JPS61199470A - 電力変換装置の電流制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は電圧形の３相電力変換装置の出力電流がその電
流指令値に追従するようにフィードバック制御する電流
制御装置に関する。

［発明の技術的背景とその問題点］ 電圧形の電力変換装置として代表的なものに正弦波サイ
クロコンバータや１〜ランジスタあるいはゲートターン
オフサイリスタ（ＧＴＯ）インバータがあげられ、負荷
として交流電動機を駆動する装置は広く知られている。

交流電動機を電圧形電力変換装置で駆動する場合に、連
応性が要求されるものでは出力電流を検出して電流のフ
ィードバック制御が行なわれる。

この電流制御は各相の電流指令値と各相の電流検出値と
の偏差を比例＋積分要素等を介して増幅し、その増幅さ
れた信号を各相の出力電圧指令値として電力変換装置を
制御することによって達成される。このことは古くから
行なわれており、周知のことではあるが、−例として特
開昭５６−１１７５７７号公報に記されてるトランジス
タインバータによる電流制御装置を第２図に示し、簡単
に説明する。

第２図において、１は直流電流、２はインバータ、３は
交流電動機、４Ｕ、４．Ｖ、４Ｗは電流検出器、５　Ｕ
　、　５　Ｖ　、　５　Ｗ　ハ減算器、６Ｕ、６Ｖ。

６Ｗは増幅器、７は三角波発生器、８Ｕ、８Ｖ。

８Ｗは比較器、９１Ｊ、９Ｖ、９Ｗはベース駆動回路で
ある。

直流電源１からＰＷＭ　（パルス幅変調）制御されるイ
ンバータ２を介して可変周波数・可変電圧の３相交流電
力が交流電動機３に供給される。この交流電動機３に供
給される各相の電流ｊｕ＋１７．↓Ｗは電流検出器４Ｕ
、４Ｖ、４Ｗで検出され、それぞれ各相の電流指令値Ｌ
　Ｕ　’　＊　Ｌ　Ｖ　’　＊ｉｗ’に対する偏差が減
算器５Ｕ、５Ｖ、５Ｗで演算される。減算器５Ｕ、５Ｖ
、５Ｗの偏差出力は増幅器６Ｕ、６Ｖ、６Ｗで増幅され
、インバータ２の出力相電圧に対する電圧指令値σＵ　
’　＋σＶ′、σｗ８を出力する。三角波発生器７の出
力電圧σ丁と前記電圧指令値σＵ　’　＋σＶ〆。

σｗＨはそれぞれ比較器８Ｕ、８Ｖ、’８Ｗによって比
較され、ＰＷＭ信号を出力し、ベース駆動回路９Ｕ、９
Ｖ、９Ｗによりインバータ２の１〜ランジスタを駆動し
て交流電動機３に３相電圧σＵ。

σＶ、σＷを印加する。

この構成によって、交流電動機２の端子電圧σＵ、σ■
、σＷは変調リップルを含むものの平均的（こは増幅器
６Ｕ〜６Ｗの出力である電圧指令値に比例した人ぎさと
なる。この電圧指令値σＵ〆、σＶ　’　＋　σＷ′は
減算器５Ｕ〜５Ｗおよび増幅器６Ｕ〜６Ｗの動作により
、各相の電流指令値と検出値との偏差を増幅した信号で
あるので、各相の電流ＬＬＩ＋ＩＶ＋　↓Ｗはその指令
値ｉｕ″４＋Ｌｖ’、Ｌｗ’に追従するように制御され
る。

このように構成された従来の電流制御装置で、電流検出
器４Ｕ〜４Ｗ１減算器５Ｕ〜５Ｗあるいは増幅器６Ｕ〜
６Ｗ等の制御回路の構成要素が理想的であり、温度ドリ
フ１〜等のオフセラ１〜要因を持たなければ、増幅器６
Ｕ〜６Ｗの出力である３相の電圧指令値ぴＵ　’　＋σ
Ｖ　’　＋σＷ′は正負間で対称かつ３相間で平衡した
波形どなる。

しかし実際には前述のオフセラ１〜要因をＯＫすること
は殆んど不可能であり、何らかのオフセット要因は存在
するものと考える方が現実的である。

このようなオフセット要因があった場合の従来装置の問
題点を述べる前に、交流電動機３の電圧と電流の関係に
ついて考えてみる。

第３図は交流電動機３の電機子モデルであり、Ｕ、Ｖ、
Ｗは３相の巻線端子、Ｎは３相巻線の中性点であり、σ
８．σＶ、σＷは３相巻線端子Ｕ。

Ｖ、Ｗの電位、σ８は中性点Ｎの電位である。

各相巻線のインピーダンスを２とすると、各相の電流Ｌ
ｕ、ｉｖ＋　ｊｗは次式で与えられる。

３相の電流Ｌｕ＋ｉｖ＋　↓Ｗの加締値はＯであるから
、（１）式の３相分の式を加算することによって、中性
点電位σ、と各相端子電位σＵ、σ７．σＷとの関係が
次式のように求められる。

