JPH09271101A - 交流電気車の制御装置 - Google Patents
交流電気車の制御装置Info
- Publication number
- JPH09271101A JPH09271101A JP8103738A JP10373896A JPH09271101A JP H09271101 A JPH09271101 A JP H09271101A JP 8103738 A JP8103738 A JP 8103738A JP 10373896 A JP10373896 A JP 10373896A JP H09271101 A JPH09271101 A JP H09271101A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- generating means
- voltage command
- output
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】交流電気車の制御装置において、速度が遅い
時、直流電圧を下げて運転する事により高調波電流およ
び騒音を減少させ、速度が高くなると直流電圧を上げて
運転できるようにすることにある。 【解決手段】ＰＷＭコンバータの交流電源側に直列にリ
アクトルとコンデンサを接続し、コンデンサと並列にス
イッチを接続したもので、低速時には低直流電圧でスイ
ッチを開放して電圧源電圧指令でＰＷＭコンバータを駆
動し、高速時には高直流電圧でスイッチを短絡して電流
源電圧指令でＰＷＭコンバータを駆動するよう構成した
ものである。
時、直流電圧を下げて運転する事により高調波電流およ
び騒音を減少させ、速度が高くなると直流電圧を上げて
運転できるようにすることにある。 【解決手段】ＰＷＭコンバータの交流電源側に直列にリ
アクトルとコンデンサを接続し、コンデンサと並列にス
イッチを接続したもので、低速時には低直流電圧でスイ
ッチを開放して電圧源電圧指令でＰＷＭコンバータを駆
動し、高速時には高直流電圧でスイッチを短絡して電流
源電圧指令でＰＷＭコンバータを駆動するよう構成した
ものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を直流電
源に交換してＰＷＭインバータによりモータを駆動する
交流電気車に関わり、特に交流電気車の速度に応じて直
流電源電圧を可変する交流電気車の制御装置に関するも
のである。
源に交換してＰＷＭインバータによりモータを駆動する
交流電気車に関わり、特に交流電気車の速度に応じて直
流電源電圧を可変する交流電気車の制御装置に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】従来用いられている交流電気車の制御装
置は次に示される。図６はその一例を示す主回路構成図
であり、交流電源を入力し、ＡＣリアクトル、ＰＷＭイ
ンバータとＤＣコンデンサにより一定電圧の直流電源を
構成し、この直流電源に接続されるＰＷＭインバータに
よりモータを駆動する。図６において、１は交流電源、
２は交流電気車の制御装置の主回路、３はモータ、11は
ＡＣリアクトル、12はＰＷＭコンバータ、13はＤＣコン
デンサ、14はＰＷＭインバータ、21は直流電圧検出器、
22は交流電流検出器、23は交流電圧検出器である。ＰＷ
Ｍコンバータ12、ＰＷＭインバータ14は、オン・オフ可
能な半導体素子と、この半導体素子と逆並列に接続され
たダイオードから構成され、ブリッジ回路として接続さ
れている。図３（ｂ）は、図６の交流電源１の電圧ＶS
と同位相の歪みの無い電源電流ＩS を流すべく、しかも
ＤＣコンデンサ13の直流電圧を一定とする如くＰＷＭコ
ンバータを制御（制御装置は図示せず）した時の、交流
電源電圧ＶS 、電源電流ＩS 及びＰＷＭコンバータ12の
交流入力電圧ＶC と、ＡＣリアクトル11にかかる電圧Ｖ
X との関係を示すベクトル図である。
置は次に示される。図６はその一例を示す主回路構成図
であり、交流電源を入力し、ＡＣリアクトル、ＰＷＭイ
ンバータとＤＣコンデンサにより一定電圧の直流電源を
構成し、この直流電源に接続されるＰＷＭインバータに
よりモータを駆動する。図６において、１は交流電源、
２は交流電気車の制御装置の主回路、３はモータ、11は
