）、スイッチング素子１２〜２２の操作がなされる。図３に、こうした態様によってスイッチング素子１２〜２２を操作する瞬時電流値制御の態様を示す。図３では、Ｕ相について、実線で実電流ｉｕが、２点鎖線にて指令電流ｉｕｃがそれぞれ示されている。図示されるように、指令電流ｉｕｃよりもヒステリシス幅ｈｙｓの「１／２」だけ大きい値と指令電流ｉｕｃよりもヒステリシス幅ｈｙｓの「１／２」だけ小さい値との間の領域（ヒステリシス領域）内に入るように、実電流ｉｕが制御される。これにより、モータ２の各相に流れる電流を、要求トルクを生成するための要求電流に制御することができる。すなわち、指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを要求電流としつつ瞬時電流値制御をすることで、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを要求電流とすることができる。

ところで、モータ２の高回転速度・大要求トルク領域では、モータ２に要求電流を流すために必要な電圧利用率が上昇する。この電圧利用率の最大値は、理論上、図４に示す１パルス制御によって実現することができる。図４（ａ）の２点鎖線は、Ｕ相の指令電流ｉｕｃを示し、実線でＵ相の実電流ｉｕを示す。また、図４（ｂ）は、上記実電流ｉｕを生成した１パルス制御による駆動パルスである。図示されるように、１パルス制御では、要求電流（指令電流ｉｕ）の半周期とパルス幅が一致する駆動パルス（要求電流の一周期内に論理「Ｈ」状態と論理「Ｌ」状態とが１度ずつとなる駆動パルス）によりスイッチング素子１２〜２２を操作する。

モータ２の高回転速度・大要求トルク領域においては、瞬時電流値制御においても、図４（ｂ）に示す駆動パルスに近似した駆動パルスによる制御が望まれる。しかし、瞬時電流値制御では、正弦波形状の要求電流（指令電流ｉｕｃ）に追従するように制御しようとするため、スイッチング素子１２〜２２を操作する駆動パルスが図４（ｂ）に示すものと相違することとなる。図４（ｃ）に、瞬時電流値制御により図４（ａ）に示した指令電流ｉｕｃに追従させる際の駆動パルスのイメージを示す。このように、瞬時電流値制御による駆動パルスは図４（ｂ）に示すものと相違する。

そこで本実施形態では、所定の条件下、瞬時電流値制御によるスイッチング素子１２〜２２の操作を制限する処理を行なう。そして、上記所定の条件を、モータ２に要求電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧（各相の印加電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）の振幅の２倍がインバータ１０の入力電圧（電源４２の電圧Ｖｅ）を上回るときとする。以下、先の図２に示した処理のうち、制限にかかる処理について説明する。

電流電圧変換部１１０は、指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃに変換する部分である。一方、指令電圧変換部１１２は、指令電圧ｖｄｃ，ｖｑｃを３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃに変換する部分である。そして、スイッチング制限部１１４は、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃと電源電圧Ｖｅとに基づき、制限を行うために駆動パルス制限部９０を操作する部分である。図５に、上記スイッチング制限部１１４、駆動パルス制限部９０によるスイッチング素子１２〜２２の操作制限の態様を示す。

図５（ａ）は、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃの変動範囲が、インバータ１０の入力電圧（電源４２の電圧Ｖｅ）内にあるときを示している。このときには、通常の瞬時電流値制御がなされる。

一方、図５（ｂ）、図５（ｃ）は、Ｕ相の指令電圧ｖｕｃの変動範囲が、インバータ１０の入力電圧（電源４２の電圧Ｖｅ）からはみ出すときを示している。

この場合、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「１／２」よりも大きいときには、スイッチング素子１２がオン状態に、また、スイッチング素子１４がオフ状態に固定される。換言すれば、インバータ１０の正極電位側とモータ２のＵ相とが導通状態で固定される。ここで、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「１／２」よりも大きいときには正弦波形状の指令電圧ｖｕｃを生成することができず、瞬時電流値制御によっては適切なフィードバック制御をすることができない。またこの領域では、１パルス制御によれば、通常、インバータ１０の正極電位側とモータ２のＵ相とが導通状態で固定される。そこで、本実施形態では、この領域において、１パルス制御によるものと同様の態様にてスイッチング素子１２〜２２を固定する。

