JPH0638544A

JPH0638544A - 交流モータのサーボ制御装置

Info

Publication number: JPH0638544A
Application number: JP4192180A
Authority: JP
Inventors: Satoshi Eguchi; 悟司江口
Original assignee: Okuma Machinery Works Ltd
Current assignee: Okuma Corp
Priority date: 1992-07-20
Filing date: 1992-07-20
Publication date: 1994-02-10
Anticipated expiration: 2015-05-29
Also published as: JP3046147B2

Abstract

(57)【要約】【目的】電力用半導体素子を確実かつ簡単に過熱保護
する。【構成】損失発生のメカニズムに合わせた損失及び温
度上昇の推定を行なう。具体的には、パワートランジス
タとヒートシンクとの接触部の温度上昇△Ｔ_f-aを推定
する一方で、ラン／ロック検出回路２６によりモータ１
の動作状態を検出し、検出結果に応じて、最大損失を発
生するパワートランジスタの温度上昇△Ｔ_j-fを推定す
る。推定値△Ｔ_f-aにより過負荷状態を検出する一方
で、△Ｔ_j-f＋△Ｔ_f-aにより素子の過熱破壊を防止す
る。【効果】ラン／ロック状態にかかわらず確実に過熱保
護できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電力用半導体素子をオ
ン／オフ制御することにより交流モータの動作をサーボ
制御する装置、すなわち交流モータのサーボ制御装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】交流モータの速度をインバータを用いて
サーボ制御する場合、モータ電流の大きさ及び通電方向
を制御するため、パワートランジスタやＩＧＢＴといっ
た電力用半導体素子が用いられる。これらの電力用半導
体素子は電流制御動作において損失を発生させる素子で
あり、特に、モータの最大トルク出力時や頻繁な加減速
動作時においてはこれら電力用半導体素子により発生す
る損失が大きくなる。この損失は、サーボ制御装置の全
損失の大半を占める。また、半導体であるため過負荷耐
量が小さく過熱破壊しやすい。このため、これら電力用
半導体素子の温度上昇を測定又は推定し異常過熱を防止
しながら、適当な許容温度範囲内で確実に使用していく
ことが、サーボ制御装置の高信頼性を維持しつつ装置の
小型化を進める上で重要である。

【０００３】図３には、サーボ制御装置の一般的な構成
が示されている。この図に示されるサーボ制御装置２０
０は、外部に設けられた三相交流電源１０１から供給さ
れる三相交流電力を直流電力に変換するコンバータ部１
００及びコンバータ部１００の直流出力を交流電流に変
換してモータ１に供給するインバータ部１０４を備えて
いる。コンバータ部１００は、ダイオード群１０２及び
平滑コンデンサ１０３を有しており、これらにより三相
交流電流の整流、平滑化を行う。また、インバータ部１
０４はパワートランジスタＱ₁〜Ｑ₆及びダイオードＤ
₁〜Ｄ₆を備えている。各パワートランジスタＱ₁〜Ｑ
₆は後述するパルス幅変調信号１２によりオン／オフ制
御される。この結果、パルス幅変調信号１２により定ま
る実行値を有する三相交流電流が同期モータ１に与えら
れる。モータ１は、永久磁石をロータとする三相交流同
期モータであり、インバータ部１０４から供給される電
流により駆動される。

【０００４】この図に示されるサーボ制御装置２００の
制御対象はモータ１の回転速度であり、サーボ制御装置
２００は外部から与えられる回転速度指令Ｖ_CMDに基づ
いて制御を行う。一方で、モータ１の回転角は当該モー
タ１に機械的に連結されている回転位置検出器２によっ
て検出され、検出結果は位置検出信号ＰＯＳとして速度
検出回路３及び三相正弦波発生器６に供給される。速度
検出回路３は、位置検出信号ＰＯＳを時間微分して速度
帰還信号Ｖを生成する。減算器４は、回転速度指令Ｖ
_CMDからＶを減算し、ＰＩＤ補償器５は減算器４の出力
を増幅する。このようにして、モータ１に対する実効電
流指令値Ιが生成される。

