JP3576310B2 - 交流電気車の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源を直流電源に交換してＰＷＭインバータによりモータを駆動する交流電気車に関わり、特に交流電気車の速度に応じて直流電源電圧を可変する交流電気車の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来用いられている交流電気車の制御装置は次に示される。
図６はその一例を示す主回路構成図であり、交流電源を入力し、ＡＣリアクトル、ＰＷＭコンバータとＤＣコンデンサにより一定電圧の直流電源を構成し、この直流電源に接続されるＰＷＭインバータによりモータを駆動する。
図６において、１は交流電源、２は交流電気車の制御装置の主回路、３はモータ、１１はＡＣリアクトル、１２はＰＷＭコンバータ、１３はＤＣコンデンサ、１４はＰＷＭインバータ、２１は直流電圧検出器、２２は交流電流検出器２３は交流電圧検出器である。
ＰＷＭコンバータ１２、ＰＷＭインバータ１４は、オン・オフ可能な半導体素子と、この半導体素子と逆並列に接続されたダイオードから構成され、ブリッジ回路として接続されている。
図３（ｂ）は、図６の交流電源１の電圧ＶＳと同位相の歪みの無い電源電流ＩＳを流すべく、しかもＤＣコンデンサ１３の直流電圧を一定とする如くＰＷＭコンバータを制御（制御装置は図示せず）した時の、交流電源電圧ＶＳ、電源電流ＩＳ及びＰＷＭコンバータ１２の交流入力電圧ＶＣと、ＡＣリアクトル１１にかかる電圧ＶＸとの関係を示すベクトル図である。
【０００３】
図３（ｂ）より、ＡＣリアクトル１１の電圧降下ＶＸ があるため、交流入力電圧ＶＣ は電源電圧ＶＳ より大きくなければならない。
従って、図６の主回路構成図に基づき、図３（ｂ）のベクトル図の如く制御される交流電気車の直流電圧ＶＤ は、電源電流ＩＳ をひずみの少ない基本波力率１にする制御性能を確保するためには、通常、電源電圧ＶＳ の実効値の２倍以上に充電される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このような交流電気車の制御装置においては、直流電圧をＶＤ 、キャリア周波数をｆＢ、基本波周波数をｆＳとした時の、例えばは３相のＰＷＭインバータの出力電圧ＶＭ に含まれる最も振巾の大きい高調波成分は次のようである。
その周波数ｆＨは、ｆＨ＝２ｆＢ±ｆＳであり、その振巾の大きさＶＨ は変調度Ｍにより異なる。
ここで、Ｖ１ を基本波周波数ｆＳの振幅の大きさとすると、変調度Ｍが例えば０．４および０．８のときは表１の如くなる。
【０００５】
【表１】
【０００６】
従って、表１のＭ＝０．４の場合、基本波周波数ｆＳの振幅Ｖ１ の（０．２８／０．３５）倍の周波数ｆＨの振幅ＶＨ が出力電圧ＶＭ に含まれることになり、高調波電流、騒音の原因となるという不具合があった。このような不具合を解消するために、キャリア周波数ｆＢを高くして、高調波電流、騒音を減少させる事も可能であるが、スイッチング素子の数が増加するためにＰＷＭ インバータが大型化するという不具合があった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上述した点に鑑みて創案されたもので、その目的とするところは、交流電気車が低速時には直流電圧ＶＤ を減少させ、キャリア周波数ｆＢを高くすることなく、交流電気車のモータに流れる高調波電流の減少、および騒音の減少を図れる交流電気車の制御装置を提供することにある。
【０００８】
つまり、その目的を達成するための手段は、オン・オフ可能な半導体素子と逆並列に接続されたダイオードにより構成されるＰＷＭコンバータ１２およびＰＷＭインバータ１４と、ＰＷＭコンバータ１２の交流側に直列に接続されるＡＣリアクトル１１と、このＡＣリアクトル１１の電源側に接続されるＡＣコンデンサ１５と、このＡＣコンデンサ１５に並列に接続されるスイッチ１６と、ＰＷＭコンバータ１２およびＰＷＭインバータ１４の直流側に接続されるＤＣコンデンサ１３と、この直流電圧を入力してＰＷＭインバータ１４のゲートパルスを出力する付加ゲートパルス発生手段としてのインバータ制御装置３５と、直流電圧指令を出力する直流電圧指令発生手段としての直流電圧指令発生器３３と、この直流電圧指令と実際値とを比較して偏差増巾値を出力する偏差増巾値発生手段としての電圧制御アンプ２５と、前記電源電圧と同期した信号と前記偏差増巾値を乗算して電流指令信号を出力する電流指令発生手段としての電流指令発生器２６と、この電流指令信号と実際値とを比較して電流源電圧指令を出力する電流源電圧指令発生手段としての電流アンプ２６と、前記電源電圧より９０度位相の進んだ進み電圧信