JP2015223023A - 同期モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】瞬時電流制御の高応答性を維持しつつ、位置センサレス制御による位置推定を行う同期モータの制御装置を提供する。
【解決手段】同期モータ５の駆動を制御するモータ制御装置１０１は、モータ５の電流、トルク又は回転数の状態に基づき、インバータ４のスイッチング状態を操作する瞬時電流制御器１２と、インバータ４の同一スイッチング状態での複数のサンプル点で電流センサ６により検出された電流検出値を取得し、少なくとも当該電流検出値に基づき、モータ５のロータ位置を推定する位置推定部２１と、を備える。位置推定前に電圧瞬時値及び電流瞬時値から基本波を抽出するためのフィルタを用いないため、フィルタによる応答の遅れが発生しない。したがって、位置センサレス制御において瞬時電流制御の高応答性を維持しつつ、好適に位置推定を行うことができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、位置センサを用いることなく同期モータの駆動を制御する同期モータの制御装置に関する。

従来、多相交流モータの駆動制御において、モータの状態（電流、トルク、回転数等）に基づき、インバータのスイッチング状態を直接演算する瞬時電流制御が知られている。瞬時電流制御には、ヒステリシス比較器を用いる瞬時電流制御、直接トルク制御、モデル予測制御等の種々の方式がある。例えば、ヒステリシス比較器を用いる瞬時電流制御は、電流指令値によって定まる所定のヒステリシス領域の上下限と、モータの各相に流れる実際の電流値との大小に基づき、インバータのスイッチング状態を操作することでインバータの出力電圧を制御する（例えば特許文献１参照）。総じて瞬時電流制御は、ＰＷＭ制御等に比べ電流指令値の変化に対する実際の電流値の応答が速いという特徴がある。

また、同期モータの制御において、ロータの回転位置を検出する位置センサを用いずにロータの位置を推定する位置センサレス制御が知られている。例えば特許文献２に記載の同期モータの制御装置は、ＰＷＭ制御において位置センサレス制御を適用している。この位置推定方法では、電圧指令値、電流検出値、及び速度指令値に基づいて、拡張誘起電圧モデルを用いて軸ずれΔθを推定し、さらに、軸ずれΔθから速度及び位相を推定する。
この制御装置において相電流をｄｑ軸電流に変換する座標変換部では、フィルタを用いてスイッチングリップルやノイズ成分を除去している。また、速度位相推定部では、ローパスフィルタを用いてインバータ出力周波数ω１から高周波成分を除去している。

特開２００８−２２００３４号公報 特許第３４１１８７８号公報

仮に瞬時電流制御に位置センサレス制御を適用することを検討する。
瞬時電流制御では制御周期毎に検出した電流検出値に基づきインバータのスイッチングを直接制御するため、電圧基本波及び電流基本波は存在しない。一方、位置推定においては電圧基本波及び電流基本波が必要であるため、瞬時電流制御による電圧出力値及び電流検出値に対し、位置推定前にフィルタを作用させ、電圧基本波及び電流基本波を抽出することが必要となる。
このように位置推定のためにフィルタを設けると、瞬時電流制御の特徴である高応答性を実現することができなくなり、瞬時電流制御の利点が低下するという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、瞬時電流制御の高応答性を維持しつつ、位置センサレス制御による位置推定を行う同期モータの制御装置を提供することにある。

本発明は、インバータの複数のスイッチング素子のスイッチング状態を操作することで多相交流電力を出力し同期モータの駆動を制御する制御装置であって、瞬時電流制御手段と、位置推定手段とを備える。
瞬時電流制御手段は、同期モータの電流、トルク又は回転数の状態に基づき、インバータのスイッチング状態を操作する。具体的には、例えば同期モータの電流指令値に対して設定された所定のヒステリシス領域の上下限と電流検出値とを比較するヒステリシス比較器の比較結果に応じて、インバータのスイッチング状態を操作するための各相スイッチング指令を出力する。要するに、電流フィードバック制御で広く行われているＰＷＭ制御のように、制御手段が出力した電圧指令値をＰＷＭキャリアと比較しＰＷＭ信号を生成するというような複雑な処理を行うことなく、同期モータの挙動に応じて瞬時電流制御手段がインバータのスイッチングを「直接」演算する。

位置推定手段は、インバータの同一スイッチング状態での複数のサンプル点で電流検出手段により検出された電流検出値を取得し、少なくとも当該電流検出値に基づき、同期モータのロータ位置を推定する。
具体的には、位置推定手段は、瞬時電流制御手段が出力する各相スイッチング指令（電圧瞬時値）と、電流検出手段が検出した電流検出値（瞬時値）とからロータの位置を推定する。或いは、モデル予測制御の電流予測値と電流検出値とからロータの位置と速度を推定する。
本発明では、位置推定に基本波電圧及び基本波電流を用いないため、フィルタが不要となる。したがって、瞬時電流制御の高応答性を維持しつつ、好適に位置推定を行うことができる。

特に、瞬時電流制御の一種であるモデル予測制御では、インバータの各相のスイッチング状態の組合せパターンについて予測時点の電流を予測し、電流予測値が電流指令値に最も近くなるスイッチングパターンを選択する。そして、モデル予測制御による電流予測値と、検出された電流瞬時値との差分から位置と速度を推定する。この構成によると、位置推定手段ではモデル演算が一切不要であるため、演算負荷を大幅に低減可能である。

ところで、同一のスイッチング状態においても、ロータの回転に伴ってｄｑ軸電圧は経時変化する。そのため、例えば位置推定演算開始時における「最新のサンプル点」では、電圧誤差や電流微分値誤差が発生し、これらの誤差を含む値をそのまま用いて演算を行うと、推定された位置に誤差が生じることとなる。