ＡＣリアクトル、12はＰＷＭコンバータ、13はＤＣコン
デンサ、14はＰＷＭインバータ、21は直流電圧検出器、
22は交流電流検出器、23は交流電圧検出器である。ＰＷ
Ｍコンバータ12、ＰＷＭインバータ14は、オン・オフ可
能な半導体素子と、この半導体素子と逆並列に接続され
たダイオードから構成され、ブリッジ回路として接続さ
れている。図３（ｂ）は、図６の交流電源１の電圧ＶS
と同位相の歪みの無い電源電流ＩS を流すべく、しかも
ＤＣコンデンサ13の直流電圧を一定とする如くＰＷＭコ
ンバータを制御（制御装置は図示せず）した時の、交流
電源電圧ＶS 、電源電流ＩS 及びＰＷＭコンバータ12の
交流入力電圧ＶC と、ＡＣリアクトル11にかかる電圧Ｖ
X との関係を示すベクトル図である。
【０００３】図３（ｂ）より、ＡＣリアクトル11の電圧
降下ＶX があるため、交流入力電圧ＶC は電源電圧ＶS
より大きくなければならない。従って、図６の主回路構
成図に基づき、図３（ｂ）のベクトル図の如く制御され
る交流電気車の直流電圧ＶD は、電源電流ＩS をひずみ
の少ない基本波力率１にする制御性能を確保するために
は、通常、電源電圧ＶS の実効値の２倍以上に充電され
る。
降下ＶX があるため、交流入力電圧ＶC は電源電圧ＶS
より大きくなければならない。従って、図６の主回路構
成図に基づき、図３（ｂ）のベクトル図の如く制御され
る交流電気車の直流電圧ＶD は、電源電流ＩS をひずみ
の少ない基本波力率１にする制御性能を確保するために
は、通常、電源電圧ＶS の実効値の２倍以上に充電され
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】このような交流電気車
の制御装置においては、直流電圧をＶD 、キャリア周波
数をfB、基本波周波数をfSとした時の、例えばは３相の
ＰＷＭインバータの出力電圧ＶM に含まれる最も振巾の
大きい高調波成分は次のようである。その周波数fHは、
fH＝２fB±fSであり、その振巾の大きさＶH は変調度Ｍ
により異なる。ここで、Ｖ1 を基本波周波数fSの振幅の
大きさとすると、変調度Ｍが例えば０．４および０．８
のときは表１の如くなる。
の制御装置においては、直流電圧をＶD 、キャリア周波
数をfB、基本波周波数をfSとした時の、例えばは３相の
ＰＷＭインバータの出力電圧ＶM に含まれる最も振巾の
大きい高調波成分は次のようである。その周波数fHは、
fH＝２fB±fSであり、その振巾の大きさＶH は変調度Ｍ
により異なる。ここで、Ｖ1 を基本波周波数fSの振幅の
大きさとすると、変調度Ｍが例えば０．４および０．８
のときは表１の如くなる。
【０００５】
【表１】
【０００６】従って、表１のＭ＝０．４の場合、基本波
周波数fSの振幅Ｖ1 の（０．28／０．35）倍の周波数fH
の振幅ＶH が出力電圧ＶM に含まれることになり、高調
波電流、騒音の原因となるという不具合があった。この
ような不具合を解消するために、キャリア周波数fBを高
くして、高調波電流、騒音を減少させる事も可能である
が、スイッチング素子の数が増加するためにPWM インバ
ータが大型化するという不具合があった。
周波数fSの振幅Ｖ1 の（０．28／０．35）倍の周波数fH
の振幅ＶH が出力電圧ＶM に含まれることになり、高調
波電流、騒音の原因となるという不具合があった。この
ような不具合を解消するために、キャリア周波数fBを高
くして、高調波電流、騒音を減少させる事も可能である
が、スイッチング素子の数が増加するためにPWM インバ
ータが大型化するという不具合があった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述した点に
鑑みて創案されたもので、その目的とするところは、交
流電気車が低速時には直流電圧ＶD を減少させ、キャリ
ア周波数fBを高くすることなく、交流電気車のモータに
流れる高調波電流の減少、および騒音の減少を図れる交
流電気車の制御装置を提供することにある。
鑑みて創案されたもので、その目的とするところは、交
流電気車が低速時には直流電圧ＶD を減少させ、キャリ
ア周波数fBを高くすることなく、交流電気車のモータに
流れる高調波電流の減少、および騒音の減少を図れる交
流電気車の制御装置を提供することにある。