【０００５】また、三相正弦波発生器６は、位置検出信
号ＰＯＳにより示されるモータ１の回転角に基づき、位
相がそれぞれ１／３周期ずつ異なる正弦波を発生させ
る。その後段に接続されている乗算器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ
は、各正弦波と電流指令値Ιを乗算して各相電流指令値
Ｉuc，Ｉvc，Ｉwcを生成する。言い換えれば、三相正弦
波発生器６及び乗算器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは、実効電流指
令値を各相電流指令値に変換する変換器として機能す
る。乗算器７Ｕ，７Ｖ，７Ｗの後段には減算器１０Ｕ，
１０Ｖ，１０Ｗが接続されており、これらは、電流検出
器９Ｕ，９Ｖ，９Ｗによって検出されるモータ１の各相
電流Ｉu,Ｉv,Ｉw を、各相電流指令値Ｉuc，Ｉvc，Ｉwc
から減算する。増幅器８Ｕ，８Ｖ，８Ｗは、減算器１０
Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗの出力、すなわち各相電流指令値Ｉ
uc，Ｉvc，Ｉwcと各相電流Ｉu,Ｉv,Ｉw の差分を増幅
し、これをパルス幅変調回路１１に供給する。パルス幅
変調回路１１は、増幅器８Ｕ，８Ｖ，８Ｗの出力をパル
ス幅変調信号１２に変換する。この信号１２は前述する
ように各パワートランジスタＱ₁〜Ｑ₆のオン／オフ制
御に用いられる。このようにして、各相電流Ｉu,Ｉv,Ｉ
w が各相電流指令値Ｉuc，Ｉvc，Ｉwcと一致するよう制
御される。

【０００６】この制御装置２００には、さらに過熱検出
部３００が設けられている。過熱検出部３００は、その
過熱破壊を防止すべく、パワートランジスタＱ₁〜Ｑ₆
の温度上昇を推定する。過熱検出部３００は、例えば、
図４に示されるように絶対値回路１３、増幅器１４、Ｃ
Ｒ直列回路１５及び比較器１６を備えている。過熱検出
部３００は、実効電流指令値Ιを絶対値回路１３により
絶対値化し、増幅器１４により増幅する。増幅器１４の
出力はＣＲ直列回路１５に入力される。ＣＲ直列回路１
５の出力は、一群のパワートランジスタＱ₁〜Ｑ₆につ
いて外部からあらかじめ設定される許容温度上昇値△Ｔ
_srefと比較器１６において比較される。比較の結果、前
者が後者より高い場合には、２値化された過熱検出信号
１７が出力され、パルス幅変調回路１１に供給される。
パルス幅変調回路１１は、過熱検出信号１７に応じて全
パワートランジスタＱ₁〜Ｑ₆をオフ制御し、電流出力
を停止させる。これと同時に、過熱検出信号１７は、過
熱検出アラーム信号ＡＬＭ_THとしてサーボ制御装置外部
に出力される。

【０００７】ここに、ＣＲ直列回路１５は、ヒートシン
クを熱等価回路的に表現した回路である。一般に、パワ
ートランジスタＱ₁〜Ｑ₆はその温度上昇を軽減するた
めアルミニウム製ヒートシンク上に取り付けられてい
る。このためパワートランジスタＱ₁〜Ｑ₆の温度上昇
△Ｔは、これらの総損失Ｐと、ヒートシンクの熱時定数
により、ほぼ決定し、熱等価回路的には、図５に示す様
に総損失Ｐを入力電圧と考えたコンデンサ（Ｃ）と、抵
抗（Ｒ）によるＣＲ直列回路で表現することができる。
総損失Ｐは、実効電流指令値Ιの絶対値｜Ｉ｜に比例す
るものとして表すことができ、増幅器１４の増幅率は総
損失Ｐと実効電流指令値Ιの絶対値｜Ｉ｜の比例定数と
なっている。すなわち、ＣＲ直列回路１５の時定数をあ
らかじめヒートシンクの熱時定数に等しくしておけば、
その出力△Ｔ_Sは、パワートランジスタＱ₁〜Ｑ₆の温
度上昇推定値となる。したがって、比較器１６において
これを許容温度上昇値△Ｔ_srefと比較することにより、
上述のように過熱検出信号１７を生成することができ
る。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
装置においては、過熱保護の上で次のような問題点が生
じていた。ここでは、図３乃至図５の構成を例として説
明する。