そこで、本発明の同期モータの制御装置は、位置推定に用いる電圧値、電流値又は電流微分値について、インバータの同一スイッチング状態での複数のサンプル点で取得した電流検出値のうち少なくとも１つに基づき、そのスイッチング状態における所定の基準時の電圧出力値又は電流検出値を補正し又は電流微分値を算出する「誤差補償処理」を行うことが好ましい。
例えば、「最新のサンプル点である第２サンプル点」、又は、「最新のサンプル点である第２サンプル点と、当該第２サンプル点から１つ以上前のサンプル点である第１サンプル点との中間のタイミングである中間点」を基準時とすることができる。

瞬時電流制御の一種である「ヒステリシス比較式瞬時電流制御」に位置センサレス制御を適用した本発明の第１実施形態による同期モータの制御装置のブロック図。 図１の位置推定部の詳細図。 瞬時電流制御の一種である「直接トルク制御」に位置センサレス制御を適用した本発明の第２実施形態による同期モータの制御装置のブロック図。 図１、図３の制御装置による電圧、電流の取得タイミングを示す波形図。 図４のＶ部拡大図。 図５に対応する変形例の図。 基準時を第２サンプル点とするときの誤差補償処理を説明する模式図。 基準時を中間点とするときの誤差補償処理を説明する模式図。 瞬時電流制御の一種である「モデル予測制御」に位置センサレス制御を適用した本発明の第３実施形態による同期モータの制御装置のブロック図。 モデル予測制御を説明する電圧ベクトルの図。 モデル予測制御を説明する電流予測値の図。 本発明の第３実施形態による位置推定、速度推定を説明するγδ座標図。 ＰＷＭ制御に位置センサレス制御を適用した従来技術の同期モータの制御装置のブロック図。 図１３の制御装置による電圧、電流の取得タイミングを示す波形図。 従来技術の位置センサレス制御装置をヒステリシス比較式瞬時電流制御に適用すると仮定した場合のブロック図。

以下、本発明の同期モータの制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。同期モータの制御装置は、インバータのスイッチング状態を操作することで、同期モータの駆動を制御する装置である。
制御対象である同期モータは、例えば突極性を有するＩＰＭＳＭ（埋込永久磁石式同期モータ）等である。この同期モータには、レゾルバ等の位置センサが設けられておらず、本発明の同期モータの制御装置は、「位置センサレス制御」によって同期モータを制御する。また、本発明の同期モータの制御装置は、高応答性を確保するため、ＰＷＭ制御等ではなく、「瞬時電流制御」により同期モータを制御することを特徴とする。

本明細書において「瞬時電流制御」とは、「同期モータの電流、トルク又は回転数の状態に基づき、インバータのスイッチング状態を操作する」制御を全般的に意味し、具体的な実施形態として、「ヒステリシス比較式瞬時電流制御」、「直接トルク制御」、「モデル予測制御」の３つを、それぞれ第１、第２、第３実施形態として説明する。実施形態同士で実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。

（第１実施形態）
第１及び第２実施形態は、各制御装置の全体構成を順に説明した後、特徴的な構成及び作用効果についてまとめて説明する。
第１実施形態の同期モータの制御装置の構成について、図１、図２を参照して説明する。図１に示すように、「同期モータの制御装置」としてのモータ制御装置１０１は、インバータ４のスイッチング状態を操作することで、同期モータ（以下、適宜「モータ」という。）５の駆動を制御する。

インバータ４は、ブリッジ接続された三相の上下アームのスイッチング素子により構成され、直流電源から入力された直流電力を三相交流電力に変換する。スイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ等が用いられる。
インバータ４からモータ５への電流経路には、「電流検出手段」としての電流センサ６が設けられており、モータ制御装置１０１は、電流センサ６で検出された三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを取得する。ここで、三相に設けられた電流センサ６で三相の電流値を検出してもよく、或いは、任意の二相に設けられた電流センサ６で二相の電流値を検出し、他の一相の電流値をキルヒホッフの法則により算出してもよい。

モータ制御装置１０１は、電流センサ６が検出した三相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて、スイッチングの切替タイミング（位相）を指令する「各相スイッチング指令ＳＷ＿ｕ、ＳＷ＿ｖ、ＳＷ＿ｗ」を生成する。インバータ４の各スイッチング素子が、各相スイッチング指令ＳＷ＿ｕ、ＳＷ＿ｖ、ＳＷ＿ｗに従ってオンオフすることで、パルス状の三相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗがモータ５に印加される。
以下、三相電流検出値、及び、各相スイッチング指令の記号について、相毎に区別せず三相をまとめて扱うときは、「三相電流検出値Ｉｕｖｗ」、「各相スイッチング指令ＳＷ＿ｕｖｗ」のように省略して記載する。

モータ制御装置１０１は、逆ｄｑ変換部１１、「瞬時電流制御手段」としての瞬時電流制御器１２、及び、「位置推定手段」としての位置推定部２１等を備えている。
逆ｄｑ変換部１１は、位置推定部２１が推定したロータ位置（電気角）θを用いてｄｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を三相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*、Ｉｗ^*（以下、三相をまとめて扱うときは「三相電流指令値Ｉｕｖｗ^*」と記す。）に変換する。

瞬時電流制御器１２は、電流指令値Ｉｕｖｗ^*に対して設定された所定のヒステリシス領域の上下限と電流検出値Ｉｕｖｗとを比較し、比較結果に応じたスイッチング指令ＳＷ＿ｕｖｗを出力する「ヒステリシス比較器」で構成されている。瞬時電流制御器１２は、電流センサ６が検出した相電流値Ｉｕｖｗがヒステリシス領域の上限値を上回ればモータ５への通電を停止し、相電流値Ｉｕｖｗがヒステリシス領域の下限値を下回れば再びモータ５へ通電するというように、各相スイッチング指令ＳＷ＿ｕｖｗを出力する。
この制御方式は、特許文献１に開示された「瞬時電流値制御」に相当する。本明細書では、この制御方式を「ヒステリシス比較式瞬時電流制御」という。

