JPS61273175A - 電力変換装置の電流制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は電圧形の３相電力変換装置の出力電流がその電
流指令値に追従するようにフィードバック制御する電力
変換装置の電流制卸装置ｉｔｍ関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

電圧形の電力変換装置として代表的なものに正弦波サイ
クロコンバータやトランジスタあるいはゲートターンオ
フサイリスタ（ＧＴＯ）インバータがあげられ、負荷と
して交流電動機を駆動する装置は広く知られている。

交流電動機を電圧形電力変換装置で駆動する場合に、連
応性が要求されるものでは出力電流を検出して電流のフ
ィードバック制御が行なわれる。

この電流制御は各相の電流指令値と各相の電流検出値と
の備差を比例＋積分要素等を介して増幅し、その増幅さ
れた信号を各相の出力電圧指令値として電力変換装置を
制御することによって達成される。このことは古くから
行なわれており、周知のことではあるが、−例として特
開昭５６−１１７５７７号公報１：記されでいるトラン
ジスタインバータによる電流制御装置を第３図に示し、
簡単１：説明する。

第３図において１は直流電源、２はインバータ、３は交
流電動機、４Ｕ、４Ｖ、４Ｗ　ハ電流検出器、５０゜５
Ｖ、５Ｗハ減算器、６Ｕ、６Ｖ、６Ｗ　ハ増幅器、７は
三角波発生器、８Ｕ、８Ｖ、８Ｗ　ハ比較器、９Ｕ、９
Ｖ、９Ｗ　ハヘース駆動回路である。

直流電源１からＰＷＭ　（パルス幅変調）制御されるイ
ンバータ２を介して可変周波数・可変電圧の３相交流電
力が交流電動機３に供給される。この交流電動機３）二
供給される各相の電流ｉυ、ｉマーＷは電流検出器４Ｕ
＊４ｖ＋４Ｗで検出され、それぞれ各相の電流指令値ｉ
、、ｉマｐ　１ｗ　ｌ二対する備差が減算器５［Ｊ、　
５ｖ、　５ｗ−Ｃ’演算される。

減算器５Ｕ、５Ｖ、５Ｗ　）備差出力は増幅器６　Ｕ　
＊　６　Ｖ　＊６Ｗで増幅され、インバータ２の出力相
電圧に対する電圧指令値ｖｇ、ｖマ、ｖｗ　　を出力す
る。

三角波発生器７の出力電圧Ｖ？と前記電圧指令値ｖｔ＋
＋ＶＹｓＶＷ　　はそれぞれ比較器８［Ｊ　ｌ　８ｖｓ
　ｇｗ　ｌ＝よッテ比較され、ＰＷＭ信号を出力し、ペ
ース駆動回路９Ｕ、９Ｖ、９Ｗによりインバータ２のト
ランジスタを駆動して交流電動機３に３相電圧ｖ、３．
ｖマｒＶＷ　を印加する。

この構成によって、交流電動機２の端子電圧Ｖｎ＋Ｖマ
＋ｖＷは変調リップルを含むものの平均（：は増幅器６
Ｕ〜６Ｗの出力である電圧指令値Ｃ；比例した大きさと
なる。この電圧指令値ｖ（１，ｖマ、ｖｗ　　は減算器
５Ｕ〜５Ｗおよび増幅器６０〜６Ｗの動作により、各相
の電流指令値と検出値との備差を増幅した信号であるの
で、各相の電流ｉｇ、ｉマ、輸はその指令値員。

ｌマ、瞳（−追従するように制御される。

このよう（：構成された従来の電流制御装置で、電流検
出器４Ｕ〜４ｗ、減算器５Ｕ〜５Ｗあるいは増幅器６Ｕ
〜６Ｗ等の制御回路の構成要素が理想的であり、温度ド
リア等のオフセット要因を持たな（すれば、増幅器６Ｕ
〜６Ｗの出力である３相の電圧指令値ｖｇ、ｖマｔ　ｖ
ｌｙは正負間で対称かつ３相間で平衡した波形となる。