【０００９】ここでは、モータ１が停止（ロック）して
いる状態でトルクを発生させる場合について考える。こ
の様な条件下では、モータ１の電流の大きさ及び向きが
固定化してしまうため、パワートランジスタＱ₁〜Ｑ₆
のうち１つに集中的に損失が発生する。この場合、損失
が集中的に発生したパワートランジスタ（Ｑ₁〜Ｑ₆の
うち１つのチップ部）の温度のみが異常上昇してしま
う。過熱検出部３００はパワートランジスタＱ₁〜Ｑ₆
の総損失を基準にして温度上昇を推定し過熱保護を行な
っており、この様なモータロック状態での過熱保護は原
理的に不可能である。このため、実際の装置において
は、モータ１がロックした状態でのチップ部温度上昇最
大値△Ｔ_jmaxをあらかじめ考慮しておき、△Ｔ_sref' ＝
△Ｔ_serf−△Ｔ_jmaxとなる△Ｔ_sref' を許容温度上昇値
として設定する手法がとられる。しかしながら、この手
法では、サーボ制御装置としての定格出力電流を保障す
るためには、ヒートシンクの熱抵抗を下げるべく、あら
かじめヒートシンクを大きく設計しておく必要があっ
た。

【００１０】図６には、過熱検出部３００の他の構成が
示されている。この構成においては、図４に示される構
成が各相毎に設けられている。すなわち、絶対値回路と
して各相の電流指令値Ｉuc，Ｉvc，Ｉwcを入力する１３
Ｕ，１３Ｖ，１３Ｗが、増幅器として１４Ｕ，１４Ｖ，
１４Ｗが、ＣＲ直列回路として１５Ｕ，１５Ｖ，１５Ｗ
が、比較器として１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗが、それぞれ
設けられており、比較器１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗの出力
である２値信号をＯＲ回路１８により論理加算すること
で過熱検出信号１７を得ている。この図の構成は、各相
毎に過熱検出を行う構成であり、モータ１がロックし電
流の大きさ、向きが固定化しても、原理的に、過熱検出
を行うことができる。

【００１１】しかしながら、図６の構成を電子回路で実
現するためには、過熱検出性能を決定する構成、すなわ
ち高精度動作が要求される絶対値回路、増幅回路及びＣ
Ｒ直列回路を各相毎に設けねばならず、これらの個数が
増えるため、回路規模、コストが増加してしまう。ま
た、この構成をＣＰＵによりソフトウェア的に実現する
場合、各相電流指令値のサンプリング周期及び演算周期
を高速化しなければ、高速回転のモータ、ひいては各相
電流指令値の周波数上昇に対応して過熱検出の性能を維
持することができない。このため、ＣＰＵの処理におけ
る過熱検出処理の占有率が増大し、ＣＰＵの効率的利用
がはかれなくなる。加えて、各相パワートランジスタ群
の損失による相互温度上昇の影響が考慮できないため、
モータ動作状態の変化に追従できず、正確な過熱保護は
不可能であった。