第１実施形態は、「ヒステリシス比較式瞬時電流制御」において位置推定部２１によりモータ５のロータ位置θを推定することを特徴とする。位置推定部２１は、瞬時電流制御器１２が出力した各相スイッチング指令ＳＷ＿ｕｖｗ、及び、電流センサ６によって検出された三相電流検出値Ｉｕｖｗが入力される。
図２に示すように、位置推定部２１は、各相スイッチング指令ＳＷ＿ｕｖｗ（電圧瞬時値）とインバータの電源電圧（図示せず）を用いてｄｑ変換するｄｑ変換部１７、三相電流検出値Ｉｕｖｗ（電流瞬時値）をｄｑ変換するｄｑ変換部１８、及び、ｄｑ変換された電圧値及び電流値に基づいて、ロータ位置θを推定演算する位置推定演算部２２を有している。位置推定演算の詳細は後述する。
推定された位置θは、位置推定部２１内部のｄｑ変換部１７、１８の他、位置推定部２１外の逆ｄｑ変換部１１（図１参照）に出力される。

（第２実施形態）
第２実施形態の同期モータの制御装置の構成について、図３を参照して説明する。第２実施形態のモータ制御装置１０２は、例えば下記の非特許文献等に開示された「直接トルク制御」を実行するものである。
L.Tang, L.Zhong, M.F.Rahman and Y.Hu, / "A novel direct torque control for interior permanent-magnet synchronous drive with low ripple in torque and flux - A speed-sensorless approach," (「トルクリップル及び磁束の低いＩＰＭＳＭ駆動のための新しい直接トルク制御−速度センサレスアプローチ」), IEEE Transactions on Industry Applications.vol.39,no6,pp/1748,2003 p1748

モータ制御装置１０２は、「瞬時電流制御手段」としての瞬時電流制御器１３、トルク／磁束推定部１５、及び、「位置推定手段」としての位置推定部２１等を備えている。
瞬時電流制御器１３は、トルク用ヒステリシス比較器１３１、磁束用ヒステリシス比較器１３２、及び、スイッチングテーブル１４を含む。

トルク用ヒステリシス比較器１３１は、トルク指令値ｔｒｑ^*、及び、トルク／磁束推定部１５にて三相電流検出値Ｉｕｖｗに基づき推定されたトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔが入力される。そして、トルク指令値ｔｒｑ^*に対して設定された所定のヒステリシス領域の上下限とトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔとを比較し、トルク指令値ｔｒｑ^*及びトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔのいずれが大きいかの比較結果を出力する。
同様に、磁束用ヒステリシス比較器１３２は、磁束指令値λ^*に対して設定された所定のヒステリシス領域の上下限と磁束推定値λ＿ｅｓｔとを比較し、磁束指令値λ^*及び磁束推定値λ＿ｅｓｔのいずれが大きいかの比較結果を出力する。

スイッチングテーブル１４は、トルク用ヒステリシス比較器１３１及び磁束用ヒステリシス比較器１３２による計４通りの比較結果に対し、位置θに応じて選択する電圧ベクトルパターン（三相のスイッチング状態）を規定している。瞬時電流制御器１３は、スイッチングテーブル１４に基づいて各相スイッチング指令ＳＷ＿ｕｖｗを決定し、出力する。
直接トルク制御では、瞬時電流制御器１３が生成した各相スイッチング指令ＳＷ＿ｕｖｗによりインバータ４のスイッチング状態を直接操作することで、トルク指令値ｔｒｑ^*及び磁束指令値λ^*に応じたトルクが出力され、磁束が発生するように、モータ５の駆動が制御される。

位置推定部２１は、第１実施形態と同様に、瞬時電流制御器１３が出力した各相スイッチング指令ＳＷ＿ｕｖｗ、及び、電流センサ６が検出した三相電流検出値Ｉｕｖｗが入力され、これに基づき、ロータ位置θを推定する。推定された位置θは、位置推定部２１内部のｄｑ変換部１７、１８（図２参照）の他、位置推定部２１外のスイッチングテーブル１４、及び、トルク／磁束推定部１５に出力される。

（第１、第２実施形態による位置推定）
上術のとおり、「ヒステリシス比較式瞬時電流制御」を実行する第１実施形態のモータ制御装置１０１、及び、「直接トルク制御」を実行する第２実施形態のモータ制御装置１０２は、共通の位置推定部２１を備えている。以下、２つの実施形態に共通の位置推定部２１による位置推定演算について説明する。この部分の説明で「本実施形態」とは、第１及び第２実施形態を意味する。

位置推定部２１は、各相の「電圧出力値」であるスイッチング指令ＳＷ＿ｕｖｗ、及び各相の「電流検出値」である三相電流Ｉｕｖｗが入力され、この電圧瞬時値及び電流瞬時値に基づいて、ロータ位置θを推定する。ここで、瞬時電流制御方式における「電圧出力値及び電流検出値の取得タイミング」について、ＰＷＭ制御方式と比較しつつ、図４〜図６、図１３、図１４を参照して説明する。これらの図では、電圧出力値の代表としてＵ相電圧出力値を、電流検出値の代表としてＵ相電流検出値を示す。

まず、ＰＷＭ制御に位置センサレス制御を適用した従来技術のモータ制御装置の構成、及び、電圧値、電流値の取得タイミングについて、図１３、図１４を参照する。
まず、図１３に示す従来技術のモータ制御装置１０７の構成について、図１に示す本実施形態のモータ制御装置１０１の構成と異なる点を説明する。従来技術のモータ制御装置１０７では、ＰＩ制御器等の電流制御器３２は、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、フィードバックされたｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０にするように、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を生成する。

このｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*は、逆ｄｑ変換部３３で基本波電圧の三相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に逆ｄｑ変換され、さらにＰＷＭ信号生成部３４でＰＷＭ変調されて、インバータ４の複数のスイッチング素子を駆動する。この基本波電圧により、インバータ４の複数のスイッチング素子がオンオフ動作を繰り返し、図１４に示すようなパルス状の電圧（電圧瞬時値）がインバータ４からモータ５に出力される。

図１４のＵ相電流の図に示すように、インバータ４のスイッチング切替タイミングでは出力電圧により電流リップルが生じる。相電流は、スイッチング切替タイミングの中心、すなわち電流リップルの中心で検出され、電流基本波が取得される。
図１３に戻り、取得された三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、ｄｑ変換部１８でｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換される。そして、フィルタ３６を通過することで高周波成分が除去され、電流基本波（フーリエ級数展開の一次成分）に対応するｄｑ軸電流が抽出される。
位置推定部２５は、電流制御器３２が出力した電圧基本波、及び、検出された電流基本波に基づき、ロータ位置θを推定する。位置推定部２５が推定した位置θは、逆ｄｑ変換部３３及びｄｑ変換部１８に入力され、変換演算に用いられる。

続いて、本実施形態のモータ制御装置１０１、１０２による電圧値、電流値の取得タイミングについて、図４〜図６を参照する。
図４に示すように、瞬時電流制御は、制御周期毎に検出した電流検出値に基づきインバータ４の出力電圧（インバータのスイッチング）を直接操作するものであり、基本波電圧は存在しない（仮想線で示すのは、存在しないことを意味する）。また、電流は、制御周期毎に出力電圧の切替タイミングと同期して検出される。

詳しくは図５に示すように、同一のスイッチング状態の開始時（立上がり）の切替タイミングｔ、及び、終了時（立下がり）の切替タイミング（ｔ＋１）で電流が検出される。つまり、電流は電流リップルと同時に検出されることとなり、ＰＷＭ制御のように、出力電圧の中心、且つ電流リップルの中心のタイミングでは検出されない。したがって、基本波電流にＰＷＭによる電流リップルが混在している。

また、変形例として示す図６のように、立上がりの切替タイミングｔｅを基準として、遅延時間ｄ１後のタイミングｔ、及び、遅延時間ｄ２後のタイミング（ｔ＋１）に電流を検出するようにしてもよい。この例でも、制御周期毎に出力電圧の「切替タイミングと同期して」電流が検出される。ただし、スイッチングの切替に伴って発生するサージ電流が検出タイミングに重なることを回避することができる。

次に、本実施形態による位置推定プロセスの概要について説明する。一般に位置センサレス制御では、回転座標系のｄｑ軸に対応する制御上の推定軸としてγδ軸を用いる。また、位置情報の推定を容易にするため、永久磁石による誘起電圧とインダクタンス成分による電圧とをまとめた拡張誘起電圧モデルが知られている。特許文献１等に参照されるように、拡張誘起電圧ｅを用いたγδ軸の電圧方程式は、数式１で記述される。なお、以下の数式、及び数式に対応する図中、電流「ｉ」、電圧「ｖ」は小文字で表記する。

ただし、
Ｒ：電機子抵抗
ｐ：微分演算子
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス
ω：電気角速度
φ：永久磁石の電機子鎖交磁束
Δθ：回転座標系の実軸（ｄｑ軸）と推定軸（γδ軸）との位置誤差（軸ずれ角）

数式１を基に、サンプル点ｔでの値に（ｔ）を付し、電流微分項ｐｉγ、ｐｉδについて、サンプル点ｔ、（ｔ＋１）（図５、図６参照）での瞬時電流値ｉγ（ｔ）、ｉδ（ｔ）、ｉγ（ｔ＋１）、ｉδ（ｔ＋１）と、サンプル点ｔから次のサンプル点（ｔ＋１）までの経過時間Ｔｓとを用いて表すと、数式２のように書き換えられる。

数式２を、拡張誘起電圧ｅを左辺にするように変形すると、瞬時拡張誘起電圧モデルの数式３が得られる。

数式３における拡張誘起電圧ｅのγ軸成分とδ軸成分との比より、位置変化Δθ（ｔ）を求める数式４が導かれる。Δθ（ｔ）は微小値（≒０）であることを考慮すると、γ軸成分対δ軸成分比（ｅγ（ｔ）／ｅδ（ｔ））のアークタンジェント値は、γ軸成分対δ軸成分比の値そのものに近似される。

したがって、本実施形態の位置推定部２１は、サンプル点ｔでの電圧瞬時値ｖγ（ｔ）、ｖδ（ｔ）と、サンプル点ｔ、（ｔ＋１）での電流瞬時値ｉγ（ｔ）、ｉδ（ｔ）、ｉγ（ｔ＋１）、ｉδ（ｔ＋１）とから、瞬時拡張誘起電圧モデルによる数式３、４を用いて位置推定を行うことができる。

本実施形態の効果について、従来技術のモータ制御装置、及び比較例のモータ制御装置と対比しつつ説明する。
図１３に示す、ＰＷＭ制御に位置センサレス制御を適用した従来技術のモータ制御装置１０７では、上述のように電流制御器３２により基本波電圧の電圧指令値が生成される。また、電流センサ６が検出した相電流は、切替タイミングの中心で取得され、ｄｑ変換部１８でｄｑ変換される。そして、フィルタ３６を通過することで高周波成分が除去され、電流基本波に対応するｄｑ軸電流が抽出される。位置推定部２５は、電圧基本波及び電流基本波に基づいて位置推定を行う。

