JPH099493A - 交流電動機の運転状態判定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 高速サンプリングや専用回路の必要がなく、
簡易な構成で安価に実現できる 【構成】 走行用交流モータ１の相電流を検出する電流
センサ３と、交流モータ１の回転角度を検出する回転情
報検出センサ４と、検出された回転角度における相電流
の波高値が予め定めた範囲内にない場合に交流モータ１
の運転状態を異常と判定する演算処理装置１５とを有し
ている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電動機の短絡や過
電流等の運転状態を判定する運転状態判定装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、無公害車として電気自動車が注目
されており、このような電気自動車の駆動源として交流
電動機（モータ）が多用されている。電気自動車におけ
る交流モータの短絡や過電流等の異常は、走行不能とな
る事態を避けるためにこれを速やかに検出して警報等の
必要な措置を採る必要がある。

【０００３】従来、例えば特開平３−７０４８７号公報
において、交流サーボモータの駆動監視装置が提案され
ており、これは上記サーボモータの励磁電流を高速ＣＰ
Ｕにより十分短いサンプル時間で複数得て、この励磁電
流の履歴と制御目標データとを対比することによりサー
ボモータの駆動状況を判定している。なお、データサン
プリングの装置あるいは方法として、特開平４−７２９
１８号公報、特開平５−１９００３号公報、特開平５−
４０１３６号公報等が知られている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記公報に記
載の駆動監視装置では、励磁電流の異常等を確実に判定
するために極めて短い周期（６０μｓ以下）でデータサ
ンプリングを行っており、高速ＣＰＵを始めとして、応
答速度の早いサンプルホールドやＡ／Ｄコンバータを必
要とするため、コストが高いという問題がある。この点
では、従来公報に示された上記データサンプリング装置
等も同様である。

【０００５】なお、特開平５−２６９２１号等に記載の
スペクトラムアナライザを使用して、モータ励磁電流の
波形歪み等を解析することによりモータの運転状態を判
定することも考えられるが、この場合も、周波数分析回
路等の専用回路が必要となって、やはりコストアップは
避けられない。本発明はこのような問題を解決するもの
で、高速サンプリングや専用回路の必要がなく、簡易な
構成で安価に実現できる交流電動機の運転状態判定装置
提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明は、特に同期電動
機の場合、電動機の回転位置と相電流の位相角が良く一
致し、所定の回転指令値の下では上記回転位置が決まれ
ば相電流の値は予め予想された範囲にあることに注目し
てなされたものである。また、本発明は、誘導電動機に
おいては、電動機の回転速度と相電流による回転磁界の
速度の差が電動機のすべりを示すものであることに注目
してなされたものである。 そこで、本発明は上記目的
を達成するため、請求項１に記載の発明においては、交
流電動機の相電流を検出する電流検出手段（３）と、前
記交流電動機の回転位置を検出する回転位置検出手段
（４、１５）と、検出された回転位置における前記相電
流の状態を、当該回転位置において予め定めた状態と比
較して、この比較結果に基づいて前記交流電動機の運転
状態を判定する判定手段（１５）とを備えている。

【０００７】請求項２に記載の発明では、請求項１に記
載の交流電動機の運転状態判定装置において、前記回転
位置検出手段は、同時に検出された異なる相の前記相電
流の瞬時波高値より前記回転位置を検出するものであ
る。請求項３に記載の発明では、請求項１に記載の交流
電動機の運転状態判定装置において、前記回転位置検出
手段は、各相の前記相電流のゼロクロス点より前記回転
位置を検出するものである。

【０００８】請求項４に記載の発明では、請求項１ない
し３のいずれか１つに記載の交流電動機の運転状態判定
装置において、前記判定手段は、前記回転位置における
前記相電流の波高値が予め定めた範囲内にない場合には
前記交流電動機の運転状態を異常と判定するものであ
る。請求項５に記載の発明では、請求項１ないし３のい
ずれか１つに記載の交流電動機の運転状態判定装置にお
いて、前記判定手段は、検出された前記回転位置におけ
る前記相電流の波高値から当該相電流の振幅値を算出し
て、当該振幅値が予め定めた範囲内にない場合に前記交
流電動機の運転状態を異常と判定するものである。

【０００９】請求項６に記載の発明では、請求項１ない
し３のいずれか１つに記載の交流電動機の運転状態判定
装置において、前記判定手段は、所定の前記回転位置に
おける相電流の瞬時波高値を当該相電流の振幅値となし
て、当該振幅値が予め定めた範囲内にない場合に前記交
流電動機の運転状態を異常と判定するものである。請求
項７に記載の発明では、請求項１ないし３のいずれか１
つに記載の交流電動機の運転状態判定装置において、前
記判定手段は、所定のスレッショルド値を切る際の前記
相電流の正負および増減より前記回転位置を推定し、推
定した回転位置が検出された回転位置と一致しない場合
に前記交流電動機の運転状態を異常と判定するものであ
る。