しかし実際１；は前述のオフセット要因を０（ニするこ
とは殆んど不可能であり、何らかのオフセット要因（；
存在するものと考える方が現実的である。

このようなオフセット要因があった場合の従来装置の問
題点を述べる前に、交流電動機３の電圧と電流の関係に
ついて考えてみる。

第４図は交流電動機３の電機子モデルであり、Ｕ　、　
Ｖ　、Ｗは３相の巻線端子、Ｎは３相巻線の中性点であ
り、ＶＤ＋ＶＹ＋’／Ｗは３相巻線端子ｕ、ｖ、ｗのｔ
１位、ｖＮは中性点Ｎの電位である。

各相巻線のインピーダンスをＺとすると、各相の電流ｔ
（ＩｌｌＶ＋ＩＷは次式で与えられる。

、　　　　ｖｏ−ｖｓ　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　Ｖｌｙ−ＶＮｌｏ”　　　　＊　ｌｖ＝＝ｒ−
ｔｗ＝−７−−−−−−−（１）式３相の電流ｉｇ、ｉ
マｓｌＷの加算値はＯであるから、（１）式の３相分の
式を加算することによって、中性点電位１／Ｎと各相端
子電位ｖｏ、ｖマ＋ＶＷとの関係が次式のようζ；求め
られる。

ｖＮ＝“２ゞ１４−　　　　　　　　　・・・・・・（
２）式（２）式を（１）式のＶにに代入することによっ
て、各相電流は次のように書くことができる。

ＩマーＶｙ−’Ｉ＠　＋　Ｖｙ−Ｖｙ　＝　Ｖ”０１４
−　　　・・・・・・（３）式３式％ （３）式Ｃ；おいてｖｒＩマはＵ相端子電位ｖＯとＶ相
端子電位Ｖマとの電位差、すなわち、Ｕ−７間の線間電
圧である。同様にＶＶＷｓｖＷＵはそれぞれＶ−Ｗ間の
線電圧である。

（３）式は交流電動機３の各相電流が各巻線間の線間電
圧によって定まることを示している。すなわち、各相電
流の大きさは各巻線端子間の電位差Ｃ；よって決まり、
各巻線端子の電位Ｖｔｌ＋ＶＹｓＶＷおよび中性点電位
ｖＮは電流の大きさを決める要因とはならないことを意
味している。

さて、３図の従来装置においで、電流検出器４Ｕのオフ
セットのため（；Ｕ相の検出電流１ａ　１；負の直波成
分が重畳された場合を例として、従来の電流制御にお（
する問題点を説明しよう。

Ｕ相電流ｉｇの負の直流成分は増幅器６Ｕで増幅され、
電圧指令値ｖ、　　を正側Ｃ；推移させる。Ｕ相の電圧
指令値ｖＵ　　が正側：；推移すると、前述のように各
相電流が線間電圧ζ二よって定まるため、電流制御の結
果として他の相の電圧指令値Ｖｙｅ　ｖｌｙも正側に推
移する。従って、増幅器６Ｕ〜６Ｗの出力Ｖυ、Ｖマ、
ｖｗ　　は全て正側：：推移した状態、すなわち、交流
電動Ｐｓ３の中性点電位Ｖにが正側に推移した状態で電
流制御が行なわれる。

通常、増幅器６Ｕ〜６Ｗは積分要素を持つので、極く小
さなオフセット要因であっても積分され、増幅器出力は
いずれかの極性（；推移する。そして、−相分だけでも
推移すると他の相も同極性側に推移する。

このような電位の推移現象が起きても、前述のよう（：
電動機相電流ｉｏ、ｉｖ、ｔ、は中性点電位に依存しな
いので、電流制御は行なわれる。

しかしながら、中性点電位が容易に推移することは次の
ような欠点を持つでいる。

■　中性点電位が推移した電圧指令値と三角波とを比較
しテＰＷＭｆＩＩＩＩａＩ］スルト、−周期３６０°内
テのＰＷＭ波形の１８０°毎の対称性は無くなる。この
結果、電流波形；：含まれるＰ　Ｗ　Ｍ　によるリップ
ル成分も正負非対称となり、騒音が大きくなる。