【０００８】つまり、その目的を達成するための手段
は、オン・オフ可能な半導体素子と逆並列に接続された
ダイオードにより構成されるＰＷＭコンバータ12および
ＰＷＭインバータ14と、ＰＷＭコンバータ12の交流側に
直列に接続されるＡＣリアクトル11と、このＡＣリアク
トル11の電源側に接続されるＡＣコンデンサ15と、この
ＡＣコンデンサ15に並列に接続されるスイッチ16と、Ｐ
ＷＭコンバータ12およびＰＷＭインバータ14の直流側に
接続されるＤＣコンデンサ13と、この直流電圧を入力し
てＰＷＭインバータ14のゲートパルスを出力する付加ゲ
ートパルス発生手段としてのインバータ制御装置35と、
直流電圧指令を出力する直流電圧指令発生手段としての
直流電圧指令発生器33と、この直流電圧指令と実際値と
を比較して偏差増巾値を出力する偏差増巾値発生手段と
しての電圧制御アンプ25と、前記電源電圧と同期した信
号と前記偏差増巾値を乗算して電流指令信号を出力する
電流指令発生手段としての電流指令発生器26と、この電
流指令信号と実際値とを比較して電流源電圧指令を出力
する電流源電圧指令発生手段としての電流アンプ26と、
前記電源電圧より90度位相の進んだ進み電圧信号を出力
する進み電圧発生器27と、前記進み電圧信号と前記偏差
増巾値を乗算して電圧源電圧指令を出力する電圧源電圧
指令発生手段としての電圧指令発生器28と、前記直流電
圧指令を入力して前記スイッチの開閉信号を出力する開
閉信号発生手段としての切替信号発生器34と、この開閉
信号により前記直流電圧指令が低いとき前記電圧源電圧
指令をコンバータ電圧指令として、前記直流電圧指令が
高いとき前記電流源電圧指令をコンバータ電圧指令とし
て出力する電圧指令発生手段としての信号切替回路32
と、三角波信号を出力する三角波発生器31と、この三角
波信号と前記コンバータ電圧指令の大きさを比較してＰ
ＷＭコンバータのゲートパルスを出力する入力ゲートパ
ルス発生手段としての比較器32より構成される。
は、オン・オフ可能な半導体素子と逆並列に接続された
ダイオードにより構成されるＰＷＭコンバータ12および
ＰＷＭインバータ14と、ＰＷＭコンバータ12の交流側に
直列に接続されるＡＣリアクトル11と、このＡＣリアク
トル11の電源側に接続されるＡＣコンデンサ15と、この
ＡＣコンデンサ15に並列に接続されるスイッチ16と、Ｐ
ＷＭコンバータ12およびＰＷＭインバータ14の直流側に
接続されるＤＣコンデンサ13と、この直流電圧を入力し
てＰＷＭインバータ14のゲートパルスを出力する付加ゲ
ートパルス発生手段としてのインバータ制御装置35と、
直流電圧指令を出力する直流電圧指令発生手段としての
直流電圧指令発生器33と、この直流電圧指令と実際値と
を比較して偏差増巾値を出力する偏差増巾値発生手段と
しての電圧制御アンプ25と、前記電源電圧と同期した信
号と前記偏差増巾値を乗算して電流指令信号を出力する
電流指令発生手段としての電流指令発生器26と、この電
流指令信号と実際値とを比較して電流源電圧指令を出力
する電流源電圧指令発生手段としての電流アンプ26と、
前記電源電圧より90度位相の進んだ進み電圧信号を出力
する進み電圧発生器27と、前記進み電圧信号と前記偏差
増巾値を乗算して電圧源電圧指令を出力する電圧源電圧
指令発生手段としての電圧指令発生器28と、前記直流電
圧指令を入力して前記スイッチの開閉信号を出力する開
閉信号発生手段としての切替信号発生器34と、この開閉
信号により前記直流電圧指令が低いとき前記電圧源電圧
指令をコンバータ電圧指令として、前記直流電圧指令が
高いとき前記電流源電圧指令をコンバータ電圧指令とし
て出力する電圧指令発生手段としての信号切替回路32
と、三角波信号を出力する三角波発生器31と、この三角
波信号と前記コンバータ電圧指令の大きさを比較してＰ
ＷＭコンバータのゲートパルスを出力する入力ゲートパ
ルス発生手段としての比較器32より構成される。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施例を図１〜
５に基づいて詳述する。図１は本発明の交流電気車制御
装置の一実施例を示す主回路構成図、図２は図１の主回
路を制御する制御回路のブロック図、図３（ａ）は交流
電気車が低速域での本発明の原理ベクトル図、図３
（ｂ）は従来および本発明の高速域でのベクトル図、４