また、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「−１／２」よりも小さいときには、スイッチング素子１２がオフ状態に、また、スイッチング素子１４がオン状態に固定される。換言すれば、インバータ１０の負極電位側とモータ２のＵ相とが導通状態で固定される。ここで、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「−１／２」よりも小さいときには正弦波形状の指令電圧ｖｕｃを生成することができず、瞬時電流値制御によっては適切なフィードバック制御をすることができない。またこの領域では、１パルス制御によれば、通常、インバータ１０の負極電位側とモータ２のＵ相とが導通状態で固定される。そこで、本実施形態では、この領域において、１パルス制御によるものと同様の態様にてスイッチング素子１２〜２２を固定する。

上記態様にてスイッチング素子１２〜２２を固定すべく、上記駆動パルス制限部９０は、図６に示すものとなっている。すなわち、駆動パルス制限部９０においては、論理和生成部９２ｕ，９２ｖ，９２ｗによって、ヒステリシスコンパレータ８４〜８８の出力と、Ｈ固定用信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１との論理和信号が生成される。また、反転信号生成部９４ｕ，９４ｖ，９４ｗによって、Ｌ固定用信号ｇｕ０の論理反転信号が生成される。更に、論理積生成部９６ｕ，９６ｖ，９６ｗによって、論理和生成部９２ｕ，９２ｖ，９２ｗの出力と、反転信号生成部９４ｕ，９４ｖ，９４ｗの出力との論理積信号が生成される。

図７に、上記スイッチング制限部１１４による上記Ｈ固定用信号ｇｕ１とＬ固定用信号ｇｕ０との生成に関する処理手順を示す。なお、Ｈ固定用信号ｇｖ１，ｇｗ１とＬ固定用信号ｇｖ０，ｇｗ０との生成に関する処理も、図７に示す処理と同様であるため、ここではその説明を割愛する。

図示されるように、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「１／２」以下であって（ステップＳ１０：ＮＯ）且つ電源電圧Ｖｅの「−１／２」以上であるとき（ステップＳ１６：ＮＯ）には、Ｈ固定用信号ｇｕ１及びＬ固定用信号ｇｕ０が論理「Ｌ」とされる（ステップＳ１４、Ｓ２０）。

一方、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「１／２」よりも高いときには、Ｈ固定用信号ｇｕ１が論理「Ｈ」とされる（ステップＳ１２）。また、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「−１／２」よりも低い時には、Ｌ固定用信号ｇｕ０が論理「Ｈ」とされる（ステップＳ１８）。

これにより、先の図５に示した態様にてスイッチング素子１２，１４の操作を制限することが可能となる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）フィードバック制御によるスイッチング素子１２〜２２の操作を制限すべく、スイッチング制限部１１４及び駆動パルス制限部９０を備えた。これにより、必要以上のスイッチング操作による電圧利用率の低下を好適に抑制することができ、ひいては、モータ２の制御性を高く維持することができる。

（２）１パルス制御によって要求トルクを実現する際に想定される駆動パルスの反転タイミングの近傍以外で制限を行った。これにより、高回転速度・大トルク領域であっても、理論上最大の電圧利用率となる１パルス制御に近似する制御を、電流のフィードバック制御によって行うことができる。

（３）モータ２に要求電流値の電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧の振幅の２倍の値がインバータ１０の入力電圧を上回るときに制限を行った。これにより、正弦波形状の指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃに追従させようとしてスイッチングを行うことで実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃへの追従性が低下するときに、制限を行うことができる。