号を出力する進み電圧発生器２７と、前記進み電圧信号と前記偏差増巾値を乗算して電圧源電圧指令を出力する電圧源電圧指令発生手段としての電圧指令発生器２８と、前記直流電圧指令を入力して前記スイッチの開閉信号を出力する開閉信号発生手段としての切替信号発生器３４と、この開閉信号により前記直流電圧指令が低いとき前記電圧源電圧指令をコンバータ電圧指令として、前記直流電圧指令が高いとき前記電流源電圧指令をコンバータ電圧指令として出力する電圧指令発生手段としての信号切替回路３２と、三角波信号を出力する三角波発生器３１と、この三角波信号と前記コンバータ電圧指令の大きさを比較してＰＷＭコンバータのゲートパルスを出力する入力ゲートパルス発生手段としての比較器３２より構成される。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を図１〜５に基づいて詳述する。
図１は本発明の交流電気車制御装置の一実施例を示す主回路構成図、図２は図１の主回路を制御する制御回路のブロック図、図３（ａ）は交流電気車が低速域での本発明の原理ベクトル図、図３（ｂ）は従来および本発明の高速域でのベクトル図、４（ａ）は一般的な交流電気車の速度Ｎ対パワーＰの特性図、図４（ｂ）は本発明における速度Ｎ対直流電圧指令の関数図、図５は本発明における直流電圧指令対スイッチの開閉およびコンバータ電圧指令の特性図であり、図中、図６と同じ符号のものは同じ構成および機能を有する部分であり、その説明は割愛する。
【００１０】
図１において、２ａは主回路、１５はＡＣコンデンサ、１６はスイッチである。
また、図２において、２５は電圧制御アンプ、２６は電流指令発生器、２７は進み電圧発生器、２８は電圧指令発生器、２９は電流制御アンプ、３０は信号切替回路、３１は三角波発生器、３２は比較器、３３は直流電圧指令発生器、３４は切替信号発生器、３５はインバータ制御装置である。
【００１１】
すなわち、図１，２において、オン・オフ可能な半導体素子と逆並列に接続されたダイオードにより構成されるＰＷＭコンバータ１２およびＰＷＭインバータ１４と、ＰＷＭコンバータ１２の交流側に直列に接続されるＡＣリアクトル１１と、このＡＣリアクトル１１の電源側に接続されるＡＣコンデンサ１５と、このＡＣコンデンサ１５に並列に接続されるスイッチ１６と、ＰＷＭコンバータ１２およびＰＷＭインバータ１４の直流側に接続されるＤＣコンデンサ１３と、この直流電圧を入力してＰＷＭインバータ１４のゲートパルスを出力する付加ゲートパルス発生手段としてのインバータ制御装置３５と、直流電圧指令を出力する直流電圧指令発生手段としての直流電圧指令発生器３３と、この直流電圧指令と実際値とを比較して偏差増巾値を出力する偏差増巾値発生手段としての電圧制御アンプ２５と、前記電源電圧と同期した信号と前記偏差増巾値を乗算して電流指令信号を出力する電流指令発生手段としての電流指令発生器２６と、この電流指令信号と実際値とを比較して電流源電圧指令を出力する電流源電圧指令発生手段としての電流アンプ２６と、前記電源電圧より９０度位相の進んだ進み電圧信号を出力する進み電圧発生器２７と、前記進み電圧信号と前記偏差増巾値を乗算して電圧源電圧指令を出力する電圧源電圧指令発生手段としての電圧指令発生器２８と、前記直流電圧指令を入力して前記スイッチの開閉信号を出力する開閉信号発生手段としての切替信号発生器３４と、この開閉信号により前記直流電圧指令が低いとき前記電圧源電圧指令をコンバータ電圧指令として、前記直流電圧指令が高いとき前記電流源電圧指令をコンバータ電圧指令として出力する電圧指令発生手段としての信号切替回路３２と、三角波信号を出力する三角波発生器３１と、この三角波信号と前記コンバータ電圧指令の大きさを比較してＰＷＭコンバータのゲートパルスを出力する入力ゲートパルス発生手段としての比較器３２より構成される。
【００１２】
このように構成される交流電気車の制御装置においては、主回路および制御回路を以下に示す内容に着目して改良したものである。
前述した表１は、変調度Ｍ＝０．４と０．８のときに、基本波電圧Ｖ１ を同一とするためには、Ｍ＝０．８のときには直流電圧ＶＤ を半分とすれば良い事を示している。
従って、直流電圧ＶＤ を半分にし、変調度Ｍを倍にすれば、同一基本波電圧Ｖ１ を出力しながら高調波電圧ＶＨ を（１）式に示すように半分にする事ができる。
ＶＨ ＝０．２７ＶＤ ×０．５＝０．１３５ ＶＤ ・・・・・・・・・（１）
【００１３】
図４（ａ）より、交流電気車の低速域においてはパワーが少なくても良い。すなわち、ＰＷＭコンバータ１２の入力パワーは、交流電源電圧ＶＳ と電源電流ＩＳ の有効分の積で表されるので、電源電流ＩＳ が制御できれば、特に直流電圧ＶＤ の高低には左右されない。