■　中性点電位を定める制卸要素がないので、フィード
バック電流のリップル成分等の小さな外乱要因によって
も中性点電位は容易に変動し、外乱の影響を受は易い。

■　低電正出力時であっても中性点電位の推移量によっ
ては、増憤器出力はリミット値領域で動作する。−相の
電圧指令値がこのＩＪ　ミツト値（−かかり始めるとき
、およびリミット値領域から抜出すときに、その相の電
位変化率が急変するため、他の相の電流制御（一対する
外乱となり、電流波形が乱される。

以上説明した第３図の従来装置の欠点は交流電動機３の
中性点電位ＶＷを定める要素がない制御構成となってい
るため（：起こるものである。

従って、中性点電位ＶＮを０、言い換えれば３相の電圧
指令値Ｖａ、Ｖマｓ　ｑｗ　　の和を０、にするように
構成すること（：よって解決できる欠点である。その解
決策の１つとして第５図の構成が考えられる。

第５図においで第３図と同一符号を有するものは同一機
能を有するものである。

第５図の構成では、電流制御はＵ相とＶ相の２相分だけ
行ない、Ｗ相の電圧指令値Ｖｊ　　は反転加算器１０に
よって他の２相の電圧指令値ｖｇ　、　ｖマを極性反転
し加算、すなわち次式の演算で求めている。

昔　　　　　　畳　　　　畳 ｖｙ＝−１／ｇ　−ｖｙ　　　　　・曲間　（４）式従
って３相の電圧指令値の和は必らず０になるので、交流
電動機３の中性点電位ｖＮも常に０になり、第３図のよ
うな欠点を生じない。

また、３相の電流の和はＯであるから、３相のうちの２
相の電流を制御すること（：より、結果的監：は３相電
流が制御される。

しかし、この構成の装置（；は別の欠点がある。

その欠点を次（：説明する。

通常、運転周波数が高くなると交流電動８１３の誘起電
圧が高くなり、電流を供給するインバータ２も大振幅の
電圧を出力することが要求される。

最大電圧出力時でも増幅器６　Ｕ　＋　６　Ｖの出力で
ある電圧指令値を正負のリミット値内で動作させること
は直流電源１の電圧値を高くして、余裕を持たせること
によって可能である。

しかし、直流電源１の電圧を高くすることは次のような
悪影響を招く。

■　ＰＷＭ制部による電流のリップル成分を大きくし、
そのため：：騒音も大きくなる。

■　インバータ素子（：高耐圧のものを必要とする。

■　直流電源の容量が大きくなる。

これらのため（：、最高電圧出力近辺の運転領域では電
圧指令値をリミット値で制限しながら動作させ、直流電
源１の電圧値は必要最少限に低くするのが一般的である
。

第６図は第５図の構成で電圧がリミット値領域で運転し
たときの３相電王指令値Ｖσ−Ｖｙ”、　ｖｗ”を示す
ものであり、（ａ）は増幅器６Ｕの出方であるＵ相電圧
指令値７口、（ｂ）は増幅器６ｖの出力であるＶ相電圧
指令値Ｖマ、（Ｃ）は反転加算器１０の出力であるＷ相
電圧指令値ｖｙ　　である。各波形で点線は正負のリミ
ット電圧値を表わす。

この図から明らかであるように、Ｗ相の電圧指令値ｖｙ
　　は他の２相の指令値Ｖυ、Ｖマとは異なる波形とな
り、交流電動機３には３相間で不平衡の波形の電圧が印
加される。この結果、交流電動機３に供給される相電圧
も３相間で不平衡となり、トルクリップルおよび騒音の
発生要因となる。

以上のよう（−第５図の構成の２相電流制御力式では電
圧がリミット値領域で動作すると、電圧波形が３相間で
不平衡になることが欠点である。

〔発明の目的〕

本発明は以上説明したような従来装置の欠点に鑑みなさ
れたものであり、電力変換装置が低出力電圧で動作して
いる場合の負荷の中性点電位変動を生じないようにし、
また電力変換装置が電圧リミット領域で動作していると
きでも出力波形が３相間で不平衡にならないようにする
ことのできる電力変換装置の電流制卸装置を提供するこ
とを目的としている。