次に、ＰＷＭ制御の位置センサレス制御装置を応答性に優れる瞬時電流制御に置き換えることを考える。その際、瞬時電流制御器として、第１実施形態（図１）のヒステリシス比較式瞬時電流制御の構成を採用し、位置推定部として、図１３のモータ制御装置１０７と同様に電圧基本波及び電流基本波に基づいて位置推定を行う構成を採用すると仮定すると、図１５に示す構成のモータ制御装置１０８が想定される。

このモータ制御装置１０８は、図１のモータ制御装置１０１に対し、各相スイッチング指令Ｓｗ＿ｕｖｗ（電圧瞬時値）から電圧基本波を抽出するためのフィルタ３５、及び、三相電流検出値Ｉｕｖｗ（電流瞬時値）から電流基本波を抽出するためのフィルタ３６が位置推定部２５の前に必要となる。
このようにフィルタ３５、３６を用いることで応答が遅れることとなり、瞬時電流制御の特徴である高応答性を実現することができなくなる。したがって、ＰＷＭ制御に代えて瞬時電流制御を採用するメリットが滅失されることとなる。

それに対し本実施形態の位置推定部２１は、瞬時拡張誘起電圧モデルを用いることで、瞬時電流制御器１２、１３が出力した各相スイッチング指令Ｓｗ＿ｕｖｗ（電圧瞬時値）、及び、三相電流検出値Ｉｕｖｗ（電流瞬時値）から電圧基本波、電流基本波を抽出することなく位置を推定することができるため、フィルタ３５、３６が不要となる。したがって、瞬時電流制御の高応答性を維持しつつ、好適に位置推定を行うことができる。

次に、本実施形態の位置推定に使用される電圧（瞬時）値、電流（瞬時）値、又は電流微分値について生じる誤差、並びに、その誤差を補償する処理について、図７、図８を参照して説明する。ここでは、図５に示したように、スイッチングの立上がりタイミングｔ及び立下りタイミング（ｔ＋１）で電流を検出するものとする。図７、図８の説明では、数式の都合により、図５の［ｔ、ｔ＋１、Ｔｓ］をそれぞれ［ｔ１、ｔ２、Δｔ］に置き換え、ｔ１を「第１サンプル点ｔ１」、ｔ２を「第２サンプル点ｔ２」という。また、例えば第１サンプル点ｔ１における電圧値をｖ_t1、電流値をｉ_t1のように記す。

まず、図７を参照すると、第１サンプル点ｔ１の電圧出力値ｖ_t1は実際の値である。しかし、その後の同一スイッチング状態の間、ロータの回転によって位置が進むためｄｑ軸電圧は時間経過と共に変化し一定値を維持しない。つまり、「同一のスイッチング状態では電圧一定」という前提で想定したモデル値（実線）に対し、実際の電圧は破線のように変化する。そのため、第２サンプル点ｔ２ではモデル値（実線）と実際値（破線）との間に電圧誤差Ｅｒｒ＿ｖが発生する。

また電流について、第１サンプル点ｔ１の電流検出値ｉ_t1、及び、第２サンプル点ｔ２の電流検出値ｉ_t2は実際の値である。しかし、電圧が変化しているため、第１サンプル点ｔ１と第２サンプル点ｔ２との間は、実際には実線のように直線で結ばれず、破線のように曲線的に変化する。第２サンプル点ｔ２における電流の傾き（微分値）に注目すると、実際の微分値は、実線矢印の方向でなくブロック矢印の方向となる。したがって、第２サンプル点ｔ２ではモデル値（実線）と実際値（破線）との間に電流微分誤差Ｅｒｒ＿ｐｉが発生する。

これらの誤差について計算する。まず、第１サンプル点ｔ１から微小時間ｔ（≒０）後の電圧値及び電流値をそれぞれ「ｖ’」、「ｉ’」として実際値（破線）を計算する。
第１サンプル点ｔ１からのロータの回転により、微小時間ｔ後の電圧ｖ’は、ｄｑ座標のベクトルで表すと、数式５のようになる。数式５の第２項において「ｔ＝Δｔ」を代入した値が図７の電圧誤差Ｅｒｒ＿ｖに相当する。

電流微分値の実際値は、ｔ≒０のため過渡項のみを考慮すると、数式５の電圧をリアクタンスＬで除して、数式６のようになる。

数式６をｔで積分し、初期条件として「ｔ＝０でｉ’＝ｉ_t1」を代入すると、電流値についての数式７が得られる。

数式７においてｔ＝Δｔを代入して得られる「ｉ_t2」から、ｔ＝０を代入して得られる「ｉ_t1」を引いた値をΔｔで除すると、電流微分値のモデル値は、数式８のように表される。数式６と数式８との差分が電流微分誤差Ｅｒｒ＿ｐｉに相当する。

以上のことをまとめると、第２サンプル点ｔ２におけるモデル値と実際値との電圧誤差Ｅｒｒ＿ｖ及び電流微分誤差Ｅｒｒ＿ｐｉは、表１のように表される。

仮に位置推定部が、これらの電圧誤差Ｅｒｒ＿ｖや電流微分値誤差Ｅｒｒ＿ｐｉを含む値をそのまま用いて演算を行うと、推定された位置に誤差が生じることとなる。
そこで本実施形態の位置推定部２１は、第２サンプル点ｔ２を超えた時点で位置推定演算を開始するものとすると、位置推定演算の開始時に、上述の誤差を補償するための「誤差補償処理」を実行する。この誤差補償処理は、位置推定に用いる電圧値、電流値、又は電流微分値について、同一スイッチング状態での複数のサンプル点で取得した電圧出力値及び電流検出値に基づき、所定の基準時の電圧出力値もしくは電流検出値を補正し、又は電流微分値を算出するものである。
なお、本実施形態では位置推定部２１が誤差補償処理を含めて実行するものとするが、他の実施形態では誤差補償処理を専門に実行する機能部を別に設けてもよい。