【００１４】
出力パワーＰは、モータ電圧ＶＭ とモータ電流ＩＭ の有効分の積で表され、交流電気車が低速域では定トルク制御、すなわちモータ電流ＩＭ が一定となるようにモータ電圧ＶＨ が制御され、低速域ではモータ電圧ＶＭ が低いので直流電圧ＶＤ も低くても良い。
従って、図４（ｂ）の如く交流電気車が低速の時は直流電圧ＶＤ 、すなわち直流電圧指令ＶＤ ＊を低く設定し、速度が上るとパワーも増加するので指令ＶＤ ＊を増加させる事により、交流電気車の始動時を含めた低速域の高調波電圧を減少させる事ができる。
【００１５】
さらに、図１〜５により詳細に説明する。
ＡＣコンデンサ１５は、交流電源１とＡＣリアクトル１１の間に直列に接続され、スイッチ１６はＡＣコンデンサ１５に並列に接続される。
このような構成でＡＣコンデンサ１５が直列に接続される事により、直流電圧ＶＤ が低くても直流電圧ＶＤ の上昇・下降を制御できる。
すなわち、基本波周波数ｆＳにおいては、ＡＣリアクトル１１とＡＣコンデサン１５の直列回路のリアクタンスを容量性となるように、キャリア周波数ｆＢでは誘導性となるように設定すると、基本波周波数ｆＳにおいて図３（ａ）の如きベクトル図が成立する。
【００１６】
図３（ａ）においてＶＸ１はＡＣリアクトル１１とＡＣコンデンサ１５の直列回路にかかる電圧、ＩＳＤは電源電流ＩＳ に含まれる有効分、ＩＳＱは同じく無効分である。
ＰＷＭコンバータ１２の交流入力電圧ＶＣ を図３（ａ）のように進相方向に制御する事により、電圧ＶＸ１が図３（ａ）のようになり、電源電流ＩＳ の有効分ＩＳＤが制御される事になり、ＰＷＭコンバータ１２によりエネルギーを交流側から直流側に送る事ができる。
【００１７】
図３（ａ）はエネルギーを交流電源１より受け取る場合のベクトル図であるが、エネルギー返す場合は交流入力電圧ＶＣ を遅相方向に制御する事により可能である。
従来は、入力パワーの小さいときでも、図３（ｂ）に示すが如く、電源電圧ＶＳ より大きな交流入力電圧ＶＣ となるようにＰＷＭコンバータ１２を制御しなければならなかったが、本発明では図３（ａ）に示す如く小さな交流入力電圧ＶＣ により制御可能となる。
【００１８】
速度Ｎが上昇すると出力パワーＰが大きくなり、ある直流電圧指令ＶＤＳ＊になると、スイッチ１６を閉じてＡＣコンデンサを短絡し、図３（ｂ）に示す如き従来の制御を行う事により、歪みの無い、基本波力率が１の電源電流ＩＳ で直流電圧ＶＤ の制御を行う事ができる。
【００１９】
図２において、直流電圧指令発生器３３は、図４（ｂ）に基づく直流電圧指令ＶＤ ＊を電圧制御アンプ２５，および切替信号発生器３４に出力する。
ここで直流電圧指令発生器３３で使用するモータの回転数Ｎは、実際に検出するか、モータ電圧ＶＭ 、モータ電流ＩＭ 等から演算によって求めても良い。
インバータ制御装置３５は直流電圧ＶＤ を入力し、変調度Ｍを制御してＰＷＭインバータ１４のスイッチング素子を駆動するゲートパルスＧＩ を出力する。ゲートパルスＧＩ の発生方法は公知であるので省略する。
【００２０】
電圧制御アンプ２５は、直流電圧指令ＶＤ ＊と直流電圧検出器２１で検出された実際の直流電圧ＶＤ を入力し、その偏差を増巾した偏差増巾値ＶＤＤ＊を電流指令発生器２６および電圧指令発生器２８に出力する。
ここで、偏差増巾値ＶＤＤ＊は定常状態では直流であり、電流指令発生器２６および電圧指令発生器２８で交流の指令値に変換される。
【００２１】
電圧検出器２３で検出された交流電源１と同期した電源電圧ＶＳ は、電流指令発生器２６および進み電圧発生器２７に出力される。
電流指令発生器２６は偏差増巾値ＶＤＤ＊と電源電圧ＶＳ を入力し、その積である電流指令ＩＳ ＊を電流制御アンプ２９に出力する。ここで、偏差増巾値ＶＤＤ＊は直流であり、系統電源電圧ＶＳ は正弦波なので、その積は偏差増巾値ＶＤＤ＊に比例し、交流電源１に同期した正弦波状の電流指令となる。
【００２２】
電流制御アンプ２９は、電流指令ＩＳ ＊と電流検出器２２で検出された実際の電源電流ＩＳ を入力し、その偏差を増巾した電流電源電圧指令ＶＩＳ＊を信号切替回路３０に出力する。電流源電圧指令ＶＩＳ＊により、図３（ｂ）に示すが如き交流入力電圧ＶＣ をＰＷＭコンバータ１２が出力する。
【００２３】
進み電圧発生器２７は、電源電圧ＶＳ を入力し、電圧ＶＳ より進んだ進み電圧信号ＶＳＱを電圧指令発生器２８に出力する。ここで進み電圧信号ＶＳＱの電圧ＶＳ に対する進みは、通常、電源電流ＩＳ に対する有効分ＩＳＤの割合を大きくするために、９０度以下に設定される。