【００１０】請求項８に記載の発明においては、交流誘
導電動機の相電流を検出する電流検出手段（３）と、前
記交流誘導電動機の回転位置を検出する回転位置検出手
段（４）と、前記検出された相電流のゼロクロス点から
求められた電流位相角が３６０°変化する時間と、検出
された前記回転位置が３６０°変化する時間との差より
前記交流誘導電動機のすべり状態を判定する判定手段
（１５）とを備えることを特徴とする交流電動機の運転
状態判定装置。

【００１１】請求項９に記載の発明では、請求項８に記
載の交流電動機の運転状態判定装置において、前記判定
手段は、判定されたすべり状態に応じて前記電流位相角
を補正し、補正後の電流位相角における前記相電流を予
め定めた状態と比較して、この比較結果に基づいて前記
交流誘導電動機の運転状態を判定するものである。な
お、上記各手段のカッコ内の符号は、後述する実施例記
載の具体的手段との対応関係を示すものである。

【００１２】

【発明の作用効果】請求項１に記載の発明によれば、交
流電動機の、ある回転位置において検出された相電流
を、当該回転位置において予め定められた相電流の状態
と比較して、これに基づいて交流電動機の運転状態を判
定しているから、連続的に相電流の挙動を検出する必要
はない。したがって、相電流を高速でサンプリング処理
することは不要であり、高速ＣＰＵや専用回路を使用し
ないから、構成が簡易で、かつ安価に実現される。

【００１３】請求項２又は３に記載の発明によれば、回
転位置を相電流より知るから、特に前記交流電動機とし
て同期電動機を使用した場合に、回転位置検出用の外付
けセンサが不要となり、構成がより簡易となる。請求項
４に記載の発明によれば、相電流の波高値が前記範囲内
にないことで電流波形の歪みを知ることができ、これに
より交流電動機の異常状態が迅速に検出される。

【００１４】請求項５又は６に記載の発明によれば、相
電流の振幅値が前記範囲内にないことで交流電動機の過
負荷状態等を確実に判定することができる。請求項７に
記載の発明によれば、特に前記交流電動機として同期電
動機を使用した場合に、その過負荷状態等を確実に判定
することができる。請求項８に記載の発明によれば、誘
導電動機のすべり状態を確実に判定することができる。

【００１５】請求項９に記載の発明によれば、誘導電動
機の過負荷等の異常状態が確実に知られる。

【００１６】

【実施例】以下、本発明を図に示す実施例について説明
する。 （第１実施例）図１は本発明に係る運転状態判定装置を
有する、電気自動車の駆動システムの概略を示す。

【００１７】本システムは、電気自動車の駆動力となる
走行用モータ１と、この走行用モータへ、直流バッテリ
出力を３相交流電力として供給するインバータ２と、走
行用モータ１に流れる電流を検出する電流センサ３と、
走行用モータ１の回転状態を検出する回転情報検出セン
サ４と、制御装置５とより構成されている。制御装置５
には、走行用モータ１への出力量を演算するＣＰＵ内蔵
の演算処理装置１５と、シフトスイッチ６やブレーキス
イッチ７等の２値信号を個々に、もしくは複数の２値信
号を組み合わせて上記演算処理装置１５に入力する入力
バッファ回路１６と、アクセル開度８やバッテリ電圧９
等のアナログ信号をデジタル信号に変換して演算処理装
置１５に入力するＡＤ変換回路１７とが設けられてい
る。

【００１８】制御装置５にはさらに、回転情報検出セン
サ４の信号を波形整形するモータ回転検出回路１２と、
電流センサ３の出力信号の、振幅、中性点、および位相
を変換する電流フィードバック回路１１と、走行用モー
タ１への出力となる３相交流波形を作製する交流波形作
製回路１４と、比例積分（ＰＩ）制御を行うＰＩ制御回
路１３と、インバータ２への出力を３相交流波形からス
イッチング信号へ変換するＰＷＭ変調出力回路１０とを
備えている。

【００１９】演算処理装置１５は、これに入力するシフ
トスイッチ、ブレーキスイッチ、アクセル開度、バッテ
リ電圧の各信号と、検出されたモータ回転信号ｂ１に基
づき走行用モータ１への出力量を演算する。交流波形作
製回路１４は、演算された上記出力量とモータ回転信号
とから、走行用モータ１への出力指令となる３相交流波
形を作製する。ＰＩ制御回路１３は、交流波形の出力指
令と、電流フィードバック回路１１の出力信号との偏差
に対してＰＩ制御を行う。ＰＩ制御信号はＰＷＭ変調出
力回路１０によりインバータ２へのスイッチング波形に
変換される。

【００２０】なお、演算処理装置１５には上記電流フィ
ードバック回路１１の出力信号が入力して、後述する走
行用モータの運転状態が判定される。演算処理装置１５
は、図２に示すように、モータ運転状態検出タイミング
ＴＩ１１およびＴＩ１２でモータ運転状態を検出する。
このモータ運転状態検出タイミングＴＩ１１とＴＩ１２
の間隔Ｔ１は、一定間隔でもよいし、ランダム間隔でも
よい。