〔発明の概要〕

上記目的を達成するため１：本発明では、第３図に構成
を示した３相電流制卸方式を実現するための回路と、第
５図に構成を示した２相電流制却方式を実現するための
回路とを有し、電力変換装置の出力電圧が低い周波数領
域では後者２相電流制却回路を動作させ、電力変換装置
の出力電圧が高い周波数領域では前者の３相電流制卸回
路を動作させるものである。

以下に図面を参照しながら本発明のより詳細な説明をす
る。第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図
であり、第３図および第５図と同一符号を有するものは
同一機能を有するものであるから説明を省略する。

第３図および第５図の構成１；比べて、第１図では比較
器１１と切換スイッチ１２が追加されている。

比較器１１は入力信号の絶対値が所定レベル以上のとき
に１′、それ以外は′０”である２値信号Ｓを出力する
ものであり、インバータ２の運転周波数信号ｆが入力さ
れる。

切換スイッチ１２は２つの入力信号のうちのいずれか一
方を選択して出力するものであり、どちらの入力信号を
選択するかは制御信号Ｓ（：よって制御される。この一
方の入力信号として反転加算器１０の出力が与えられ、
他方の入力信号としてＷ相の制御増幅器６Ｗの出力が与
えられる。また、比較器１１の出力が制御信号Ｓとして
与えられ、Ｓが″０″′のときに反転加算器１０の出力
が、Ｓが＠１”のときに制却増幅器６Ｗの出力がそれぞ
れ切換スイッチ１２の出力信号となる。この切換スイッ
チ１２の出力はＷ相の電圧指令値ｖｙ　　として比較器
ＳＷｔ二与えられる。

すなわち、比較器１１と切換スイッチ１２は運転周波数
がある周波数以下では反転加算器１０の出力を、また高
周波数運転領域では制御増幅器６Ｗの出力をそれぞれＷ
相の電圧指令値Ｖｊ　　として用いるよう：：動作する
。この比較器１１と切換スイッチ１２の動作によって、
低周波数領域では第５図に示した２相電流制却モード、
高周波領域では第３図に示した３相電流制却モードで電
流制御が行なわれる。

この制御モードの切換（：よって、２相電流制御と３相
電流制−の持つ欠点を除去した電流制卸装置が実現され
る。

すなわち、インバータ２の出力電圧がリミット値領域：
：達しない低周波数運転領域では２相電流制御が行なわ
れるので、すで（−説明したように負荷の中性点電位は
０になるように制御され、３相電流制御の持つ欠点は生
じない。

また、インバータ２の出力電圧が高くなる高周波数運転
領域では３相電流制御（−切換えられるので、電圧がリ
ミット値領域で動作しても２相電流制卸のよう弓二３相
間の電圧波形が不平衡になることもない。

出力電圧がリミット値以下であっても、その電圧振幅が
大きい場合には３相電流制卸であっても中性点電位の変
動幅は制限される。第２図は比較的電圧の振幅が大きい
ときの３相電圧指令値ｖｕ−ＶＶ＋ｖｗの波形例を示し
たものであり、点線は電圧リミット値（ｖム）、一点鎖
線は中性点電位（ＶＷ）である。この図は中性点電位が
最も推移した時の波形であり、電圧ＩＪ　ミツト値（；
よりで制限されるためこれ以上中性点電位が推移するこ
とはない。３相の出力型圧損幅をｖｍ　　としたとき、
中性点電位の最大推移１［Ｖｎｌ！１は次式で与えられ
る。

ｖｍｍ　＝　”ｔ、　−Ｖｍ　　　　−−−・・（５）
　式すなわち、出力電圧の振幅ｖｍ　が大きくなるほど
、中性点電位の推移幅ｖｎｍは小さくなる。

従って、３相電流制御であっても出力電圧が高ければ中
性点電位の変動は制限され、各相の電圧波形は正負間で
ほぼ対称となり、電流制御する上での問題は殆んどなく
なる。