（２）式を（１）式のび、に代入することによって、各
相電流は次のように書くことができる。

・・・（３）式 （３）式においてσｕｖはＵ相端子電位σＵとＶ相端子
電位σ■どの電位差、すなわちＵ−Ｖ間の線間電圧であ
る。同様にσｖＷ＋σｗｕはそれぞれｖ−Ｗ問およびＷ
−Ｕ間の線間電圧である。

（３）式は交流電動機３の各相電流が各巻線間の線間電
圧によって定まることを示している。すなわち、各相電
流の大きさは各巻線端子間の電位差によって決まり、各
巻線端子の電位σ。、σ、。

σＷおよび中性点電位σ、は電流の大きさを決め６一 る要因とはならないことを意味している。

さて、第２図の従来装置において、電流検出器４Ｕのオ
フセットのためにＵ相の検出電流Ｌｕに負の直流成分が
重畳された場合を例として、従来の電流制御における問
題点を説明しよう。

Ｕ相電流ｉｕの負の直流成分は増幅器６Ｕで増幅され、
電圧指令値σＵ′を正側に推移させる。

Ｕ相の電圧指令値σＵ′が正側に推移すると、前述のよ
うに各相電流が線間電圧によって定まるため、電流制御
の結果として他の相の電圧指令値σＶ　’　＋σｗ８も
正側に推移する。従って、増幅器６Ｕ〜６Ｗの出力σ％
、σＶ　’　＋　σｗ１４は全て正側に推移した状態、
すなわち、交流電動機３の中性点電流σ、が正側に推移
した状態で電流制御が行なわれる。

通常、増幅器６Ｕ〜６Ｗは積分要素を持つので、極く小
さなオフセット要因であっても積分され、増幅器出力は
いずれかの極性に推移する。そして、−相分だけでも推
移すると他の相も同極性側に推移する。

このような電位の推移現象が起きても、前述のように電
動機相電流Ｌ’Ｊ＋Ｌ＋ｊＷは中性点電位に存在しない
ので、電流制御は行なわれる。

しかしながら、中性点電位が容易に推移することは次の
ような欠点を持っている。

■　中性点電位が推移した電圧指令値と三角波とを比較
してＰＷＭ制御すると、−周期３６ｏ。

内でのＰＷＭ波形の１８ｏ°毎の対称性は無くなる。こ
の結果、電流波形に含まれるＰＷＭによるリップル成分
も正負非対称となり、騒音が大きくなる。

■　中性点電流を定める制御要素がないので、フィード
バック電流のリップル成分等の小さな外乱要因によって
も中性点電位は容易に変動し、外乱の影響を受は易い。

■　低電圧出力時であっても中性点電位の推移量によっ
ては、増幅器出力はりミツ１〜値領域で動作する。−相
の電圧指令値がこのリミット値にがかり始めるとき、お
よびリミッ１〜値領域から抜出すときに、その相の電位
変化率が急変するため、他の相の電流制御に対する外乱
となり、電流波形が乱される。

以上説明した第２図の従来装置の欠点は交流電動機３の
中性点電位σ、を定める要素がない制御構成となってい
るために起こるものである。

従って、中性点電位σ、を０１言い変えれば３相の電圧
指令値σＵ′４．σＶ　’　＋σｗ１の和を○にするよ
うに構成することによって解決できるものである。その
解決策の１つとして第４図の構成が考えられる。

第４図において第２図と同一符号を有するものは同一機
能を有するものである。

第４図の構成では、電流制御はＵ相とＶ相の２相分だけ
行ない、Ｗ相の電圧指令値σｗ０は反転加算器１０によ
って他の２相の電圧指令値σｔｌ　’　＋σ■０を極性
反転し加算、すなわち次式の演算で求めている。

σＷ　−−σＵ　−σ■０　　　　　　・・・（４）式
従って３相の電圧指令値の和は必らずＯになるので、交
流電動機３の中性点電位σ、も常にＯになり、第２図の
ような欠点を生じない。