【００２１】すなわち、演算処理装置１５は、運転状態
検出タイミングＴＩ１１において、モータ回転信号ｂ１
によるモータ回転角度θ１１が、電流フィードバック回
路１１からの交流電流波形Ｕ１の位相角３０゜に対応す
る場合には、交流電流波形Ｕ１の瞬時波高値ＶＵ１１の
２倍（＝１／ｓｉｎ３０゜）を波形振幅とする。同様
に、モータ回転角度θ１１が、交流電流波形Ｖ１の位相
角２７０゜に対応する場合には、瞬時波高値ＶＶ１１の
−１倍（＝１／ｓｉｎ２７０゜）を波形振幅とする。さ
らに、モータ回転角度θ１１が、交流電流波形Ｗ１の位
相角１５０゜に対応する場合には、瞬時波高値ＶＷ１１
の２倍（＝１／ｓｉｎ３０゜）を波形振幅とする。

【００２２】同様に、モータ回転角度θ１２が、交流電
流波形Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の位相角２７０゜、１５０°、
３０°にそれぞれ対応する場合には、交流電流波形Ｕ
１，Ｖ１，Ｗ１の波形振幅を、波高値ＶＵ１２，ＶＶ１
２，ＶＷ１２に−１倍（＝１／ｓｉｎ２７０゜）、２倍
（＝１／ｓｉｎ１５０゜）、２倍（＝１／ｓｉｎ３０
゜）を乗算して算出する。

【００２３】この算出した値は、値のばらつきを考えＶ
Ｕ１１，ＶＶ１１，ＶＷ１１の平均値をとって波形振幅
としてもよいし、同一波形の数ポイントの平均値、例え
ばＵ１においてＶＵ１１＋ＶＵ１２＋・・＋ＶＵ１Ｎ／
Ｎを波形振幅としてもよい。演算処理装置の以上のよう
な処理は、図３のフローチャートにより実現される。図
において、ステップ１００では、電流センサ３で検出し
た交流電流波形Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１の瞬時波高値Ｖｎを記
憶する。ステップ１０１では、回転情報検出センサ４で
検出したモータ回転角度から、これに対応する各交流電
流波形の位相角θｎを決定し、続くステップ１０２で
は、位相角θｎに対する波形振幅算出のための係数Ｋｎ
を求める。

【００２４】この係数Ｋｎは、既述のように位相角θｎ
の時１／ｓｉｎθｎとなる値であり、θｎの刻みが１５
゜の時のマップを図４に示す。この各刻み間について
は、直線補間をするか、あるいは次の刻みの角度にくる
までは前の刻みの角度の係数Ｋｎを保持するようにして
もよい。この時、θｎが０゜または１８０゜の時は、波
形振幅の算出を禁止する。

【００２５】ステップ１０３において、先に求めたＶｎ
とＫｎの値を乗算することで波形振幅を算出する。この
波形振幅を走行用モータ１の運転状態値とし、この運転
状態値をもとに上記モータ１に対する三相交流の出力指
令値を変更する。例えば、上記運転状態値が、走行用モ
ータ１に対する出力指令値の波形振幅と異なった場合に
は、走行用モータ１の運転異常と判定して上記出力指令
値を制限または停止する。

【００２６】なお、回転情報検出センサ４は絶対回転位
置が判るものを例にしたが、これに代えて以下のような
ものでもよい。すなわち、走行用モータ１の回転子に流
れる電流を検出する電流センサ３の電流入出力方向の変
化のタイミングでトリガを発生するようになして、その
トリガを電流センサ３の交流波形の位相０°の基準位置
とし、この位相０°の基準位置を走行用モータ１の回転
子の絶対位置基準として回転情報検出センサ４のモータ
回転信号ｂ１を回転子の絶対位置信号に変換し、この絶
対位置信号より交流電流波形の位相情報を得るようにし
てもよい。

【００２７】本実施例によれば、電流波形をＡ／Ｄサン
プリングした時点でのモータ回転角に基づき電流波形の
振幅を算出することで、高速なＡ／Ｄサンプリングなし
に電流波形の振幅の検出が可能である。 （第２実施例）波形振幅の検出禁止については、図５に
示すとおりＵ１の角度に応じて決定するようにしてもよ
い。

【００２８】本実施例によれば、モータ回転角に応じて
最適な波形を選択することで、電流波形の最大振幅付近
をＡ／Ｄ変換することができ、Ａ／Ｄサンプリングした
時点のモータ回転角の検出誤差による電流波形の振幅の
算出誤差を抑制することができる。 （第３実施例）以下、第３実施例について図６に基づい
て説明する。

【００２９】本実施例は、第１実施例における交流電流
波形の波形振幅を算出する方法として、図４のマップを
用いるのでなく演算により行う場合を示す。最初に、ス
テップ２０１において交流電流波形瞬時波高値Ｖｎを検
出し、次にステップ２０２において位相角θｎを検出す
る。そして、波形振幅（Ｖ振幅）をステップ２０３にお
いてＶ振幅＝Ｖｎ／ｓｉｎθｎにより算出する。