【００１２】本発明は、これらの問題点を解決すること
を課題としてなされたものであり、その目的は、サーボ
制御装置における電力用半導体素子の過熱保護を確実か
つ簡単に実現することにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明は、ヒートシンクと電力用半導体素子
群の接触部における温度上昇を推定する第１の推定手段
と、交流モータの回転状態における電力用半導体素子群
内部の温度上昇を推定する第２の推定手段と、交流モー
タの停止状態における電力用半導体素子群内部の最大温
度上昇を推定する第３の推定手段と、交流モータが回転
状態か停止状態かを判定する手段と、回転状態であると
判定された場合には第２の推定手段により推定された温
度上昇を、停止状態であると判定された場合には第３の
推定手段により推定された温度上昇を、それぞれ第１の
推定手段により推定された温度上昇と加算することによ
り、接触部から電力用半導体素子群まで含む温度上昇の
推定値を求める手段と、を備えることを特徴とする。

【００１４】

【作用】本発明においては、まず、ヒートシンクと電力
用半導体素子群の接触部における温度上昇が推定され
る。この温度上昇は、電力用半導体素子群の総損失によ
って定まる値である。一方で、本発明においては、電力
用半導体素子群内部の温度上昇が、回転状態（ラン状
態）と停止状態（ロック状態）それぞれについて推定さ
れる。先に説明したように、ラン状態とロック状態で
は、電力用半導体素子群内部における発熱の態様が相違
しており、最大温度上昇が異なる。本発明においては、
交流モータが回転状態か停止状態かを判定し、判定結果
に応じていずれかの状態に係る電力用半導体素子群内部
の温度上昇の推定値をヒートシンクと電力用半導体素子
群の接触部における温度上昇の推定値と加算する。これ
により、接触部から電力用半導体素子群に亘る温度上昇
の推定値が求められる。したがって、本発明において
は、交流モータが回転状態にあるか停止状態にあるかに
かかわらず、電力用半導体素子を過熱破壊から確実に保
護することができる。

【００１５】

【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に
基づき説明する。なお、図３乃至図６に示される従来例
と同一又は相当の構成には同一の符号を付し説明を省略
する。

【００１６】図１には、本発明の一実施例に係るサーボ
制御装置２００の構成が示されている。この図において
本実施例が従来例と異なる点は、サーボ制御装置外部か
ら過熱検出部３００に外部設定定数群１９を設定してい
る点にある。また、図２にはこの実施例における加熱検
出部３００の構成が示されている。この実施例における
加熱検出部３００は、従来例と異なり、絶対値回路２
０、増幅器２１及びＣＲ直列回路２２から構成されヒー
トシンクとパワートランジスタＱ₁〜Ｑ₆の接触部の温
度上昇△Ｔ_f-aを推定・検出する系統と、増幅器２３、
増幅器２４、切換回路２５、ラン／ロック判定回路２
６、ＣＲ直列回路２７及び加算器３０から構成されパワ
ートランジスタＱ₁〜Ｑ₆のチップ部における温度上昇
△Ｔ_j-fを推定・検出する系統から、構成されている。
また、これらの後段の比較器２８及び２９にはさらにＯ
Ｒ回路３１が接続されている。本発明の特徴は、このよ
うな加熱検出部３００の構成、ひいては温度上昇の推定
手法の改良にある。

【００１７】（１）パワートランジスタの総損失ここでは、回路動作の相違の説明に先立ち、まず、パワ
ートランジスタＱ₁〜Ｑ₆の総損失Ｐが、実効電流値例
値Ｉの絶対値｜Ｉ｜に比例し、モータ１の動作状態にか
かわらずほぼ一定であることについて、モータ１の状態
毎に説明する。（１．１）モータ回転状態モータ１が回転している状態では、パワートランジスタ
Ｑ₁〜Ｑ₆の発生損失は互いに等しくなる。そこで、任
意のパワートランジスタＱ_nの発生損失をＰ_nと表すこ
とにする。この損失Ｐ_nは、スイッチング損失Ｐ_nswと
オン損失Ｐ_ncとの和であり、これらがそれぞれ