また１、３相の電流の和はＯであるから、３相のうちの
２相の電流を制御することにより、結果的には３相電流
が制御される。

しかし、この構成の装置には別の欠点がある。

、その欠点を次に説明する。

通常、運転周波数が高くなると交流電動機３の誘導電圧
が高くなり、電流を供給するインバータ２も大振幅の電
圧を出力することが要求される。

最大電圧出力時でも増幅器６Ｕ、６Ｖの出力である電圧
指令値を正負のリミット値内で動作させることは直流電
源１の電圧値を高くして、余裕を持たせることによって
可能である。

しかし、直流電源１の電圧を高くすることは次のような
悪影響を招く。

■　ＰＷＭ制御による電流のリップル成分を大きくし、
そのために騒音も大きくなる。

■　インバータ素子に高耐圧のものを必要とする。

■　直流電源の容量が大きくなる。

これらのために、最高電圧出力近辺の運転領域では電圧
指令値をリミッ１へ値で制限しながら動作させ、直流電
源１の電圧値は必要最小限に低くするのが一般的である
。

第５図は第４図の構成で電圧がリミット値領域で運転し
たときの３相電圧指令値σＵＭ、σＶ　’　＋σＷ′を
示ずものであり、（ａ）は増幅器６Ｕの出力であるＵ相
電圧指令値σＵ′、（ｂ）は増幅器６ｖの出力であるＶ
相電圧指令値σＶ′、（Ｃ）は反転加算器１０の出力で
あるＷ相電圧指令値σｗ１である。各波形で点線は正負
のリミット電圧値を表わす。

この図から明らかであるように、Ｗ相の電圧指令値σｗ
７は他の２相の指令値συ８．σＶ〆とは異なる波形と
なり、交流電動ｍ３には３相間で不平衡の波形の電圧が
印加される。この結果、交流電動機３に供給される相電
流も３相間で不平衡となり、トルクリップルおよび騒音
の発生要因どなる。

以上のように第４図の構成では電圧がリミット値領域で
動作すると、電圧波形が３相間で不平衡になることが欠
点である。

［発明の目的］ 本発明は以上説明したような従来装置の欠点に鑑みなさ
れたものであり、３相電流制御でありながら、負荷の中
性点電位を０に固定することのできる電流制御出力を提
供することを目的としている。

［発明の概要１ 上記目的を達成するために本発明では各相の電流制御出
力を３相分加算し、その加算値を１／′３した信号を各
相の電流制御用ツノに＠算し、３相の電圧指令値とする
。その結果、３相の電圧指令値の和はＯになり、負荷の
中性点電位も常にＯになる。

［発明の実施例］ 以下に図面を参照しながら本発明のより詳細な説明をす
る。

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
り、第２図と同一符号を有するものは同一機能を有する
ものであるから説明を省略する。

第１図では第２図の従来装置の構成に比べて、加算器１
１、係数器１２、および減算器１３Ｕ。

１３Ｖ、１３Ｗが追加されている。

増幅器６Ｕ〜６Ｗの出力σ。′、σ、′。

σＷ′は加締器１１で加算され、その加算された電圧信
号σ口は係数器１２で１／３倍される。係数器１２の出
力信号は各相の電流制御の増幅器の出力からそれぞれ減
算器１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗによって減算され、各相の
電圧指令値σＵ　’　＋σＶメ、σｗ１となる。

３相の電流制御の増幅器の出力σ　Ｌ　、σｖ′。

σＷ′がそれぞれ正負対称であり、３相間で平衡してい
る場合には加算器１１の出力σ０はＯである。係数器１
２の出力もＯとなり、減算器１３Ｕ〜１３Ｗの負側入力
は０である。従って、このような場合は第２図の従来装
置と変らない電流制御が行なわれる。

次にＵ相の検出電流↓。に負の直流成分が含まれる場合
についての動作を説明する。

Ｕ相検出電流ｊｕに負の直流成分が含まれることによっ
て、増幅器６Ｕの増幅作用により、Ｕ相の電流制御の増
幅器６Ｕの出力σＶ′は正側にΔσいだけ推移しようと
する。各相の電流制御の増幅器の出力σす′、σ　ｒ　
、σＷ′は、それぞれの平衡成分をσｕｏ’、σ、。’
　、ＵｗＯ’　とすれば、σｕＯ’　十△σ、σｖＯ’
、σＷ口′どなる。したがって３相の電流制御の増幅器
の出力の和である加算器１１の出力σ０は（５）式とな
る。