【００３０】本実施例によれば、電流波形の振幅の算出
にマップを使用しないことにより、プログラムのＲＯＭ
容量を減らすことができる。 （第４実施例）以下、第４実施例を図７に示し、交流電
流波形を全波整流した後に波形振幅を算出する場合を示
す。

【００３１】電流センサ３（図１）の交流電流波形を全
波整流して波形信号Ｕ３，Ｖ３，Ｗ３とし、モータ運転
状態検出タイミングＴＩ３１において瞬時波高値ＶＵ３
１，ＶＶ３１，ＶＷ３１を検出する。次に、モータ回転
信号ｂ１によるモータ回転角度θ３１を検出する。次に
モータ回転角度θ３１に対応する各波形信号Ｕ３，Ｖ
３，Ｗ３の位相角より波形振幅算出係数Ｋｎを、図８の
マップを参照して決定する。そして、瞬時波高値ＶＵ３
１，ＶＶ３１，ＶＷ３１にＫｎを乗算して波形振幅を算
出する。同様に検出タイミングＴＩ３２においても、瞬
時波高値ＶＵ３２，ＶＶ３２，ＶＷ３２とモータ回転角
度θ３２により波形振幅を算出する。

【００３２】本実施例によれば、全波整流後の電流波形
によっても、モータ回転角が０〜３６０°までの全ての
領域で電流波形の瞬時波高値を復元することができる。 （第５実施例）以下、第５実施例について図９に基づい
て説明する。本実施例は、第４実施例において全波整流
された交流電流波形Ｕ４，Ｖ４，Ｗ４の波形振幅検出
を、回転情報検出センサ４の回転情報に基づいてマップ
補間または演算により行ったのに対し、回転情報検出セ
ンサ４の代わりに電流センサ３の交流電流波形を回転情
報として波形振幅の算出を行うものである。

【００３３】図９に示すように、交流電流波形信号Ｕ
４，Ｖ４，Ｗ４を全波整流し、その全波整流する前の波
形が正か負かによって位相信号ＵＩ４，ＶＩ４，ＷＩ４
を作成する。例えば、Ｕ４の信号波形をとってみると、
全波整流する前の波形が正である時、位相信号ＵＩ４は
「ＨＩ」レベルとし、逆に負の時は、「ＬＯ」レベルと
することで各相の位相信号ＵＩ４，ＶＩ４，ＷＩ４を作
成する。ここで交流電流波形信号Ｕ４とＶ４により波形
振幅を検出する例をとってみれば、まず全波整流された
Ｕ４波形は、｜ＶＵ４３ｓｉｎθ｜となる。この値を位
相信号に基づき絶対値を外すことで、θが０°から１８
０°ではＵ４＝ＶＵ４３ｓｉｎθ、θが１８０°から３
６０°ではＵ４＝−ＶＵ４３ｓｉｎθとすることが出来
る。

【００３４】今、θが０°から６０°の範囲である場合
を考えると、

【００３５】

【数１】Ｕ４＝ＶＵ４３ｓｉｎθ

【００３６】

【数２】Ｖ４＝−ＶＶ４３ｓｉｎ（θ＋２／３π） とできる。数１は、

【００３７】

【数３】ｓｉｎθ＝Ｕ４／ＶＵ４３ 数２は、

【００３８】

【数４】Ｖ４＝−ＶＶ４３（−ｓｉｎθ／２−√３ｃｏ
ｓθ／２） となる。以上の数３、数４により、θおよびＶＵ４３
（＝ＶＶ４３＝ＶＷ４３）をモータ運転状態検出タイミ
ングの位相状態に合わせて検出できる。

【００３９】本実施例では、モータ回転信号なしに、電
流波形のみで第４実施例と同様の効果を得ることができ
る。 （第６実施例）以下、第６実施例について図１０および
図１１に基づき説明する。本実施例では、モータ運転状
態検出タイミングを回転情報検出センサ４（図１）の信
号に同期させた例を示す。

【００４０】つまり、第１実施例においては、モータ運
転状態検出タイミングＴＩ１１、ＴＩ１２を一定間隔ま
たはランダムに行うのに対し、本実施例ではモータ運転
状態検出タイミングＴＩ５１、ＴＩ５２、ＴＩ５３を特
定またはランダムにモータ回転信号ｂ５に同期して行
う。例えば、モータ１回転に３回のモータ運転状態が必
要であれば、例えば（３０°＋１２０°×ｎ）（ｎ＝
０，１，２）のモータ回転角度θ５１，θ５２，θ５３
においてＴＩ５１、ＴＩ５２、ＴＩ５３の検出を行う。
その時は、図１１のように、それぞれの位相角θｎに応
じ瞬時波高値（ＶＵ５１〜ＶＷ５３）に係数を乗算する
ことで波形振幅を算出する。