（４）モータ２に要求電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧（電位）がインバータ１０の正極電位を上回る相についてはインバータ１０の負極電位側とモータ２側とが導通状態となることを制限し、モータ２に要求電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧（電位）がインバータ１０の負極電位を下回る相についてはインバータ１０の正極電位側とモータ２側とが導通状態となることを制限した。これにより、不要なスイッチング操作がなされることを制限することができ、ひいては電圧利用率の低下を抑制することができる。

（５）指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに基づき、モータ２に指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃの電流を流すための正弦波形状の相電圧を算出し、これに基づき制限を行った。これにより、モータ２を流れる実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃに追従させる制御を瞬時電流値制御によって適切に行うことができるか否かを適切に判断することができる。

（６）スイッチング素子１２〜２２の操作状態を固定することで制限を行なった。これにより、不必要なスイッチング素子１２〜２２の操作を禁止することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるスイッチング素子１２〜２２の操作制限の態様を示す。この図８は、先の図５と対応するものである。

図示されるように、本実施形態でも、指令電圧ｖｕｃの変動範囲が電源４２の電圧範囲を超えるときにスイッチング制限を行う。ただし、本実施形態では、指令電圧ｖｕｃのゼロクロス点を中心とする所定の位相φの範囲内以外でのスイッチングを制限する。詳しくは、上記範囲外であって且つ指令電圧ｖｕｃが正であるときには、スイッチング素子１２をオン状態で固定して且つスイッチング素子１４をオフ状態で固定する。換言すれば、インバータ１０の正極電位側とモータ２側とを導通状態として固定する。一方、範囲外であって且つ指令電圧ｖｕｃが負であるときには、スイッチング素子１２をオフ状態で固定して且つスイッチング素子１４をオン状態で固定する。換言すれば、インバータ１０の負極電位側とモータ２側とを導通状態として固定する。

図９に、マイクロコンピュータ５０の行なう処理のうち、特にスイッチング素子１２〜２２を操作するための駆動パルスの生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図９において、先の図２に示したブロックと同様の機能を有するブロックについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、電圧位相演算部１１６を備えている。電圧位相演算部１１６では、指令電圧 ｖｄｃ，ｖｑｃに基づき、３相の指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃの位相θｖｕ，θｖｖ，θｖｗを算出する。これは、下記の式（ｃ１）〜（ｃ３）となる。
θｖｕ＝θｖｄｑ＋π／２ …（ｃ１）
θｖｖ＝θｖｄｑ＋π／２−（２／３）π …（ｃ２）
θｖｗ＝θｖｄｑ＋π／２＋（２／３）π …（ｃ３）
ただし、位相θｖｄｑは、初期値θｒｅを用いて下記の式（ｃ４）にて表現される。
θｖｄｑ＝ａｒｃｔａｎ（ｖｑｃ／ｖｄｃ）＋θｒｅ …（ｃ４）
一方、スイッチング制限部１１４では、位相θｖｕ，θｖｖ，θｖｗに基づき、スイッチング操作の制限を行う。ただし、この制限は、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが電源電圧Ｖｅを上回ったときにのみ行うため、本実施形態でも、スイッチング制限部１１４が指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃを取り込んでいる。図１０に、スイッチング制限部１１４による上記Ｈ固定用信号ｇｕ１とＬ固定用信号ｇｕ０との生成に関する処理の手順を示す。

この一連の処理によれば、位相θｖｕが、位相φ以下であるとき（ステップＳ３０：ＮＯ）、位相「π―φ」より大きく「π＋φ」以下であるとき（ステップＳ３８：ＮＯ）、又は位相「２π―φ」よりも大きいとき（ステップＳ４０：ＮＯ）には、Ｈ固定用信号ｇｕ１が論理「Ｌ」とされて（ステップＳ３６）且つＬ固定用信号ｇｕ０が論理「Ｌ」とされる（ステップＳ４４）。これに対し、位相θｖｕが、位相φよりも大きく且つ位相「π―φ」よりも小さいとき（ステップＳ３２：ＹＥＳ）には、Ｈ固定用信号ｇｕ１を論理「Ｈ」とする（ステップＳ３４）。また、位相θｖｕが、位相「π＋φ」よりも大きく位相「２π―φ」よりも小さいときには（ステップＳ４０：ＹＥＳ）、Ｌ固定用信号ｇｕ０を論理「Ｈ」に固定する（ステップＳ４２）。