電圧指令発生器２８は、進み電圧信号ＶＳＱと偏差増巾値ＶＤＤ＊を入力し、その積をとり、電圧源電圧指令ＶＶＤ＊を信号切替回路３０に出力する。ここで偏差増巾値ＶＤＤ＊は直流であり、進み電圧指令ＶＳＱ は正弦波なので、その積は偏差増巾値ＶＤＤ＊に比例し、電源電圧ＶＳ より進んだ正弦波状の電圧指令となる。電圧源電圧指令ＶＶＤ＊により、図３（ａ）に示す交流入力電圧ＶＣ をＰＷＭコンバータ１２が出力する。
【００２４】
切替信号発生器３４は、直流電圧指令ＶＤ ＊を入力し、スイッチ開閉信号ＧＳ をスイッチ１６および信号切替回路３０に出力する。
スイッチ１６はスイッチ開閉信号ＧＳ を入力し、図５に示すが如く、直流電圧指令ＶＤ ＊が切替電圧ＶＤＳ＊より上昇すると、スイッチ１６を閉じ、切替電圧ＶＤＳ＊より下降するとスイッチ１６を開くものである。
【００２５】
信号切替回路３０は、電流源電圧指令ＶＩＳ＊、電圧源電圧指令ＶＶＤ＊およびスイッチ開閉信号ＧＳを入力し、図５に示すが如く、直流電圧指令ＶＤ＊が切替電圧ＶＤＳ＊より上昇すると、電流源電圧指令ＶＩＳ＊をコンバータ電圧指令ＶＣ＊とし、切替電圧ＶＤＳ＊より下降すると電圧源電圧指令ＶＶＤ＊をコンバータ電圧指令ＶＣ＊として比較器３２に出力する。
【００２６】
比較器３２は、コンバータ電圧指令ＶＣ ＊と三角波発生器３１より出力する三角波信号Ｓを入力し、その大きさを比較してＰＷＭコンバータ１２のスイッチング素子を駆動するＰＷＭゲートパルスＧＣ を出力する。
ここで、ＡＣコンデンサ１５を直列に接続したときは、基本波力率が１とならず進相電流が流れるが、全体の電流が小さいために大きな問題点とはならない。
なお、本発明の交流電源１は、単相、３相どちらにおいても同様にＰＷＭコンバータ１２を制御できる。又、スイッチ１６は接触器又はＧＴＯ等のスイッチング素子で構成する事もできる。
【００２７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、交流電気車が低速域では直流電圧ＶＤ を下げるために、系統に直列に交流コンデンサ１５を接続してＰＷＭコンバータ１２を進相電圧を発生する電圧源として動作させ、交流電気車が高速域では高い直流電圧ＶＤ を維持するために、交流コンデンサ１５を短絡してＰＷＭコンバータ１２を電流を制御する電圧源として動作させるものである。
このように、直流電圧ＶＤ を交流電気車が低速域のとき低くする事により、ＰＷＭインバータ１４の高調波電圧の減少による高調波電流の減少、および騒音の減少を図る事ができる。
さらに、直流電圧ＶＤ が低いとき、ＰＷＭコンバータ１２およびＰＷＭインバータ１４のスイッチング素子のスイッチング損失を減少させる事ができるので、ＰＷＭコンバータおよびインバータのフインを含めたスイッチグ素子回りの構造を小さくする事ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の一実施例を示す主回路構成図である。
【図２】図２は本発明の一実施例を示す制御回路ブロック図である。
【図３】図３は本発明の低速域あるいは高速域での原理を説明するためのベクトル図である。
【図４】図４は速度対パワーあるいは速度対直流電圧指令の関係を示す特性図である。
【図５】図５は本発明における直流電圧指令対スイッチの開閉およびコンバータ電圧指令の関係図である。
【図６】図６は従来の例を示す主回路構成図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 交流電気車の主回路
３ モータ
１１ ＡＣリアクトル
１２ ＰＷＭコンバータ
１３ ＤＣコンデンサ
１４ ＰＷＭインバータ
１５ ＡＣコンデンサ
１６ スイッチ
２１ 直流電圧検出器
２２ 交流電流検出器
２３ 交流電圧検出器
２５ 電圧制御アンプ
２６ 電流指令発生器
２７ 進み電圧発生器
２８ 電圧指令発生器
２９ 電流制御アンプ
３０ 信号切替回路
３１ 三角波発生器
３２ 比較器
３３ 直流電圧指令発生器
３４ 切替信号発生器
３５ インバータ制御装置
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源を直流電源に交換してＰＷＭインバータによりモータを駆動する交流電気車に関わり、特に交流電気車の速度に応じて直流電源電圧を可変する交流電気車の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来用いられている交流電気車の制御装置は次に示される。
図６はその一例を示す主回路構成図であり、交流電源を入力し、ＡＣリアクトル、ＰＷＭコンバータとＤＣコンデンサにより一定電圧の直流電源を構成し、この直流電源に接続されるＰＷＭインバータによりモータを駆動する。
図６において、１は交流電源、２は交流電気車の制御装置の主回路、３はモータ、１１はＡＣリアクトル、１２はＰＷＭコンバータ、１３はＤＣコンデンサ、１４はＰＷＭインバータ、２１は直流電圧検出器、２２は交流電流検出器２３は交流電圧検出器である。