【００４１】本実施例では、マップの格子点が存在する
予め決められたモータ回転角でＡ／Ｄサンプリングを行
うため、モータ回転角による電流波形の振幅検出誤差の
抑制が可能である。 （第７実施例）以下、第７実施例について図１２および
図１３に基づき説明する。

【００４２】本実施例では、モータ運転状態の検出タイ
ミングを交流電流波形のゼロクロス点により作成された
信号ｂ６に同期させた場合を示す。すなわち、回転情報
検出センサ４（図１）を使用することなく、交流電流波
形信号Ｕ６，Ｖ６，Ｗ６に同期させてモータ運転状態を
検出する。交流電流波形信号Ｕ６，Ｖ６，Ｗ６は、互い
に１２０°ずれた信号であるから、各信号のゼロクロス
タイミングは、図１２に示すＴＩ６１〜ＴＩ６７のよう
に６０°回転角毎に現われる。このゼロクロスの各回転
角度θ６１〜θ６６において交流電流波形Ｕ６、Ｖ６、
Ｗ６の瞬時電圧を検出して、図１３に基づきこの瞬時電
圧に係数を乗算することで波形振幅を算出する。

【００４３】なお、各交流電流波形の瞬時電圧が０の時
は、前記方法では算出不能のため図１３の通り算出禁止
とする。本実施例では、回転情報検出センサなしで、第
６実施例と同様な効果を得るため、モータ制御を速度セ
ンサレスで行う瞬時ベクトル制御でも、電流波形の振幅
検出誤差の抑制が可能である。

【００４４】（第８実施例）以下、第８実施例について
図１４に基づき以下に説明する。本実施例では、モータ
運転状態の検出タイミングを車速センサ２０の信号によ
り行う場合を示す。つまり、車速センサ２０の出力信号
を、モータ回転検出回路１２を介して演算処理装置へ入
力し、車両のタイヤ径、およびタイヤからモータの間の
ギヤ比よりモータ回転数に変換して、このモータ回転数
よりモータ回転信号を得る。また、この場合、モータ回
転角度０°の基準は、各交流電流波形のゼロクロス点と
する。

【００４５】本実施例によれば、回転情報検出センサな
しで、モータ回転角が０〜３６０°までの全ての領域
で、第６実施例と同様な効果を得ることができる。 （第９実施例）以下、第９実施例について図１５に基づ
き説明する。本実施例では、検出対象である交流電流波
形に高調波成分が重畳して波形が歪んでいる場合を示
す。

【００４６】例えば、走行用モータが高回転・高出力の
時に、高調波成分の重畳によって、ある位相で交流電流
波形が正弦波に比べて歪む場合は、高調波成分の周波数
を避けた位相θ８１、θ８２、θ８３で波形を検出す
る。本実施例によれば、電流波形の振幅検出のＡ／Ｄサ
ンプリング周期を高調波周期に同期させないことによ
り、高調波により発生する振動変動による振幅誤差検出
を抑制することができる。

【００４７】（第１０実施例）以下、第１０実施例につ
いて図１６に基づき説明する。本実施例では、交流電流
波形信号の周期とは無関係に、一定周期で発生するノイ
ズ（インバータのスイッチングノイズ等）がある場合に
ついて示す。本実施例は、モータ運転状態の検出タイミ
ングを回転情報検出センサ４の信号に同期させたもので
ある。つまり、交流電流波形Ｕ９，Ｖ９，Ｗ９におい
て、インバータのスイッチングノイズのよう一定周期Ｔ
９で発生するノイズが乗っている場合、モータ回転信号
ｂ９の、ノイズが乗った回転角度θ９２で交流電流波形
を検出する場合が考えられる。

【００４８】そのため、回転角度θ９１，θ９２，θ９
３の間隔がＴ９×ｎ倍の周期にならないようにして、交
流電流波形のノイズを検出しないようにする。すなわち
Ｕ９を例にとると、前記周期で交流電流波形ＶＵ９１、
ＶＵ９２、ＶＵ９３を検出した時、予測される波形振幅
値から検出値が連続して外れない場合は、外れた検出値
ＶＵ９２はノイズを検出したと判断し、検出データより
排除する。

【００４９】これは、同一の信号だけでなく、ＶＵ９
１、ＶＶ９１、ＶＷ９１間や、ＶＵ９２、ＶＶ９２、Ｖ
Ｗ９２間やＶＵ９３、ＶＶ９３、ＶＷ９３間で、例えば
回転角度θ９２において、検出タイミングの時間差を考
え、１相分の検出値ＶＵ９２が連続せずに予測される波
形振幅値より外れた場合は、ＶＵ９１〜ＶＵ９３、ＶＶ
９１〜ＶＶ９３、ＶＷ９１〜ＶＷ９３のうちＶＵ９２の
みノイズを検出したと判断して検出データより排除す
る。