なお、位相φは、「３０°」以上とすることが望ましい。これにより、常時、３相のうちの少なくとも１つの相はスイッチング操作が制限されていない状態とすることができる。このため、制限をしているにもかかわらず、モータ２の運転状態の急変時においてフィードバック制御によりこの変化に適切に対処することができる。なお、制限しない領域を狭めるほど、スイッチング素子１２〜２２の操作態様を１パルス制御によるスイッチング素子１２〜２２の操作態様と近似させることができることに鑑みれば、位相φは極力小さくすることが望ましい。このため、上述した２つの観点から、フィードバック制御を常時行うことを可能として且つ極力１パルス制御に近似させるためには、位相φを「３０°」とすることが特に望ましい。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（３）、（５）、（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（７）指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃのゼロクロス点を中心とする所定の位相φの範囲以外において、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが正となる相についてはインバータ１０の負極電位側とモータ２側とが導通状態となることを制限し、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが負となる相についてはインバータ１０の正極電位側とモータ２側とが導通状態となることを制限した。これにより、不必要なスイッチング操作がなされることによる電圧利用率の低下を抑制することができる。

（８）所定の位相φを「３０°」以上とした。これにより、モータ２の運転状態の急変時においてもフィードバック制御によりこの変化に適切に対処することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、図１１に示すように、指令電流ｉｕｃの絶対値を増加させることでスイッチング素子１２〜２２の操作を制限する。すなわち、図示されるように、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「１／２」よりも高いときには、指令電流ｉｕｃを、出力電流の上限値Ｉｍａｘとする。これにより、実電流ｉｕが指令電流ｉｕｃを上回ることが抑制され、インバータ１０の負極電位側とモータ２側とが導通状態とされることが制限される。また、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「−１／２」よりも低いときには、指令電流ｉｕｃを、出力電流の下限値Ｉｍｉｎとする。これにより、実電流ｉｕが指令電流ｉｕｃを下回ることが抑制され、インバータ１０の正極電位側とモータ２側とが導通状態とされることが制限される。

図１２に、本実施形態にかかる駆動パルス制限部９０の構成を示す。なお、図１２において、先の図６に示したブロックと同様の機能を有するブロックには、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態においては、駆動パルス制限部９０は、ヒステリシスコンパレータ８４，８６，８８に信号を出力する。そして、駆動パルス制限部９０は、各相に対応してそれぞれ指令電流切替部９８ｕ，９８ｖ，９８ｗを備えている。これら指令電流切替部９８ｕ，９８ｖ，９８ｗは、上記指令電流変換部８２の出力を取り込むとともに、Ｈ固定用信号ｇｕ１とＬ固定用信号ｇｕ０とを取り込み、これに基づき、指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを生成する。

図１３に、上記指令電流切替部９８ｕ，９８ｖ，９８ｗのうち、特に指令電流切替部９８ｕの行なう処理の手順を示す。

図示されるように、Ｈ固定用信号ｇｕ１とＬ固定用信号ｇｕ０とが共に論理「Ｌ」であるときには（ステップＳ５４：ＮＯ）、先の図２の指令電流変換部８２の出力する指令電流ｉｕｃをそのまま用いる（ステップＳ５８）。これに対し、Ｈ固定用信号ｇｕ１が論理「Ｈ」であるときには（ステップＳ５０：ＹＥＳ）、指令電流ｉｕｃを上限値Ｉｍａｘとする（ステップＳ５２）。また、Ｌ固定用信号ｇｕ０が論理「Ｈ」とあるときには（ステップＳ５４：ＹＥＳ）、指令電流ｉｕｃを下限値Ｉｍｉｎ（＝−Ｉｍａｘ）とする（ステップＳ５６）。