ＰＷＭコンバータ１２、ＰＷＭインバータ１４は、オン・オフ可能な半導体素子と、この半導体素子と逆並列に接続されたダイオードから構成され、ブリッジ回路として接続されている。
図３（ｂ）は、図６の交流電源１の電圧ＶＳと同位相の歪みの無い電源電流ＩＳを流すべく、しかもＤＣコンデンサ１３の直流電圧を一定とする如くＰＷＭコンバータを制御（制御装置は図示せず）した時の、交流電源電圧ＶＳ、電源電流ＩＳ及びＰＷＭコンバータ１２の交流入力電圧ＶＣと、ＡＣリアクトル１１にかかる電圧ＶＸとの関係を示すベクトル図である。
【０００３】
図３（ｂ）より、ＡＣリアクトル１１の電圧降下ＶＸ があるため、交流入力電圧ＶＣ は電源電圧ＶＳ より大きくなければならない。
従って、図６の主回路構成図に基づき、図３（ｂ）のベクトル図の如く制御される交流電気車の直流電圧ＶＤ は、電源電流ＩＳ をひずみの少ない基本波力率１にする制御性能を確保するためには、通常、電源電圧ＶＳ の実効値の２倍以上に充電される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このような交流電気車の制御装置においては、直流電圧をＶＤ 、キャリア周波数をｆＢ、基本波周波数をｆＳとした時の、例えばは３相のＰＷＭインバータの出力電圧ＶＭ に含まれる最も振巾の大きい高調波成分は次のようである。
その周波数ｆＨは、ｆＨ＝２ｆＢ±ｆＳであり、その振巾の大きさＶＨ は変調度Ｍにより異なる。
ここで、Ｖ１ を基本波周波数ｆＳの振幅の大きさとすると、変調度Ｍが例えば０．４および０．８のときは表１の如くなる。
【０００５】
【表１】
従って、表１のＭ＝０．４の場合、基本波周波数ｆＳの振幅Ｖ１ の（０．２８／０．３５）倍の周波数ｆＨの振幅ＶＨ が出力電圧ＶＭ に含まれることになり、高調波電流、騒音の原因となるという不具合があった。このような不具合を解消するために、キャリア周波数ｆＢを高くして、高調波電流、騒音を減少させる事も可能であるが、スイッチング素子の数が増加するためにＰＷＭ インバータが大型化するという不具合があった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上述した点に鑑みて創案されたもので、その目的とするところは、交流電気車が低速時には直流電圧ＶＤ を減少させ、キャリア周波数ｆＢを高くすることなく、交流電気車のモータに流れる高調波電流の減少、および騒音の減少を図れる交流電気車の制御装置を提供することにある。
【０００８】
つまり、その目的を達成するための手段は、オン・オフ可能な半導体素子と逆並列に接続されたダイオードにより構成されるＰＷＭコンバータ１２およびＰＷＭインバータ１４と、ＰＷＭコンバータ１２の交流側に直列に接続されるＡＣリアクトル１１と、このＡＣリアクトル１１の電源側に接続されるＡＣコンデンサ１５と、このＡＣコンデンサ１５に並列に接続されるスイッチ１６と、ＰＷＭコンバータ１２およびＰＷＭインバータ１４の直流側に接続されるＤＣコンデンサ１３と、この直流電圧を入力してＰＷＭインバータ１４のゲートパルスを出力する付加ゲートパルス発生手段としてのインバータ制御装置３５と、直流電圧指令を出力する直流電圧指令発生手段としての直流電圧指令発生器３３と、この直流電圧指令と実際値とを比較して偏差増巾値を出力する偏差増巾値発生手段としての電圧制御アンプ２５と、前記電源電圧と同期した信号と前記偏差増巾値を乗算して電流指令信号を出力する電流指令発生手段としての電流指令発生器２６と、この電流指令信号と実際値とを比較して電流源電圧指令を出力する電流源電圧指令発生手段としての電流アンプ２６と、前記電源電圧より９０度位相の進んだ進み電圧信号を出力する進み電圧発生器２７と、前記進み電圧信号と前記偏差増巾値を乗算して電圧源電圧指令を出力する電圧源電圧指令発生手段としての電圧指令発生器２８と、前記直流電圧指令を入力して前記スイッチの開閉信号を出力する開閉信号発生手段としての切替信号発生器３４と、この開閉信号により前記直流電圧指令が低いとき前記電圧源電圧指令をコンバータ電圧指令として、前記直流電圧指令が高いとき前記電流源電圧指令をコンバータ電圧指令として出力する電圧指令発生手段としての信号切替回路３２と、三角波信号を出力する三角波発生器３１と、この三角波信号と前記コンバータ電圧指令の大きさを比較してＰＷＭコンバータのゲートパルスを出力する入力ゲートパルス発生手段としての比較器３２より構成される。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を図１〜５に基づいて詳述する。