【００５０】本実施例によれば、インバータのスイッチ
ング周期に電流波形の振幅検出のＡ／Ｄサンプリング周
期を同期させないことで、インバータのスイッチングノ
イズにより発生する振幅変動による振幅検出誤差を抑制
することができる。 （第１１実施例）以下、第１１実施例について図１７に
基づき説明する。

【００５１】本実施例では、交流電流波形が正弦波に比
べ歪む量が判明している場合を示す。例えば、交流電流
波形が例えば高回転領域で正弦波に比べて歪み、その歪
み量が各波形の位相やモータ出力、インバータの出力電
流等に対し、実験やシュミレーションにより既知の量、
例えばＶＵ１０１，ＶＶ１０２，ＶＷ１０３である時、
交流電流波形の波形振幅算出のために回転角度θ１０
１、θ１０２、θ１０３により決まっていた瞬時波形に
乗算する係数を、ＶＵ１０１〜ＶＵ１０３，ＶＶ１０１
〜ＶＶ１０３，ＶＷ１０１〜ＶＷ１０３のうちＶＵ１０
１，ＶＶ１０２，ＶＷ１０３は、既知の歪み量により変
更する。

【００５２】本実施例によれば、予め判明しているモー
タ回転角に応じた波形歪みを考慮して、Ａ／Ｄ変換した
電流波形の瞬時波高値から電流振幅を算出することで、
電流波形の歪みにより発生する振幅変動による振幅検出
誤差を抑制することができる。 （第１２実施例）以下、第１２実施例について図１８に
基づき説明する。

【００５３】本実施例では、交流電流波形振幅の検出の
ピークホールドをモータ回転信号ｂ１１を用いて行う例
を示す。図１８において、交流電流波形Ｕ１１ａ，Ｖ１
１ａ，Ｗ１１ａにおいて、正弦波では９０°と２７０°
にピーク値がある。そのため、モータ回転信号ｂ１１ａ
により交流電流波形の９０°と２７０°を判定してピー
クホールドタイミング１１ａによりＶＵ１１１ａ，ＶＵ
１１２ａ，ＶＶ１１１ａ，ＶＶ１１２ａ，ＶＷ１１１
ａ，ＶＷ１１２ａのピークホールドを行い。次のピーク
ホールドを行うまでに、例えば０°と１８０°におい
て、ピークホールドリセット１１ａによりピークホール
ドのリセットを行う。

【００５４】本実施例によれば、ピークホールド後のリ
セット専用回路なしに、ピークホールド回路による電流
波形の振幅検出が可能である。 （第１３実施例）第１３実施例を示す図１９において
は、第１２実施例の図１８でピークホールドとリセット
を個々のタイミングで行ったのに対し、モータ回転信号
１１ｂに基づきピークホールドとリセットを同一のタイ
ミングで行う。これにより、このタイミングでピークホ
ールド検出回路の出力がＶＵ１１１ｂ、ＶＵ１１２ｂ
と、常時ピーク値ＶＵＰ１１ｂに変化する。

【００５５】本実施例によれば、モータ回転角が０〜３
６０°までの全ての領域で、ピークホールド後のリセッ
ト専用回路なしに、ピークホールド回路による電流波形
の振幅検出が可能である。 （第１４実施例）以下、第１４実施例について図２０に
基づき説明する。

【００５６】本実施例では、交流電流波形振幅の異常検
出において、交流電流波形振幅に対する回転情報検出セ
ンサの回転情報により交流電流波形の異常を検出する。
すなわち、演算処理装置１５（図１）が、インバータ２
へ指令するトルク指令において、このトルク指令は交流
電流波形信号Ｕ１２、Ｖ１２、Ｗ１２の振幅に対応する
ので、例えば交流電流波形振幅の１／２にトルクスレッ
ショルドを置く。このスレッショルド値ＶＳ１２Ｕ、Ｖ
Ｓ１２Ｖ、ＶＳ１２Ｗ（図２０）をクロスするタイミン
グと交流電流波形の正負および増減ＶＵ１２１，ＶＵ１
２２，ＶＶ１２１，ＶＶ１２２，ＶＷ１２１，ＶＷ１２
２により回転情報検出センサの検出値を推定し、この推
定値と実際のモータ回転信号ｂ１２の回転角度θ１２１
〜θ１２６を比較して一致しない場合異常とする。

【００５７】本実施例では、Ａ／Ｄコンバータなしに、
簡単なコンパレータ回路のみで、電流波形の振幅異常が
検出可能である。 （第１５実施例）以下、第１５実施例について図２１に
基づき説明する。本実施例では、交流電流波形の出力源
たる走行用モータとして誘導電動機を使用した場合を示
し、誘導電動機のすべり量による交流波形振幅の検出誤
差を補正する場合について示す。