なお、上記上限値Ｉｍａｘは、インバータ１０の最大定格電流ＩＭ以下とする。これにより、インバータ１０を流れる電流の絶対値が最大定格電流を超えて増加するとき、これを減少させるようにフィードバック制御をすることができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（９）指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃの絶対値を要求電流値よりも増大させることでスイッチング操作の制限を行った。これにより、不必要なスイッチング素子の操作を好適に抑制することができる。

（１０）スイッチング操作の制限に際し、指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃの絶対値をインバータ１０の最大定格電流以下とした。これにより、インバータ１０に最大定格電流以上の電流が流れると、上記スイッチング操作の制限にかかわらずフィードバック制御によりスイッチング素子が操作されるため、インバータ１０に最大定格電流以上の電流が流れることを抑制することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、スイッチング素子１２〜２２の操作状態を固定しない領域において、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが低下するときにはインバータ１０の負極電位側とモータ２側とを導通させるスイッチングのみを許容し、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが上昇するときにはインバータ１０の正極電位側とモータ２側とを導通させるスイッチングのみを許容する。これにより、上記制限を行う領域以外において一度のみスイッチングが許容されることとなる。

図１４に、本実施形態にかかる駆動パルス制限部９０の構成を示す。なお、図１４において、先の図６に示したブロックと同様の機能を有するブロックには、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態の駆動パルス制限部９０も、先の第１の実施形態（図６）のものと同一である。しかし、本実施形態では、上記Ｈ固定用信号ｇｕ１,ｇｖ１，ｇｗ１の代わりにＨ固定用信号Ｇｕ１，Ｇｖ１，Ｇｗ１が論理和生成部９２ｕ，９２ｖ，９２ｗに入力される。また、上記Ｌ固定用信号ｇｕ０，ｇｖ０，ｇｗ０の代わりにＬ固定用信号Ｇｕ０，Ｇｖ０，Ｇｗ０が反転信号生成部９４ｕ，９４ｖ，９４ｗに入力される。そして、これらＨ固定用信号Ｇｕ１，Ｇｖ１，Ｇｗ１とＬ固定用信号Ｇｕ０，Ｇｖ０，Ｇｗ０とは、Ｈ固定用信号ｇｕ１,ｇｖ１，ｇｗ１とＬ固定用信号ｇｕ０，ｇｖ０，ｇｗ０とに基づき、上記スイッチング制限部１１４によって図１５に示す処理によって生成される。

図１５に示す一連の処理において、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「１／２」倍を上回るときには（図５参照）、Ｈ固定用信号ｇｕ１が論理「Ｈ」となっているため、ステップＳ６０において肯定判断され、ステップＳ６２に移行する。ステップＳ６２では、Ｈ固定用履歴信号ｇｕ１ｏｌｄを論理「Ｈ」とするとともに、Ｈ固定用信号Ｇｕ１を論理「Ｈ」、Ｌ固定用信号Ｇｕ０を論理「Ｌ」とする。このため、Ｈ固定用信号ｇｕ１が論理「Ｈ」とされるときには、先の第１の実施形態と同様、スイッチング素子１２がオン状態で固定されて且つスイッチング素子１４がオフ状態で固定される。

そして、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「１／２」内に入ると、Ｈ固定用信号ｇｕ１が論理「Ｌ」に反転する。このため、ステップＳ６０において否定判断される。このときには、Ｌ固定用信号ｇｕ０も論理「Ｌ」であるため、ステップＳ６４においても否定判断される。そして、ステップＳ６８において、ヒステリシスコンパレータ８４の出力信号ｇｕが論理「Ｈ」であると判断されると、ステップＳ７０に移行する。しかし、このときには、Ｌ固定用履歴信号ｇｕ０ｏｌｄが論理「Ｌ」でないため、ステップＳ７０で否定判断され、この一連の処理を一旦終了する。これに対し、出力信号ｇｕが論理「Ｌ」に反転すると、ステップＳ６８で否定判断されるため、ステップＳ７４に移行する。ここでは、Ｈ固定用履歴信号ｇｕ１ｏｌｄが論理「Ｈ」となるために、ステップＳ７６に移行する。ステップＳ７６では、Ｈ固定用履歴信号ｇｕ１ｏｌｄを論理「Ｌ」とするとともに、Ｌ固定用信号Ｇｕ０を論理「Ｈ」とする。これにより、スイッチング素子１２がオフ状態に切り替えられ、スイッチング素子１４がオン状態に切り替えられる。