【数１】と表されるから、Ｐ_n＝（Ａ＋Ｂ）Ｉ_mean となる。さらに、各相電流Ｉu,Ｉv,Ｉw は正弦波である
から、Ｉ_mean＝２／π・｜Ｉ｜である。したがって、損失Ｐ_nは、Ｐ_n＝２／π・（Ａ＋Ｂ）・｜Ｉ｜となる。総損失Ｐは、損失Ｐ_nにパワートランジスタの
個数を乗じたものであるから、Ｐ＝１２／π・（Ａ＋Ｂ）・｜Ｉ｜となる。

【００１８】（１．２）モータロック状態ここでは、各相電流について電流が図中矢印方向に流れ
ている状態を正として表すこととする。モータ１がＩu
＝Ｉ＞０、ｉ＝Ｉw ＝−Ｉ／２＜０の状態でロックして
いる場合、パワートランジスタＱ₁，Ｑ₄，Ｑ₆が損失
を発生させており、中でもパワートランジスタＱ₁の損
失が大きくなる。パワートランジスタＱ₁の損失Ｐ₁は
当該パワートランジスタＱ₁のスイッチング損失Ｐ_1sw
とオン損失Ｐ_1cであり、これらがそれぞれ

【数２】と表されることから、Ｐ₁＝２（Ａ＋Ｂ）Ｉと表される。パワートランジスタＱ₄及びＱ₆の発生損
失の合計はパワートランジスタＱ₁の発生損失Ｐ₁に等
しくなるため、総損失Ｐは、Ｐ＝２・Ｐ₁ ＝４（Ａ＋Ｂ）・Ｉとなる。この状態からモータ１の回転角位置が変化する
と、各相電流の大きさ及び方向が変化し、これに伴って
最大損失を発生するトランジスタが変化する。しかし、
総損失Ｐは、各相電流の絶対値合計に比例するため、前
述の条件下での停止位置の場合を最大として変化する。
しかし、変化は小さい。したがって、総損失Ｐは、停止
回転角位置によらず、Ｐ＝４（Ａ＋Ｂ）・｜Ｉ｜で表わすことができる。

【００１９】（１．３）モータ回転状態とモータロック
状態の比較このように、総損失Ｐは、モータ回転状態：Ｐ＝１２／π・（Ａ＋Ｂ）・｜Ｉ｜モータロック状態：Ｐ＝４・（Ａ＋Ｂ）・｜Ｉ｜と表すことができる。これらの式からわかるように、総
損失Ｐは実効電流指令値の絶対値｜Ｉ｜に比例する。ま
た、１２／πはほぼ４であるから、総損失Ｐはモータ１
の動作状態によらないと見なすことができる。

【００２０】（２）ヒートシンクとパワートランジスタ
の接触部の温度上昇△Ｔ_f-a このような総損失Ｐにより生じるヒートシンクとパワー
トランジスタ群の接触部温度上昇△Ｔf-a は、次の式で
示される時間特性を有している。

【００２１】

【数３】この式に、総損失Ｐを実効電流指令値の絶対値｜Ｉ｜で
表した式を代入して変形すると、

【数４】となる。

【００２２】（３）パワートランジスタのチップ部のみ
の温度上昇△Ｔ_j-f 次に、パワートランジスタのチップ部のみの温度上昇△
Ｔ_j-fを考える。モータラン状態においては、Ｐ_n＝２
／π・（Ａ＋Ｂ）・｜Ｉ｜であるから、これは、

【数５】と表すことができる。モータロック状態においては、最
大損失発生トランジスタにおいて、パワートランジスタ
のチップ部のみの温度上昇△Ｔ_j-fは、Ｐ₁＝２（Ａ＋
Ｂ）Ｉであるから、