図１は本発明の交流電気車制御装置の一実施例を示す主回路構成図、図２は図１の主回路を制御する制御回路のブロック図、図３（ａ）は交流電気車が低速域での本発明の原理ベクトル図、図３（ｂ）は従来および本発明の高速域でのベクトル図、４（ａ）は一般的な交流電気車の速度Ｎ対パワーＰの特性図、図４（ｂ）は本発明における速度Ｎ対直流電圧指令の関数図、図５は本発明における直流電圧指令対スイッチの開閉およびコンバータ電圧指令の特性図であり、図中、図６と同じ符号のものは同じ構成および機能を有する部分であり、その説明は割愛する。
【００１０】
図１において、２ａは主回路、１５はＡＣコンデンサ、１６はスイッチである。
また、図２において、２５は電圧制御アンプ、２６は電流指令発生器、２７は進み電圧発生器、２８は電圧指令発生器、２９は電流制御アンプ、３０は信号切替回路、３１は三角波発生器、３２は比較器、３３は直流電圧指令発生器、３４は切替信号発生器、３５はインバータ制御装置である。
【００１１】
すなわち、図１，２において、オン・オフ可能な半導体素子と逆並列に接続されたダイオードにより構成されるＰＷＭコンバータ１２およびＰＷＭインバータ１４と、ＰＷＭコンバータ１２の交流側に直列に接続されるＡＣリアクトル１１と、このＡＣリアクトル１１の電源側に接続されるＡＣコンデンサ１５と、このＡＣコンデンサ１５に並列に接続されるスイッチ１６と、ＰＷＭコンバータ１２およびＰＷＭインバータ１４の直流側に接続されるＤＣコンデンサ１３と、この直流電圧を入力してＰＷＭインバータ１４のゲートパルスを出力する付加ゲートパルス発生手段としてのインバータ制御装置３５と、直流電圧指令を出力する直流電圧指令発生手段としての直流電圧指令発生器３３と、この直流電圧指令と実際値とを比較して偏差増巾値を出力する偏差増巾値発生手段としての電圧制御アンプ２５と、前記電源電圧と同期した信号と前記偏差増巾値を乗算して電流指令信号を出力する電流指令発生手段としての電流指令発生器２６と、この電流指令信号と実際値とを比較して電流源電圧指令を出力する電流源電圧指令発生手段としての電流アンプ２６と、前記電源電圧より９０度位相の進んだ進み電圧信号を出力する進み電圧発生器２７と、前記進み電圧信号と前記偏差増巾値を乗算して電圧源電圧指令を出力する電圧源電圧指令発生手段としての電圧指令発生器２８と、前記直流電圧指令を入力して前記スイッチの開閉信号を出力する開閉信号発生手段としての切替信号発生器３４と、この開閉信号により前記直流電圧指令が低いとき前記電圧源電圧指令をコンバータ電圧指令として、前記直流電圧指令が高いとき前記電流源電圧指令をコンバータ電圧指令として出力する電圧指令発生手段としての信号切替回路３２と、三角波信号を出力する三角波発生器３１と、この三角波信号と前記コンバータ電圧指令の大きさを比較してＰＷＭコンバータのゲートパルスを出力する入力ゲートパルス発生手段としての比較器３２より構成される。
【００１２】
このように構成される交流電気車の制御装置においては、主回路および制御回路を以下に示す内容に着目して改良したものである。
前述した表１は、変調度Ｍ＝０．４と０．８のときに、基本波電圧Ｖ１ を同一とするためには、Ｍ＝０．８のときには直流電圧ＶＤ を半分とすれば良い事を示している。
従って、直流電圧ＶＤ を半分にし、変調度Ｍを倍にすれば、同一基本波電圧Ｖ１ を出力しながら高調波電圧ＶＨ を（１）式に示すように半分にする事ができる。
ＶＨ ＝０．２７ＶＤ ×０．５＝０．１３５ ＶＤ ・・・・・・・・・（１）
【００１３】
図４（ａ）より、交流電気車の低速域においてはパワーが少なくても良い。すなわち、ＰＷＭコンバータ１２の入力パワーは、交流電源電圧ＶＳ と電源電流ＩＳ の有効分の積で表されるので、電源電流ＩＳ が制御できれば、特に直流電圧ＶＤ の高低には左右されない。
【００１４】
出力パワーＰは、モータ電圧ＶＭ とモータ電流ＩＭ の有効分の積で表され、交流電気車が低速域では定トルク制御、すなわちモータ電流ＩＭ が一定となるようにモータ電圧ＶＨ が制御され、低速域ではモータ電圧ＶＭ が低いので直流電圧ＶＤ も低くても良い。
従って、図４（ｂ）の如く交流電気車が低速の時は直流電圧ＶＤ 、すなわち直流電圧指令ＶＤ ＊を低く設定し、速度が上るとパワーも増加するので指令ＶＤ ＊を増加させる事により、交流電気車の始動時を含めた低速域の高調波電圧を減少させる事ができる。
【００１５】
さらに、図１〜５により詳細に説明する。
ＡＣコンデンサ１５は、交流電源１とＡＣリアクトル１１の間に直列に接続され、スイッチ１６はＡＣコンデンサ１５に並列に接続される。
このような構成でＡＣコンデンサ１５が直列に接続される事により、直流電圧ＶＤ が低くても直流電圧ＶＤ の上昇・下降を制御できる。