このことは、本発明（：おける両電流制御モードの切換
を行なわせる周波数の設定が厳密である必要のないこと
を意味している。すなわち出力電圧がリミット値：；達
する周波数で切換えが行なわれるように設定し、その設
定値（：誤差が含まれでいても実用上問題はない。

本発明の第１図に示した構成の実施例では、２相電流制
却と３相電流制御を切換えるだめの信号としてインバー
タの運転周波数を用いているが、出力電圧の大きさを表
わす信号であれば他の信号、例えば負荷電動機の回転速
度信号等を用いることもできる。

また、第１図では３相の電流を検出するため（２３個の
電流検出器４Ｕｔ４ｖｔ４Ｗを用いでいるが、３相の電
流の和がＯであるという関係を用いて、２相の電流だけ
を検出して残りの１相の電流は検出した２相電流から演
算して求めた信号を用いることもできる。

更に以上の説明では、本発明を電力変換装置としてＰＷ
Ｍ制御されるトランジスタインバータ：：適用する場合
を示したが、電力変換装置がＧＴＯインバータでも同様
（−適用することができる。また、正弦波サイクロコン
バータの場合１二は第１図の三角波発生器７、比較器８
σ、　８　Ｖ　、　８Ｗおよびベース駆動回路９Ｕ、９
ＶＩ９Ｗで構成されるＰＷＭ制却部が位相制御回路（：
置換えられるが、その電流制御部は第１図と同様の構成
で適用することができる。

すなわち、電圧形の３相電力変換装置で出力電流をフィ
ードバック制御するものは本発明を適用することが可能
である。

〔発明の効果〕

以上説明したよう（：、本発明によれば全運転周波数領
域Ｃ；おいて、回路のオフセット要因中外乱要素に対し
て安定で、３相間の平衡を維持した運転が可能であり、
性能および経済性Ｃ：優れた装置を提供することができ
るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、第
２図は本発明の詳細な説明するための電圧波形図、第３
図は従来装置の構成例を示すブロック図、第４図は交流
電動機の電機子モデル図、第５図は第３図の従来装置の
欠点を解決するための一方法を示した回路構成図、第６
図は第５図の装置の欠点を説明するための電圧波形図で
ある。 １・・・直流電源　　　　２・・・インバータ３・・・
交流電動機　　　４０，４Ｖ、４Ｗ・・・電流検出器５
Ｕ、５Ｖ、５Ｗ・・・減算器　　６Ｕ＊６ｖｓ６Ｗ・・
・電流制御増幅器７・・・三角波発生器　　８Ｕ、８Ｖ
、８Ｗ・・・比較器９Ｕ、９Ｖ、９Ｗ　、−ヘ−ｘｌＸ
動回１１ｒ１０・・・反転加算器　　　１１・・・比較
器１２・・・切換スイッチ （７３１７）　　代理人　弁理士　則　近　憲　佑　（
ほか１名）第２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 電圧指令値に平均的に追従した交流電圧を出力する電圧
   形の３相電力変換装置の出力電流を検出し、その検出電
   流の電流指令値に対する備差を増幅する制御増幅器を有
   し、その制御増幅器の出力から前記電力変換装置の各相
   の電圧指令値を得るように構成された電力変換装置の電
   流制御装置において、 前記制御増幅器を３相分有して、その各相出力をそれぞ
   れ３相各相の電圧指令値とする３相電流制御回路と、 前記制御増幅器を２相分有して、それぞれの制御増幅器
   出力を２相の電圧指令値とし、残り１相の電圧指令値は
   前記２相の電圧指令値を反転加算して得る２相電流制卸
   回路とを設け、電力変換装置の出力電圧が低い周波数範
   囲では上記の２相電流制卸回路を動作させ、電力変換装
   置の出力電圧の高い周波数範囲では上記の３相電流制御
   回路を動作させる制御モード切換回路を設けたことを特
   徴とする電力変換装置の電流制御装置。