【００５８】誘導電動機では、交流電流波形Ｕ１３の１
周期３６０°の時間と回転情報検出センサ４（図１）か
らのモータ回転信号ｂ１３の３６０°分の時間に誤差
（すべり量）Δ１３４が生じる。この誤差は、交流電流
波形信号Ｕ１３の１周期当たり最大でＴ１３の１０％程
度すなわち半周期ではＴ１３の５％程度である。このた
め、モータ回転信号ｂ１３から正確な位相情報が得られ
ず、少なくとも半周期分で生じる誤差Δ１３１分の波形
振幅の検出誤差が生じる。そこで、モータ回転信号１３
の回転情報が例えばθ１３１＝９０°の時、信号Ｕ１３
と信号ｂ１３の誤差であるΔ１３４をΔ１３４／４＝Δ
１３１としてｂ１３の検出角度を９０°−Δ１３１（Δ
１３４が負の場合は、＋Δ１３１）となる補正を行う。

【００５９】このΔ１３４やΔ１３１は、誤差を指令す
る演算処理装置１５の指令値を利用してもよい。また、
トルクスレッショルドＶＳ１３Ｕからその時点の回転情
報を検出してモータの運転状態を検出する場合でも、例
えばＶＳ１３Ｕ＝１／２トルク指令の時、Δ１３３の値
が、１周期Ｔ１３を３６０°とすると３０°分の位相と
なるので、Ｔ１３＝１２×Δ１３３とすることで、Ｔ１
３とモータ回転信号ｂ１３との誤差Δ１３４を求めても
よい。

【００６０】また、モータ回転信号ｂ１３の回転情報が
例えばθ１３２＝２７０°の時、この時のＵ１３の瞬時
波高値により、Ｕ１３の位相誤差Δ１３２を推定し、そ
の推定値が、Δ１３４×３／４であるとしてΔ１３４を
求めてもよい。このΔ１３４によるモータ回転信号ｂ１
３の回転情報を補正することにより誘導電動機において
も、回転情報検出センサ４を使用した波形振幅検出を正
確に行うことができる。

【００６１】本実施例によれば、誘導電動機において、
電流波形の振幅がピークとなるモータ回転角がすべり量
によって予想からずれても、正確に振幅の検出を行うこ
とができる。 （第１６実施例）以下、第１６実施例について図２２に
基づき説明する。

【００６２】本実施例では、交流電流波形の出力波形異
常の検出を、振幅によるのでなく波形の歪み検出により
行う。図２２において演算処理装置１５（図１）が指令
するトルク指令値１４１に対するひずみ検出基準中央値
Ｕ１４１を作成する、そしてその中央値に対し歪可能量
として上限値Ｕ１４１Ｕ、下限値Ｕ１４１Ｄを設定す
る。ここでモータ回転信号ｂ１４１の信号に同期して例
えば９０°毎に交流電流波形の瞬時波高値を検出し、そ
の値が上下限値よりこえなければ歪なしとする。

【００６３】本実施例では、高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）等の電流波形の歪み測定回路なしに、歪みの測定が
可能である。 （第１７実施例）上記第１７実施例における歪検出対象
が誘導電動機の場合は、図２３に示すように、モータ回
転信号ｂ１４２の１周期をＴ１４２とすると、ひずみ検
出基準中央値Ｕ１４２の１周期をＴ１４２−Δ１４１で
作成し、その中央値に対する上限値Ｕ１４２Ｕ、下限値
Ｕ１４２Ｄを設定して波形の歪検出を行う。この、Δ１
４１は、第１５実施例におけるΔ１３４と同一の方法で
求めればよい。

【００６４】本実施例では、誘導電動機において、ずべ
り量の影響なしに、第１６実施例と同様の効果がある。 （第１８実施例）以下、第１８実施例について図２４に
基づき説明する。本実施例では、交流電流波形の出力波
形異常の検出対象が誘導電動機である場合に、すべり量
の検出によりモータの運転状態を検出する場合を示す。

【００６５】図２５において誘導電動機の交流電流波形
Ｕ１５１のゼロクロス点からモータ回転信号ｂ１５１の
３６０°相当の時間Ｔ１５１と、Ｕ１５１の３６０°相
当の時間差であるΔ１５１をすべり量とする。本実施例
によれば、誘導電動機における電流波形の異常判定を、
モータ駆動に影響を与える電流波形の振幅およびすべり
量の両方て行うことができる。

【００６６】（第１９実施例）また、図２５において、
演算処理装置１５（図１）のトルク指令の例えば１／２
をトルクスレッショルドＶＳ１５２Ｕに設定した場合、
θ１５１の検出タイミングは、Ｕ１５２における１５０
°に当たり、θ１５１×６／５＝１８０°として、この
１８０°のタイミングとモータ回転信号ｂ１５２の１８
０°相当であるθ１５２の時間差θ１５２−θ１５１を
すべり量としてもよい。

【００６７】本実施例によれば、Ａ／Ｄコンバータなし
に、第１８実施例と同様な効果を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例に係る、運転状態判定装置
を備えた電気自動車の駆動システムの概略ブロック構成
図である。