ここで、所定の基準時として代表的には、位置推定演算の開始時における「最新のサンプル点」である第２サンプル点ｔ２、及び、「第２サンプル点ｔ２から１つ前のサンプル点」である第１サンプル点ｔ１と第２サンプル点ｔ２との中間のタイミングである中間点ｔｃ（図８参照）の２つがある。これら２つの点を基準時としたときの補正又は算出の式を表２にまとめる。

表２左欄に、基準時を第２サンプル点ｔ２としたときの電圧値及び電流微分値についての誤差補償処理の計算式を示す。
第２サンプル点ｔ２の電圧出力値ｖ_t2は、第１サンプル点ｔ１の電圧出力値ｖ_t1に基づき補正することができる。
また、第２サンプル点ｔ２の電流微分値ｐｉ_t2は、第１サンプル点ｔ１の電圧出力値ｖ_t1、並びに、第２サンプル点ｔ２の電流検出値ｉ_t2と第１サンプル点ｔ１の電流検出値ｉ_t1との差分及び経過時間Δｔに基づき算出することができる。

これらの第２サンプル点ｔ２の補正後の電圧値ｖ_t2、及び電流微分算出値ｐｉ_t2は、ちょうど表１の誤差を補償する形の式となっている。位置推定部２１は、これらの補正値及び算出値に基づき、数式３、４を用いて第２サンプル点ｔ２の位置θ_t2及び速度ω_t2を推定する。

表２右欄に、図８に示すように、基準時を中間点ｔｃ（＝（ｔ１＋ｔ２）／２）としたときの計算式を示す。
この場合、第１サンプル点ｔ１から中間点ｔｃまでの時間は、（Δｔ／２）であるので、数式７においてｔ＝（Δｔ／２）を代入して実際値を計算し、実線との差分から誤差補償処理の計算式を導出する。その結果、表２の右欄に示すように、中間点ｔｃの電圧出力値ｖ_tcは、第１サンプル点ｔ１の電圧出力値ｖ_t1に基づき補正することができる。

また、中間点ｔｃの電流値ｉ_tcは、第１サンプル点ｔ１の電流検出値ｉ_t1、及び、第１サンプル点_t1の電圧出力値ｖ_t1に基づき補正することができる。
さらに、中間点ｔｃの電流微分値ｐｉ_tcは、第２サンプル点ｔ２の電流検出値ｉ_t2と第１サンプル点ｔ１の電流検出値ｉ_t1との差分及び経過時間Δｔに基づき算出することができる。

位置推定部２１は、これらの補正値及び算出値に基づき、数式３、４を用いて中間点ｔｃの位置θ_tc及び速度ω_tcを推定する。そして、中間点ｔｃの位置θ_tc及び速度ω_tcに基づき、中間点ｔｃより（Δｔ／２）後の第２サンプル点ｔ２の位置θ_t2を推定することができる。

以上のように本実施形態では、同一のスイッチング状態の電圧出力値と、少なくとも２つのサンプル点で取得した電流検出値に基づく「誤差補償処理」を実行することにより、同一スイッチング状態におけるロータの微小回転によって生じる電圧（瞬時）値、電流（瞬時）値、又は電流微分値について生じる誤差を補償し、位置推定の精度を向上させることができる。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態の同期モータの制御装置について、図９〜図１２を参照して説明する。第３実施形態では、瞬時電流制御の一つである「モデル予測制御」を行う。
図９に示すように、第３実施形態のモータ制御装置１０３は、「瞬時電流制御手段」としてのモデル予測制御器１６、電流センサ６が検出した三相電流検出値をｄｑ変換するｄｑ変換部１８、及び、「位置推定手段」としての位置推定部２３等を有している。

モデル予測制御器１６は、インバータ４に各相スイッチング指令ＳＷ＿ｕｖｗを出力することに加え、ｄｑ軸電流の電流予測値を演算する。位置推定部２３は、モデル予測制御器１６が演算した電流予測値、及び、ｄｑ変換部１８によりｄｑ変換された電流検出値が入力される。こうして位置推定部２３は、現在及び未来のｄｑ軸電流値を取得し、これに基づいて位置θを推定する。位置推定部２３が推定した位置θは、モデル予測制御器１６及びｄｑ変換部１８の演算に用いられる。

一般にモデル予測制御とは、制御量の未来の挙動を計算可能な動的モデルを用い、想定され得るあらゆる挙動を予測し、その中から現実に存在する各種制約条件を満たし、さらに所定の評価関数を最小とする操作量を求めるという最適化演算を制御周期毎に実行する制御をいう。特に本実施形態においては、「インバータ４の各相のスイッチング状態の組合せパターンについて予測時点の電流を予測し、電流予測値が電流指令値に最も近くなるスイッチングパターンを選択する制御」をモデル予測制御という。
この種のモデル予測制御は、例えば「モデル予測制御に基づくＰＭＳＭ高速駆動時の電流制御系に関する検討 平成１８年電気学会全国大会 ４−１１１」に開示されている。

図１０に示すように、三相交流インバータのスイッチング状態は、一相又は二相の上アームのスイッチング素子がオンする６つの有効電圧ベクトル（Ｖ１〜Ｖ６）、又は、三相全ての上アームのスイッチング素子がオン又はオフするゼロ電圧ベクトル（Ｖ０、Ｖ７）の計７つのパターンのいずれかとなる。そこで、７つのパターンについて、現在のｄｑ軸電流に基づき、数式９を用いて未来の予測時点のｄｑ軸電流を予測演算する。