この状態で、再度この処理に入ると、Ｈ固定用信号ｇｕ１とＬ固定用信号ｇｕ０とが共に論理「Ｌ」である間は、Ｓ７０，Ｓ７４のいずれでも否定判断されることとなるため、これ以上スイッチング状態が切り替えられることはない。

その後、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「−１／２」倍を下回ると、Ｌ固定用信号ｇｕ０が論理「Ｈ」に反転するため、ステップＳ６４で肯定判断される。これにより、ステップＳ６６において、Ｌ固定用履歴信号ｇｕ０ｏｌｄが論理「Ｈ」とされるとともに、Ｌ固定用信号Ｇｕ０が論理「Ｈ」とされ、Ｈ固定用信号Ｇｕ１が論理「Ｌ」とされる。このため、Ｌ固定用信号ｇｕ０が論理「Ｈ」とされるときには、先の第１の実施形態と同様、スイッチング素子１２がオフ状態で固定されて且つスイッチング素子１４がオン状態で固定される。

そして、指令電圧ｖｕｃが電源電圧Ｖｅの「１／２」内に入ると、Ｌ固定用信号ｇｕ０が論理「Ｌ」に反転する。このため、ステップＳ６４において否定判断される。そして、ステップＳ６８において、ヒステリシスコンパレータ８４の出力信号ｇｕが論理「Ｌ」であると判断されると、ステップＳ７４に移行する。しかし、このときには、Ｈ固定用履歴信号ｇｕ１ｏｌｄが論理「Ｌ」のため、ステップＳ７４で否定判断され、この一連の処理を一旦終了する。これに対し、出力信号ｇｕが論理「Ｈ」に反転すると、ステップＳ６８で肯定判断されるため、ステップＳ７０に移行する。ここでは、Ｌ固定用履歴信号ｇｕ０ｏｌｄが論理「Ｈ」であるために、肯定判断され、ステップＳ７２に移行する。ステップＳ７２では、Ｌ固定用履歴信号ｇｕ０ｏｌｄを論理「Ｌ」とするとともに、Ｈ固定用信号Ｇｕ１を論理「Ｈ」とする。これにより、スイッチング素子１２がオン状態に切り替えられ、スイッチング素子１４がオフ状態に切り替えられる。