【図２】本発明の第１実施例に係る、信号タイムチャー
トである。

【図３】本発明の第１実施例に係る、演算処理装置の処
理フローチャートである。

【図４】本発明の第１実施例に係る、記憶マップ図であ
る。

【図５】本発明の第２実施例に係る、波形振幅の検出禁
止範囲を示す図である。

【図６】本発明の第３実施例に係る、演算処理装置の処
理フローチャートである。

【図７】本発明の第４実施例に係る、信号タイムチャー
トである。

【図８】本発明の第４実施例に係る、記憶マップ図であ
る。

【図９】本発明の第５実施例に係る、信号タイムチャー
トである。

【図１０】本発明の第６実施例に係る、信号タイムチャ
ートである。

【図１１】本発明の第６実施例に係る、波形振幅の算出
式の使用区分を示す図である。

【図１２】本発明の第７実施例に係る、信号タイムチャ
ートである。

【図１３】本発明の第７実施例に係る、波形振幅の算出
式の使用区分を示す図である。

【図１４】本発明の第８実施例に係る、運転状態判定装
置を備えた電気自動車の駆動システムの概略ブロック構
成図である。

【図１５】本発明の第９実施例に係る、信号タイムチャ
ートである。

【図１６】本発明の第１０実施例に係る、信号タイムチ
ャートである。

【図１７】本発明の第１１実施例に係る、信号タイムチ
ャートである。

【図１８】本発明の第１２実施例に係る、信号タイムチ
ャートである。

【図１９】本発明の第１３実施例に係る、信号タイムチ
ャートである。

【図２０】本発明の第１４実施例に係る、信号タイムチ
ャートである。

【図２１】本発明の第１５実施例に係る、信号タイムチ
ャートである。

【図２２】本発明の第１６実施例に係る、信号タイムチ
ャートである。

【図２３】本発明の第１７実施例に係る、信号タイムチ
ャートである。

【図２４】本発明の第１８実施例に係る、信号タイムチ
ャートである。

【図２５】本発明の第１９実施例に係る、信号タイムチ
ャートである。

【符号の説明】

１…走行用モータ、３…電流センサ、４…回転情報検出
センサ、５…制御装置、１５…演算処理装置。

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電動機の相電流を検出する電流検出
   手段と、 前記交流電動機の回転位置を検出する回転位置検出手段
   と、 検出された回転位置における前記相電流の状態を、当該
   回転位置において予め定めた状態と比較して、この比較
   結果に基づいて前記交流電動機の運転状態を判定する判
   定手段とを備えることを特徴とする交流電動機の運転状
   態判定装置。
2. 【請求項２】 前記回転位置検出手段は、同時に検出さ
   れた異なる相の前記相電流の瞬時波高値より前記回転位
   置を検出するものであることを特徴とする請求項１に記
   載の交流電動機の運転状態判定装置。
3. 【請求項３】 前記回転位置検出手段は、各相の前記相
   電流のゼロクロス点より前記回転位置を検出するもので
   あることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の運
   転状態判定装置。
4. 【請求項４】 前記判定手段は、前記検出された回転位
   置における前記相電流の波高値が予め定めた範囲内にな
   い場合には前記交流電動機の運転状態を異常と判定する
   ものであることを特徴とする請求項１ないし３のいずれ
   か１つに記載の交流電動機の運転状態判定装置。
5. 【請求項５】 前記判定手段は、検出された前記回転位
   置における前記相電流の波高値から当該相電流の振幅値
   を算出して、当該振幅値が予め定めた範囲内にない場合
   に前記交流電動機の運転状態を異常と判定するものであ
   ることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに
   記載の交流電動機の運転状態判定装置。
6. 【請求項６】 前記判定手段は、所定の前記回転位置に
   おける相電流の瞬時波高値を当該相電流の振幅値となし
   て、当該振幅値が予め定めた範囲内にない場合に前記交
   流電動機の運転状態を異常と判定するものであることを
   特徴とする請求項１ないし３のいずれか１つに記載の交
   流電動機の運転状態判定装置。
7. 【請求項７】 前記判定手段は、所定のスレッショルド
   値を切る際の前記相電流の正負および増減より前記回転
   位置を推定し、推定した回転位置が前記検出された回転
   位置と一致しない場合に前記交流電動機の運転状態を異
   常と判定するものであることを特徴とする請求項１ない
   し３のいずれか１つに記載の交流電動機の運転状態判定
   装置。
8. 【請求項８】 交流誘導電動機の相電流を検出する電流
   検出手段と、 前記交流誘導電動機の回転位置を検出する回転位置検出
   手段と、 前記検出された相電流のゼロクロス点から求められた電
   流位相角が３６０°変化する時間と、検出された前記回
   転位置が３６０°変化する時間との差より前記交流誘導
   電動機のすべり状態を判定する判定手段とを備えること
   を特徴とする交流電動機の運転状態判定装置。
9. 【請求項９】 前記判定手段は、判定されたすべり状態
   に応じて前記電流位相角を補正し、補正後の電流位相角
   における前記相電流を予め定めた状態と比較して、この
   比較結果に基づいて前記交流誘導電動機の運転状態を判
   定するものである請求項８に記載の交流電動機の運転状
   態判定装置。