【数６】と表すことができる。

【００２３】（４）過熱検出部の動作過熱検出部３００は、上記（１）〜（３）において説明
した各式に基づき動作する。まず、絶対値回路２０は実
効電流指令値Ｉの絶対値を求め、増幅器２１は絶対値｜
Ｉ｜を増幅する。増幅器２１の後段に接続されているＣ
Ｒ直列回路２２は時定数Ｃ_f-a・Ｒ_f-aを有している。
増幅器２１の増幅率をＰ・θ_f-aに応じて設定すること
により、ＣＲ直列回路２２の出力は△Ｔ_f-aとなる。比
較器２８は、外部設定定数群１９に含まれる定数である
許容温度上昇△Ｔ_sref1とこの温度上昇推定値△Ｔ_f-a
を比較し、後者が前者を越えている場合に２値化出力す
る。通常、△Ｔ_sref1としては、サーボ制御装置２００
が定格出力電流を出力する時のパワートランジスタＱ₁
〜Ｑ₆とヒートシンク接触部の温度上昇値に整合した許
容温度上昇値を設定する。

【００２４】一方で、増幅器２３及び２４は絶対値｜Ｉ
｜を増幅する。増幅器２３の増幅率はβ、増幅器２４の
増幅率はπβである。ＣＲ直列回路２７は時定数Ｃ_j-f
・Ｒ_j-fを有している。したがって、切換回路２５によ
り増幅器２３をＣＲ直列回路２７に切換接続した場合に
はＣＲ直列回路２７からモータ１ラン状態での温度上昇
推定値△Ｔ_j-fを、増幅器２４を接続した場合にはモー
タ１ロック状態での温度上昇推定値△Ｔ_j-fを、それぞ
れ得ることができる。ラン／ロック判定回路２６は、速
度帰還信号Ｖに基づき、モータ１の状態がランかロック
かを判定し、切換回路２５を制御してラン時は増幅器２
３を、ロック時は増幅器２４を、それぞれＣＲ直列回路
２７に接続させる。

【００２５】加算器３０は、△Ｔ_j-fと△Ｔ_f-aを加算
し比較器２９にその結果を供給する。加算器３０の出力
は、最大損失を発生するトランジスタのサーボ制御装置
２００の周囲温度に対するチップ温度上昇推定値△Ｔ
_j-aに相当する。比較器２９は、サーボ制御装置２００
外部からあらかじめ設定されている許容温度上昇△Ｔ_sr
_ef2とこの温度上昇推定値△Ｔ_j-aを比較し、後者が前
者を越えている場合に２値化出力する。ここで、△Ｔ
_sref2には、パワートランジスタのジャンクション温度
の絶対最大値と、サーボ制御装置が保障する動作周囲温
度最大値より、好適に決定した許容温度上昇値を設定す
る。ＯＲ回路３１は、比較器２８と２９の２値化出力を
論理加算することにより、△Ｔ_f-a＞△Ｔ_sref1又は△
Ｔ_j-a＞△Ｔ_sref2時において、加熱検出信号１７を出
力する。

【００２６】なお、本実施例において、増幅器２３，２
４の増幅率及び、△Ｔ_sref1，△Ｔ_sref2の設定値を１
／２倍すれば、増幅器２１を不用とすることも可能であ
る。また、本実施例では、永久磁石をロータとする三相
交流同期モータ１を制御対象としているが、多相誘導電
動機を対象としても良い。パワートランジスタのチップ
部熱時定数に較べてロック時の各相電流指令周期が数倍
以上であれば、本発明は十分に有効である。

【００２７】このように、本実施例によれば、パワート
ランジスタＱ₁〜Ｑ₆の温度上昇△Ｔ_j-fを推定し、得
られた推定値△Ｔ_j-fと接触部における温度上昇の推定
値△Ｔ_f-aを加算して、温度上昇△Ｔ_j-aを推定するよ
うにしたため、交流モータ１が停止（ロック）状態にあ
るか回転（ラン）状態にあるかにかかわらず、パワート
ランジスタＱ₁〜Ｑ₆の過熱保護を行なうことができ
る。したがって、通常制御状態でモータ１のロック現象
が発生しない大半の用途を基準において定格出力電流を
保障できるよう、ヒートシンクを小型化設計しておいて
も、出力電流が定格値を超える過負荷状態となった時、
これを検出することができる。これは、サーボ制御装置
設計段階からパワートランジスタＱ₁〜Ｑ₆の温度の上
限をある程度低く抑え、素子動作の長期信頼性を確保す
る目的にも有効である。また、衝突等の事故によりモー
タ１が強制ロックされた場合が生じても、パワートラン
ジスタＱ₁〜Ｑ₆を安全に過熱破壊から保護することが
できる。また、通常制御状態においてモータ１のロック
現象が発生するサーボプレスの様な用途においても、プ
レス動作スタート時のヒートシンク温度上昇程度によっ
て、最適なプレス動作継続時間を保障することができ
る。