この状態で、再度この処理に入ると、Ｈ固定用信号ｇｕ１とＬ固定用信号ｇｕ０とが共に論理「Ｌ」である間は、Ｓ７０，Ｓ７４のいずれでも否定判断されることとなるため、これ以上スイッチング状態が切り替えられることはない。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（１１）スイッチング素子１２〜２２の操作状態を固定しない領域において、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが低下するときにはインバータ１０の負極電位側とモータ２側とを導通させるスイッチングのみを許容し、指令電圧ｖｕｃ，ｖｖｃ，ｖｗｃが上昇するときにはインバータ１０の正極電位側とモータ２側とを導通させるスイッチングのみを許容した。これにより、スイッチング素子１２〜２２の操作状態の切り替えを一度のみ許容することで、１パルス制御を確実に行うことができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、マイクロコンピュータ５０の行なう処理のうち、特にスイッチング素子１２〜２２を操作するための駆動パルスの生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図１６において先の図２に示したブロックと同様の機能を有するブロックについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを３相の電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに変換する電流電圧変換部１２０を備えている。ここで、電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを流す際に想定される正弦波形状の相電圧である。電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは、モータ２の実際の相電圧ではないが、この電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを用いて上記Ｈ固定用信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１とＬ固定用信号ｇｕ０，ｇｖ０，ｇｗ０とを生成することはできる。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）、（６）の効果を得ることはできる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１７に、マイクロコンピュータ５０の行なう処理のうち、特にスイッチング素子１２〜２２を操作するための駆動パルスの生成に関する処理の機能ブロック図を示す。なお、図１７において先の図２に示したブロックと同様の機能を有するブロックについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、スイッチング制限部１１４において、要求トルクと回転速度とに基づき上記Ｈ固定用信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１とＬ固定用信号ｇｕ０，ｇｖ０，ｇｗ０とを生成する。ここでは、要求トルクと回転速度とに基づき上記Ｈ固定用信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１とＬ固定用信号ｇｕ０，ｇｖ０，ｇｗ０とをマップ演算する。このマップは、要求電流をモータ２に流す際に想定される１パルス制御の駆動パルスを予め求め、この駆動パルスの反転タイミング近傍以外でスイッチングを制限するように、上記Ｈ固定用信号ｇｕ１，ｇｖ１，ｇｗ１とＬ固定用信号ｇｕ０，ｇｖ０，ｇｗ０とを求めることで生成することができる。そして、このマップを作成した後、スイッチング制限部１１４に記憶させておく。

以上説明した本実施形態によっても、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）、（６）の効果を得ることはできる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１〜第４の実施形態において、要求トルクと回転速度とから算出される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃに基づき、スイッチング制限を行ったが、指令電流に基づくスイッチング制限手法としてはこれに限らない。例えば要求トルクと回転速度とから算出される指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃの基本値と２相の実電流ｉｄ，ｉｑとから最終的な指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃを算出し、これに基づき制限を行ってもよい。

・上記第２の実施形態において、所定の位相φを要求トルク及び回転速度に応じて可変設定してもよい。すなわち、回転速度が高くなるほど、また要求トルクが大きくなるほど、高い電圧利用率が要求されるため、１パルス制御に近似させることが望まれる。このため、回転速度が高いほど、また要求トルクが大きいほど、位相φを小さい値としてもよい。これにより、回転速度が高くなるにつれて、また要求トルクが大きくなるにつれて、瞬時電流値制御によって１パルス制御に近似する制御をすることができる。

・上記第３の実施形態において、上限値Ｉｍａｘや下限値Ｉｍｉｎは要求トルク及び回転速度に応じて、又は指令電流ｉｄｃ，ｉｑｃ若しくは３相での指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃに応じて可変してもよい。例えば３相での指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃの振幅が大きいほど上限値Ｉｍａｘや下限値Ｉｍｉｎの絶対値を大きくすることで、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指令電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃに好適に追従させることができる。なお、この場合であっても、上限値Ｉｍａｘや下限値Ｉｍｉｎは、インバータ１０の最大定格電流以下とすることが望ましい。

・上記各実施形態では、モータ２に本発明を適用する場合を想定したが、これに限らず、発電機に本発明を適用してもよい。この場合、モータ２の出力トルクが大きいときを、発電機のトルクが負で大きいとき（負荷トルクが大きいとき）と読み替えればよい。

・上記各実施形態では、インバータ１０のスイッチング手法として、瞬時電流値制御のみを採用したがこれに限らない。例えばモータ２の低回転速度、小トルク領域においては、三角波を搬送波とするＰＷＭ制御を採用してもよい。