数式９にて、ｉｄ（ｔ）、ｉｑ（ｔ）は現在のｄｑ軸電流を示し、ｉｄ（ｔ＋１）、ｉｑ（ｔ＋１）は予測時点のｄｑ軸電流を示す。ここで、ｉｄ（ｔ＋１）、ｉｑ（ｔ＋１）の上に記した「ハット」は「予測値」を意味する。以下、式中ハットを付した値について、文中では「予測値ｉｄ」のように記載する。また、数式９にて、現在のｄｑ軸電圧ｖｄ（ｔ）、ｖｑ（ｔ）をｖｄ、ｖｑと示す。

電流微分値は、現在の電流ｉ（ｔ）、予測時点の電流ｉ（ｔ＋１）、及び、経過時間Ｔｓを用いて、数式１０で表される。

数式９により７つのスイッチング状態のパターンでの電流を予測したら、図１１に示すように、電流予測値が電流指令値に最も近くなるスイッチングパターンを選択する。具体的には、電流予測値と電流指令値との電流偏差Δｉｄ、Δｉｑベクトル（ここでのΔｉｄ、Δｉｑは、図１３に示す電流検出値と電流指令値との電流偏差Δｉｄ、Δｉｑとは異なる意味で用いる）の大きさ（Ｊ＝√（Δｉｄ²＋Δｉｑ²））が最小となるスイッチングパターンを選択する。

図１１の例では、電圧ベクトルＶ３のパターン、すなわち、「Ｖ相の上アームのスイッチング素子がオン、Ｕ相及びＷ相の上アームのスイッチング素子がオフ」のパターンの電流予測値が電流指令値に最も近くなるため、瞬時電流制御器１２は、「予測時点１」でのスイッチング状態として電圧ベクトルＶ３を選択し、インバータ４に指令する。
そして、「予測時点１」に達したら、次に「予測時点２」の電流を予測演算するというように、予測演算と選択とを繰り返す。

続いて、第３実施形態のモータ制御装置１０３による位置及び速度推定プロセスの概要について説明する。モデル予測制御での電流予測値の数式９を、拡張誘起電圧予測値ｅを用いて表現すると数式１１のようになる。

一方、電流検出値をｄｑ座標から位置誤差Δθ進んだγδ軸座標で表現すると数式１２のようになる。

電流予測値と電流検出値との差分である電流誤差Δｉγ（ｔ＋１）、Δｉδ（ｔ＋１）は、数式１１のｄｑ軸電流及び電圧をγδ軸電流及び電圧に書き直した式から数式１２を差し引くことにより、数式１３のように表される。

さらに、数式１３において位置誤差Δθ≒０とすると、ｓｉｎΔθ≒Δθ、ｃｏｓΔθ≒１より、数式１４が得られる。

式１４のδ軸成分に現れる拡張誘起電圧予測値と実値との差Δｅは、数式１１の拡張誘起電圧ｅの式より、速度誤差Δωを含む数式１５で表される。

よって、図１２に示すように、電流誤差のγ軸成分Δｉγ（ｔ＋１）から位置θを推定し、δ軸成分Δｉδ（ｔ＋１）から速度ωを推定することができる。ただし、γ軸成分Δｉγ（ｔ＋１）から推定された位置θを微分して速度ωを推定してもよいし、δ軸成分Δｉδ（ｔ＋１）から推定された速度ωを積分して位置θを推定してもよい。

第３実施形態では、第１、第２実施形態と同様に電流基本波を抽出するフィルタが不要であるため、瞬時電流制御の高応答性を損なうことなく位置推定が可能となる。
また、モデル予測制御によって予測した次のサンプル点での電流予測値と、現在の電流検出値（電流瞬時値）との差分から位置θと速度ωを推定するため、位置推定部２３でのモデル演算が一切不要となる。したがって、位置推定部２３の演算負荷を大幅に低減することができる。
さらに、第１実施形態で説明した誤差補償処理は、第３実施形態にも適用可能である。第３実施形態では、特に数式１３のｉγ（ｔ＋１）、ｉδ（ｔ＋１）について、第２サンプル点ｔ２の電流値の補正を適用することが好ましい。

（その他の実施形態）
（ア）上記実施形態では、瞬時電流制御の具体例として、ヒステリシス比較式瞬時電流制御、直接トルク制御、及び、モデル予測制御を例示しているが、これ以外の瞬時電流制御を採用してもよい。
また、上記実施形態では、位置推定において拡張誘起電圧モデルを用いているが、拡張誘起電圧モデルを用いなくてもよい。

（イ）直接トルク制御において、指令値と比較されるトルク又は磁束は、各相スイッチング指令及び三相電流検出値に基づいて推定した推定値に限らず、トルクセンサ又は磁束センサによって検出した検出値でもよい。

（ウ）上記実施形態では、インバータ４の同一スイッチング状態での２点のサンプル点ｔ１、ｔ２で電流検出値を取得している。これに限らず、同一スイッチング状態での３点以上の「複数のサンプル点」で電流検出値を取得してもよい。また、３点以上のサンプル点で取得した電流検出値を全て位置推定に用いる必要はなく、任意の２点以上の電流検出値を選んで位置推定に用いてもよい。

また、例えば３点のサンプル点で取得した電流検出値に基づく誤差補償処理について、いずれの２点の電流検出値に対して上記実施形態の計算式を適用してもよい。例えば、最新のサンプル点である３番目のサンプル点を「第２サンプル点」とし、第２サンプル点から２つ前のサンプル点である１番目のサンプル点を「第１サンプル点」としてもよい。また、１番目と２番目のサンプル点を用いた誤差補償処理の結果と、２番目と３番目のサンプル点を用いた誤差補償処理の結果とをさらに組み合わせて誤差を補償するようにしてもよい。
つまり、３つ以上のサンプル点で電流検出値を取得する場合において、そのうち任意の２つのサンプル点の値を用いた算出構成が本発明の誤差補償処理の要件を充足する場合は、本発明の技術的範囲に含まれると解釈する。