【００２８】さらに、高精度動作が要求される絶対値回
路、増幅回路及びＣＲ直列回路の必要数が従来構成に較
べて少ないため、本発明を電子回路で実現する場合に
は、回路規模、コスト的に有利であり、制御するモータ
１の相数が増える程、その有効性が増大する。また、実
行電流指令値を入力した構成としているため、モータ１
の回転速度に影響されないで、過熱保護対象の熱時定数
のみを考慮した適当なサンプリング及び演算周期で、処
理が行なえるため、ソフトウェアで実現する場合には、
ＣＰＵの効率的な利用をはかることができる。

【００２９】以上、本発明を一実施例により説明した
が、本発明は上述の実施例に限定されるものではない。
本発明は、種々の変形が可能である。

【００３０】

【発明の効果】以上、説明したように、本発明によれ
ば、電力用半導体素子群内部の温度上昇△Ｔ_j-fを推定
し、得られた推定値△Ｔ_j-fと接触部における温度上昇
の推定値△Ｔ_f-aを加算して、電力用半導体素子群の温
度上昇△Ｔ_j-aを推定するようにしたため、交流モータ
が停止（ロック）状態にあるか回転（ラン）状態にある
かにかかわらず、電力用半導体素子群の過熱保護を行な
うことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係るサーボ制御装置の構成
を示すブロック図である。

【図２】この実施例における過熱検出部の構成を示すブ
ロック図である。

【図３】一従来例に係るサーボ制御装置の構成を示すブ
ロック図である。

【図４】この従来例における過熱検出部の構成を示すブ
ロック図である。

【図５】ヒートシンクの熱等価回路を示す回路図であ
る。

【図６】従来例における過熱検出部の他の構成例を示す
ブロック図である。

【符号の説明】

１モータ１１パルス幅変調回路１９外部設定定数群２０絶対値回路２１，２３，２４増幅器２２，２７ＣＲ直列回路２５切換回路２６ラン／ロック判定回路２８，２９比較器３０加算器３１ＯＲ回路１００コンバータ部１０４インバータ部２００サーボ制御装置３００過熱検出部Ｑ₁〜Ｑ₆ パワートランジスタ △Ｔ_f-a ヒートシンクとパワートランジスタＱ₁〜Ｑ
₆の接触部の温度上昇の推定値 △Ｔ_j-f 接触部からチップまでの温度上昇の推定値

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流モータの駆動電流をヒートシンク上
に設けた電力用半導体素子群のオン／オフ制御によりサ
ーボ制御する手段と、電力用半導体素子群の温度上昇を
推定し設定値を越えた場合に過熱検出信号を出力する過
熱検出手段と、を備える交流モータのサーボ制御装置に
おいて、過熱検出手段が、ヒートシンクと電力用半導体素子群の接触部における温
度上昇を推定する第１の推定手段と、交流モータの回転状態における電力用半導体素子群内部
の温度上昇を推定する第２の推定手段と、交流モータの停止状態における電力用半導体素子群内部
の最大温度上昇を推定する第３の推定手段と、交流モータが回転状態か停止状態かを判定する手段と、回転状態であると判定された場合には第２の推定手段に
より推定された温度上昇を、停止状態であると判定され
た場合には第３の推定手段により推定された温度上昇
を、それぞれ第１の推定手段により推定された温度上昇
と加算することにより、接触部から電力用半導体素子群
まで含む温度上昇の推定値を求める手段と、を備えることを特徴とする交流モータのサーボ制御装
置。