すなわち、基本波周波数ｆＳにおいては、ＡＣリアクトル１１とＡＣコンデサン１５の直列回路のリアクタンスを容量性となるように、キャリア周波数ｆＢでは誘導性となるように設定すると、基本波周波数ｆＳにおいて図３（ａ）の如きベクトル図が成立する。
【００１６】
図３（ａ）においてＶＸ１はＡＣリアクトル１１とＡＣコンデンサ１５の直列回路にかかる電圧、ＩＳＤは電源電流ＩＳ に含まれる有効分、ＩＳＱは同じく無効分である。
ＰＷＭコンバータ１２の交流入力電圧ＶＣ を図３（ａ）のように進相方向に制御する事により、電圧ＶＸ１が図３（ａ）のようになり、電源電流ＩＳ の有効分ＩＳＤが制御される事になり、ＰＷＭコンバータ１２によりエネルギーを交流側から直流側に送る事ができる。
【００１７】
図３（ａ）はエネルギーを交流電源１より受け取る場合のベクトル図であるが、エネルギー返す場合は交流入力電圧ＶＣ を遅相方向に制御する事により可能である。
従来は、入力パワーの小さいときでも、図３（ｂ）に示すが如く、電源電圧ＶＳ より大きな交流入力電圧ＶＣ となるようにＰＷＭコンバータ１２を制御しなければならなかったが、本発明では図３（ａ）に示す如く小さな交流入力電圧ＶＣ により制御可能となる。
【００１８】
速度Ｎが上昇すると出力パワーＰが大きくなり、ある直流電圧指令ＶＤＳ＊になると、スイッチ１６を閉じてＡＣコンデンサを短絡し、図３（ｂ）に示す如き従来の制御を行う事により、歪みの無い、基本波力率が１の電源電流ＩＳ で直流電圧ＶＤ の制御を行う事ができる。
【００１９】
図２において、直流電圧指令発生器３３は、図４（ｂ）に基づく直流電圧指令ＶＤ ＊を電圧制御アンプ２５，および切替信号発生器３４に出力する。
ここで直流電圧指令発生器３３で使用するモータの回転数Ｎは、実際に検出するか、モータ電圧ＶＭ 、モータ電流ＩＭ 等から演算によって求めても良い。
インバータ制御装置３５は直流電圧ＶＤ を入力し、変調度Ｍを制御してＰＷＭインバータ１４のスイッチング素子を駆動するゲートパルスＧＩ を出力する。ゲートパルスＧＩ の発生方法は公知であるので省略する。
【００２０】
電圧制御アンプ２５は、直流電圧指令ＶＤ ＊と直流電圧検出器２１で検出された実際の直流電圧ＶＤ を入力し、その偏差を増巾した偏差増巾値ＶＤＤ＊を電流指令発生器２６および電圧指令発生器２８に出力する。
ここで、偏差増巾値ＶＤＤ＊は定常状態では直流であり、電流指令発生器２６および電圧指令発生器２８で交流の指令値に変換される。
【００２１】
電圧検出器２３で検出された交流電源１と同期した電源電圧ＶＳ は、電流指令発生器２６および進み電圧発生器２７に出力される。
電流指令発生器２６は偏差増巾値ＶＤＤ＊と電源電圧ＶＳ を入力し、その積である電流指令ＩＳ ＊を電流制御アンプ２９に出力する。ここで、偏差増巾値ＶＤＤ＊は直流であり、系統電源電圧ＶＳ は正弦波なので、その積は偏差増巾値ＶＤＤ＊に比例し、交流電源１に同期した正弦波状の電流指令となる。
【００２２】
電流制御アンプ２９は、電流指令ＩＳ ＊と電流検出器２２で検出された実際の電源電流ＩＳ を入力し、その偏差を増巾した電流電源電圧指令ＶＩＳ＊を信号切替回路３０に出力する。電流源電圧指令ＶＩＳ＊により、図３（ｂ）に示すが如き交流入力電圧ＶＣ をＰＷＭコンバータ１２が出力する。
【００２３】
進み電圧発生器２７は、電源電圧ＶＳ を入力し、電圧ＶＳ より進んだ進み電圧信号ＶＳＱを電圧指令発生器２８に出力する。ここで進み電圧信号ＶＳＱの電圧ＶＳ に対する進みは、通常、電源電流ＩＳ に対する有効分ＩＳＤの割合を大きくするために、９０度以下に設定される。
電圧指令発生器２８は、進み電圧信号ＶＳＱと偏差増巾値ＶＤＤ＊を入力し、その積をとり、電圧源電圧指令ＶＶＤ＊を信号切替回路３０に出力する。ここで偏差増巾値ＶＤＤ＊は直流であり、進み電圧指令ＶＳＱ は正弦波なので、その積は偏差増巾値ＶＤＤ＊に比例し、電源電圧ＶＳ より進んだ正弦波状の電圧指令となる。電圧源電圧指令ＶＶＤ＊により、図３（ａ）に示す交流入力電圧ＶＣ をＰＷＭコンバータ１２が出力する。
【００２４】
切替信号発生器３４は、直流電圧指令ＶＤ ＊を入力し、スイッチ開閉信号ＧＳ をスイッチ１６および信号切替回路３０に出力する。
スイッチ１６はスイッチ開閉信号ＧＳ を入力し、図５に示すが如く、直流電圧指令ＶＤ ＊が切替電圧ＶＤＳ＊より上昇すると、スイッチ１６を閉じ、切替電圧ＶＤＳ＊より下降するとスイッチ１６を開くものである。
【００２５】
信号切替回路３０は、電流源電圧指令ＶＩＳ＊、電圧源電圧指令ＶＶＤ＊およびスイッチ開閉信号ＧＳを入力し、図５に示すが如く、直流電圧指令ＶＤ＊が切替電圧ＶＤＳ＊より上昇すると、電流源電圧指令ＶＩＳ＊をコンバータ電圧指令ＶＣ＊とし、切替電圧ＶＤＳ＊より下降すると電圧源電圧指令ＶＶＤ＊をコンバータ電圧指令ＶＣ＊として比較器３２に出力する。