（エ）本発明の制御対象となる同期モータは、ＩＰＭＳＭ（埋込永久磁石同期モータ）、ＳＰＭＳＭ（表面永久磁石同期モータ）等のいずれでもよい。また、三相交流モータに限らず、三相以上の多相モータに広く適用可能である。

１０１、１０２、１０３・・・モータ制御装置（同期モータの制御装置）、
１２、１３・・・瞬時電流制御器（瞬時電流制御手段）、
１６・・・モデル予測制御器（瞬時電流制御手段）、
２１、２３・・・位置推定部（位置推定手段）、
４ ・・・インバータ、
５ ・・・同期モータ、
６ ・・・電流センサ（電流検出手段）。

Claims (15)

1. インバータ（４）の複数のスイッチング素子のスイッチング状態を操作することで多相交流電力を出力し同期モータ（５）の駆動を制御する制御装置であって、
   前記同期モータの電流、トルク又は回転数の状態に基づき、前記インバータのスイッチング状態を操作する瞬時電流制御手段（１２、１３、１６）と、
   前記インバータの同一スイッチング状態での複数のサンプル点で電流検出手段（６）により検出された電流検出値を取得し、少なくとも当該電流検出値に基づき、前記同期モータのロータ位置を推定する位置推定手段（２１、２３）と、
   を備えることを特徴とする同期モータの制御装置（１０１、１０２、１０３）。
2. 前記瞬時電流制御手段（１６）は、
   前記インバータの各相のスイッチング状態の組合せパターンについて予測時点の電流を予測し、電流予測値が電流指令値に最も近くなるスイッチングパターンを選択するモデル予測制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の同期モータの制御装置（１０３）。
3. 前記位置推定手段（２３）は、
   前記モデル予測制御での予測電流値と電流検出値との電流誤差により位置推定することを特徴とする請求項２に記載の同期モータの制御装置。
4. 前記位置推定手段は、
   回転座標系のｄｑ軸に対応する制御上の推定軸であるγδ軸における前記電流誤差について、前記電流誤差のγ軸成分又はδ軸成分に基づき、前記同期モータのロータの位置又は速度を推定することを特徴とする請求項３に記載の同期モータの制御装置。
5. 前記瞬時電流制御手段（１２、１３）は、
   前記同期モータの通電に係る電流、又はトルク及び磁束について、指令値に対して設定された所定のヒステリシス領域の上下限と検出値もしくは推定値とを比較するヒステリシス比較器（１２、１３１、１３２）を有し、前記ヒステリシス比較器の比較結果に応じて、前記インバータのスイッチング状態を操作するための各相スイッチング指令を出力し、
   前記位置推定手段（２１）は、
   前記瞬時電流制御手段が生成した前記各相スイッチング指令と、前記電流検出手段が検出した電流検出値とから位置推定することを特徴とする請求項１に記載の同期モータの制御装置（１０１、１０２）。
6. 前記位置推定手段は、電圧方程式についての拡張誘起電圧モデルを用いて位置推定することを特徴とする請求項２〜５のいずれか一項に記載の同期モータの制御装置。
7. 前記位置推定手段による位置推定に用いる電圧値、電流値、又は電流微分値について、
   前記インバータの同一スイッチング状態での複数のサンプル点で取得した電圧出力値又は電流検出値のうち少なくとも１つに基づき、そのスイッチング状態における所定の基準時の電圧出力値又は電流検出値を補正し又は電流微分値を算出する誤差補償処理を行うことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載の同期モータの制御装置。
8. 最新のサンプル点である第２サンプル点（ｔ２）を前記基準時として前記誤差補償処理を行うことを特徴とする請求項７に記載の同期モータの制御装置。
9. 前記第２サンプル点から１つ以上前のサンプル点である第１サンプル点（ｔ１）の電圧出力値に基づき前記第２サンプル点の電圧出力値を補正することを特徴とする請求項８に記載の同期モータの制御装置。
10. 前記第２サンプル点から１つ以上前のサンプル点である第１サンプル点（ｔ１）の電圧検出値、並びに、前記第２サンプル点の電流検出値と前記第１サンプル点の電流検出値との差分及び経過時間（Δｔ）に基づき、前記第２サンプル点の電流微分値を算出することを特徴とする請求項８又は９に記載の同期モータの制御装置。
11. 最新のサンプル点である第２サンプル点（ｔ２）と、当該第２サンプル点から１つ以上前のサンプル点である第１サンプル点（ｔ１）との中間のタイミングである中間点（ｔｃ）を前記基準時として前記誤差補償処理を行うことを特徴とする請求項７に記載の同期モータの制御装置。
12. 前記第１サンプル点の電圧出力値に基づき、前記中間点の電圧出力値を補正することを特徴とする請求項１１に記載の同期モータの制御装置。
13. 前記第１サンプル点の電流検出値、及び前記第１サンプル点の電圧出力値に基づき、前記中間点の電流値を補正することを特徴とする請求項１１又は１２に記載の同期モータの制御装置。
14. 前記第２サンプル点の電流検出値と前記第１サンプル点の電流検出値との差分及び経過時間（Δｔ）に基づき、前記中間点の電流微分値を算出することを特徴とする請求項１１〜１３のいずれか一項に記載の同期モータの制御装置。
15. 前記位置推定手段は、前記中間点の位置及び速度に基づき前記第２サンプル点の位置を推定することを特徴とする請求項１１〜１４のいずれか一項に記載の同期モータの制御装置。

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