・多相回転電機の制御装置としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。

・上記各実施形態において、制御処理の実装は、マイコンに限らない。例えばＦＰＧＡや専用ＬＳＩ等のハードデバイスでもよい。

第１の実施形態にかかるモータ、インバータ、及びマイコンの構成を示す図。 同実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 同実施形態における瞬時電流値制御の態様を示すタイムチャート。 １パルス制御の態様を示すタイムチャート。 上記実施形態におけるスイッチングの制限態様を示すタイムチャート。 同実施形態における駆動パルス制限部の構成を示す図。 同実施形態におけるスイッチングの制限の処理手順を示すフローチャート。 第２の実施形態における瞬時電流値制御の態様を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 同実施形態におけるスイッチングの制限の処理手順を示すフローチャート。 第３の実施形態における瞬時電流値制御の態様を示すタイムチャート。 同実施形態における駆動パルス制限部の構成を示す図。 同実施形態におけるスイッチングの制限の処理手順を示すフローチャート。 第４の実施形態における駆動パルス制限部の構成を示す図。 同実施形態におけるスイッチングの制限の処理手順を示すフローチャート。 第５の実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。 第６の実施形態にかかるマイコン内の処理を示す機能ブロック図。

符号の説明

２…モータ（多相回転電機の一実施形態）、１０…インバータ、１２〜２２…スイッチング素子、５０…マイクロコンピュータ（多相回転電機の一実施形態）。

Claims (11)

1. 多相回転電機に対する指令電流によって定まる所定のヒステリシス領域の上限及び下限と前記多相回転電機を流れる実電流との大小に基づき、インバータのスイッチング素子を操作することで、前記実電流を、要求トルクを生成するための要求電流値にフィードバック制御する多相回転電機の制御装置において、
   前記フィードバック制御による前記スイッチング素子の操作を制限する制限手段を備えることを特徴とする多相回転電機の制御装置。
2. 前記制限手段は、前記要求電流値の半周期と一致する駆動パルスを用いる１パルス制御によって前記要求トルクを実現する際に想定される前記駆動パルスの反転タイミングの近傍以外で前記制限を行うものであることを特徴とする請求項１記載の多相回転電機の制御装置。
3. 前記制限手段は、前記多相回転電機に前記要求電流値の電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧の振幅の２倍の値が前記インバータの入力電圧を上回るときに前記制限を行うものであることを特徴とする請求項１又は２記載の多相回転電機の制御装置。
4. 前記制限手段は、前記多相回転電機に前記要求電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧が前記インバータの正極電位を上回る相については前記インバータの負極電位側と前記多相回転電機側とが導通状態となることを制限し、前記多相回転電機に前記要求電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧が前記インバータの負極電位を下回る相については前記インバータの正極電位側と前記多相回転電機側とが導通状態となることを制限することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
5. 前記制限手段は、前記多相回転電機に前記要求電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧のゼロクロス点を中心とする所定の位相範囲以外において、前記相電圧が正となる相については前記インバータの負極電位側と前記多相回転電機側とが導通状態となることを制限し、前記相電圧が負となる相については前記インバータの正極電位側と前記多相回転電機側とが導通状態となることを制限することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
6. 前記多相回転電機が３相回転電機であり、
   前記所定の位相範囲が「±３０°」以上であることを特徴とする請求項５記載の多相回転電機の制御装置。
7. 前記制限手段は、前記制限を行う領域以外において、前記多相回転電機に前記要求電流を流す際に想定される正弦波形状の相電圧が低下するときには前記インバータの負極電位側と前記多相回転電機側とを導通させるスイッチングのみを許容し、前記相電圧が上昇するときには前記インバータの正極電位側と前記多相回転電機側とを導通させるスイッチングのみを許容することを特徴とする請求項２〜６のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
8. 前記制限手段は、前記指令電流に基づき、前記多相回転電機に前記指令電流を流すための正弦波形状の相電圧を算出する手段を備え、該算出される相電圧に基づき、前記制限を行うことを特徴とする請求項３〜７のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
9. 前記制限手段は、前記スイッチング素子の操作状態を固定することで前記制限を行なうことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
10. 前記制限手段は、前記指令電流の絶対値を前記要求電流値よりも増大させることで前記制限を行うことを特徴とする請求項１〜８のいずれかに記載の多相回転電機の制御装置。
11. 前記制限手段は、前記制限に際し、前記指令電流の絶対値を、前記インバータの最大定格電流以下とする請求項１０記載の多相回転電機の制御装置。

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