σ０−σｕｏ’　＋σｖＯ’　＋σｗｏ’　＋△σＵ−
ΔσＵ　　　　　　　　　　　　・・・（５）なぜなら
平衡成分の和（σｕｏ’　十σｖＯ’＋σｗｏ’）はＯ
である。各相の電圧指令値σＵ′４゜σＶ　’　＋σＷ
′は、各相の電流制御の増幅器の出力σ。′、σヮ′、
σＷ′がら加算器１１の出力σ０　（−△σＵ）を係数
器１２で１／３倍した信号が減算器１３Ｕ、１３Ｖ、１
３Ｗによって減算されて用いられる。電圧指令値σＵ″
、σｖ１゜０ｗ０はそれぞれ（６）　、　＋７１　、　
（８）式となる。

σＵ′−σｕｎ’　十△σＵ−１／３Δσ０−σＵｏ′
　＋　２／３Δσｕ　　　−（６）式σ８−σｖＯ’　
　　１／３ΔσＵ　　・・・（７）式σＷ　′　−σｗ
ｏ’−１／３△σｕ　　　　　−（８）式したがって３
相の電圧指令値の和は（９）式に示すように常にＯとな
る。

σ口８＋σ■８＋σｗ７− σｕＯ’　＋σｖ［ｌ’　＋σＷ　’　−０−（９）式
すなわち、本発明の第１図の構成では、外部からのオフ
セット要因がある場合でも３相の電圧指令値σＵ　’　
＋　σ■０．σｗ０の和は常にＯになるように動作する
。従って、負荷である交流電動機３の中性点電位σ、も
常に○になるように制御される。

この結果、第２図の従来装置の場合のように中性点電位
が定まらないことによる欠点は生じない。

また、制御回路は３相間で全く同じ構成となっているの
で、電圧がリミツ１〜値領域で動作しているときでもリ
ミットされた電圧波形は３相とも同じ波形になり、第４
図の構成による２相電流制御のような電流不平衡および
トルクリップルを引起こすこともない。

第１図では３相分の電流を検出するために３個の電流検
出器４Ｕ、４Ｖ、４Ｗを用いているが、３相の電流の和
がＯであるという関係を用いて、２相の電流だけを検出
して残りの１相の電流は検出した２相電流から演算して
求めた信号を用いることもできる。

以上本発明を電力変換装置どじてＰＷＭ制御される１ヘ
ランジスタインバータに適用する場合を例として説明し
たが、ミノＪ変換装置がＧＴＯインバータであっても同
様に適用することができる。

また、正弦波サイクロコンバータの場合には第１図の三
角波発生器７、比較器８Ｕ、８Ｖ、８Ｗおよびベース駆
動回路９Ｕ、９Ｖ、９ＷのＰＷＭ制御部が位相制御回路
に置換えられるが、その電流制御部は第１図と同様の構
成で適用することができる。すなわち、電圧形の３相電
力変換装置で出力電流をフィードバック制御するものに
は本発明を適用可能である。

［発明の効果］ このように本発明では３相の電圧指令値の和が０になる
ように制御されるので、回路のオフセラ１〜要因や外乱
要素に対しても安定な電流制御を実現することができ、
出力電圧がリミットされる領域でも３相平衡を維持した
運転が可能であり、性能および経済性に優れた装置を提
供することができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示す回路ブロック図
、第２図は従来装置の構成例を示すブロック図、第３図
は交流電動機の電機子モデル図、第４図は第３図の従来
装置の欠点を解決するための一方法を示した回路構成図
、第５図は第４図の装置の欠点を説明するための電圧波
形図である。 １・・・直流電源、２・・・インバータ、３・・・交流
電動機、４．　Ｕ　、　４　Ｖ、　４Ｗ・＝Ｉｆ流検量
検出器Ｕ、５Ｖ。 ５Ｗ・・・減算器、６Ｕ、６Ｖ、６Ｗ・・・電流制御増
幅器、７・・・三角波発生器、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ・・・
比較器、９Ｕ、９Ｖ、９Ｗ・・・ベース駆動回路、１１
・・・＝１７− 加算器、１２・・・係数器、１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗ・
・・減算器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電圧指令値に追従した交流電圧を出力する電圧形の３相
   電力変換装置の各相の出力電流を検出し、その検出電流
   の電流指令値に対する各相毎の偏差を増幅する制御増幅
   器を各相毎に有し、その制御増幅器の出力から前記電力
   変換装置の各相の電圧指令値を求めることによってフィ
   ードバックループを形成する電力変換装置の電流制御装
   置において、前記各相の制御増幅器の出力を加算する加
   算器と、前記加算器の出力を係数倍する係数器と、前記
   計数の出力を前記各相の制御増幅器の出力から減算する
   減算器とを有し、前記電力変換装置の各相の電圧指令値
   を前記減算器の出力としたことを特徴とする電力変換装
   置の電流制御装置。