【００２６】
比較器３２は、コンバータ電圧指令ＶＣ ＊と三角波発生器３１より出力する三角波信号Ｓを入力し、その大きさを比較してＰＷＭコンバータ１２のスイッチング素子を駆動するＰＷＭゲートパルスＧＣ を出力する。
ここで、ＡＣコンデンサ１５を直列に接続したときは、基本波力率が１とならず進相電流が流れるが、全体の電流が小さいために大きな問題点とはならない。
なお、本発明の交流電源１は、単相、３相どちらにおいても同様にＰＷＭコンバータ１２を制御できる。又、スイッチ１６は接触器又はＧＴＯ等のスイッチング素子で構成する事もできる。
【００２７】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、交流電気車が低速域では直流電圧ＶＤ を下げるために、系統に直列に交流コンデンサ１５を接続してＰＷＭコンバータ１２を進相電圧を発生する電圧源として動作させ、交流電気車が高速域では高い直流電圧ＶＤ を維持するために、交流コンデンサ１５を短絡してＰＷＭコンバータ１２を電流を制御する電圧源として動作させるものである。
このように、直流電圧ＶＤ を交流電気車が低速域のとき低くする事により、ＰＷＭインバータ１４の高調波電圧の減少による高調波電流の減少、および騒音の減少を図る事ができる。
さらに、直流電圧ＶＤ が低いとき、ＰＷＭコンバータ１２およびＰＷＭインバータ１４のスイッチング素子のスイッチング損失を減少させる事ができるので、ＰＷＭコンバータおよびインバータのフインを含めたスイッチグ素子回りの構造を小さくする事ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明の一実施例を示す主回路構成図である。
【図２】図２は本発明の一実施例を示す制御回路ブロック図である。
【図３】図３は本発明の低速域あるいは高速域での原理を説明するためのベクトル図である。
【図４】図４は速度対パワーあるいは速度対直流電圧指令の関係を示す特性図である。
【図５】図５は本発明における直流電圧指令対スイッチの開閉およびコンバータ電圧指令の関係図である。
【図６】図６は従来の例を示す主回路構成図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 交流電気車の主回路
３ モータ
１１ ＡＣリアクトル
１２ ＰＷＭコンバータ
１３ ＤＣコンデンサ
１４ ＰＷＭインバータ
１５ ＡＣコンデンサ
１６ スイッチ
２１ 直流電圧検出器
２２ 交流電流検出器
２３ 交流電圧検出器
２５ 電圧制御アンプ
２６ 電流指令発生器
２７ 進み電圧発生器
２８ 電圧指令発生器
２９ 電流制御アンプ
３０ 信号切替回路
３１ 三角波発生器
３２ 比較器
３３ 直流電圧指令発生器
３４ 切替信号発生器
３５ インバータ制御装置
Claims (1)
- 交流電源電圧を直流電圧に変換するＰＷＭコンバータと、該ＰＷＭコンバータの交流側に直列に接続されるＡＣリアクトルと、該ＡＣリアクトルの交流電源側に直列に接続されるＡＣコンデンサと、該ＡＣコンデンサに並列に接続されるスイッチと、前記ＰＷＭコンバータの直流の出力間に接続されるＤＣコンデンサと、該ＤＣコンデンサと並列に接続されるＰＷＭインバータと、該直流電圧を入力してＰＷＭインバータのゲートパルスを出力する負荷ゲートパルス発生手段と、直流電圧指令を出力する直流電圧指令発生手段と、該直流電圧指令発生手段の出力と実際値を比較して偏差増巾値を出力する偏差増巾値発生手段と、前記電源電圧と同期した信号と前記偏差増巾値発生手段の出力を乗算して電流指令信号を出力する電流指令発生手段と、該電流指令発生手段の出力と実際値とを比較して電流源電圧指令を出力する電流源電圧指令発生手段と、前記電源電圧より９０度位相の進んだ信号と前記偏差増巾値発生手段の出力を乗算して電圧源電圧指令を出力する電圧源電圧指令発生手段と、前記直流電圧指令発生手段の出力を入力して前記スイッチの開閉信号を出力する開閉信号発生手段と、該開閉信号発生手段の出力により前記直流電圧指令発生手段の出力が低いとき前記電圧源電圧指令発生手段の出力をコンバータ電圧指令として、前記直流電圧指令発生手段の出力が高いとき前記電流源電圧指令発生手段の出力をコンバータ電圧指令として出力する電圧指令発生手段と、該コンバータ電圧指令と三角波信号の大きさを比較してＰＷＭコンバータのゲートパルスを出力する入力ゲートパルス発生手段とを備えた交流電気車の制御装置。
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