（ａ）は一般的な交流電気車の速度Ｎ対パワーＰの特性
図、図４（ｂ）は本発明における速度Ｎ対直流電圧指令
の関数図、図５は本発明における直流電圧指令対スイッ
チの開閉およびコンバータ電圧指令の特性図であり、図
中、図６と同じ符号のものは同じ構成および機能を有す
る部分であり、その説明は割愛する。
５に基づいて詳述する。図１は本発明の交流電気車制御
装置の一実施例を示す主回路構成図、図２は図１の主回
路を制御する制御回路のブロック図、図３（ａ）は交流
電気車が低速域での本発明の原理ベクトル図、図３
（ｂ）は従来および本発明の高速域でのベクトル図、４
（ａ）は一般的な交流電気車の速度Ｎ対パワーＰの特性
図、図４（ｂ）は本発明における速度Ｎ対直流電圧指令
の関数図、図５は本発明における直流電圧指令対スイッ
チの開閉およびコンバータ電圧指令の特性図であり、図
中、図６と同じ符号のものは同じ構成および機能を有す
る部分であり、その説明は割愛する。
【００１０】図１において、２ａは主回路、15はＡＣコ
ンデンサ、16はスイッチである。また、図２において、
25は電圧制御アンプ、26は電流指令発生器、27は進み電
圧発生器、28は電圧指令発生器、29は電流制御アンプ、
30は信号切替回路、31は三角波発生器、32は比較器、33
は直流電圧指令発生器、34は切替信号発生器、35はイン
バータ制御装置である。
ンデンサ、16はスイッチである。また、図２において、
25は電圧制御アンプ、26は電流指令発生器、27は進み電
圧発生器、28は電圧指令発生器、29は電流制御アンプ、
30は信号切替回路、31は三角波発生器、32は比較器、33
は直流電圧指令発生器、34は切替信号発生器、35はイン
バータ制御装置である。
【００１１】すなわち、図１，２において、オン・オフ
可能な半導体素子と逆並列に接続されたダイオードによ
り構成されるＰＷＭコンバータ12およびＰＷＭインバー
タ14と、ＰＷＭコンバータ12の交流側に直列に接続され
るＡＣリアクトル11と、このＡＣリアクトル11の電源側
に接続されるＡＣコンデンサ15と、このＡＣコンデンサ
15に並列に接続されるスイッチ16と、ＰＷＭコンバータ
12およびＰＷＭインバータ14の直流側に接続されるＤＣ
コンデンサ13と、この直流電圧を入力してＰＷＭインバ
ータ14のゲートパルスを出力する付加ゲートパルス発生
手段としてのインバータ制御装置35と、直流電圧指令を
出力する直流電圧指令発生手段としての直流電圧指令発
生器33と、この直流電圧指令と実際値とを比較して偏差
増巾値を出力する偏差増巾値発生手段としての電圧制御
アンプ25と、前記電源電圧と同期した信号と前記偏差増
巾値を乗算して電流指令信号を出力する電流指令発生手
段としての電流指令発生器26と、この電流指令信号と実
際値とを比較して電流源電圧指令を出力する電流源電圧
指令発生手段としての電流アンプ26と、前記電源電圧よ
り90度位相の進んだ進み電圧信号を出力する進み電圧発
生器27と、前記進み電圧信号と前記偏差増巾値を乗算し
て電圧源電圧指令を出力する電圧源電圧指令発生手段と
しての電圧指令発生器28と、前記直流電圧指令を入力し
て前記スイッチの開閉信号を出力する開閉信号発生手段
としての切替信号発生器34と、この開閉信号により前記
直流電圧指令が低いとき前記電圧源電圧指令をコンバー
タ電圧指令として、前記直流電圧指令が高いとき前記電
流源電圧指令をコンバータ電圧指令として出力する電圧
指令発生手段としての信号切替回路32と、三角波信号を
出力する三角波発生器31と、この三角波信号と前記コン
バータ電圧指令の大きさを比較してＰＷＭコンバータの
ゲートパルスを出力する入力ゲートパルス発生手段とし
ての比較器32より構成される。
可能な半導体素子と逆並列に接続されたダイオードによ
り構成されるＰＷＭコンバータ12およびＰＷＭインバー
タ14と、ＰＷＭコンバータ12の交流側に直列に接続され
るＡＣリアクトル11と、このＡＣリアクトル11の電源側
に接続されるＡＣコンデンサ15と、このＡＣコンデンサ
15に並列に接続されるスイッチ16と、ＰＷＭコンバータ
12およびＰＷＭインバータ14の直流側に接続されるＤＣ
コンデンサ13と、この直流電圧を入力してＰＷＭインバ
ータ14のゲートパルスを出力する付加ゲートパルス発生
手段としてのインバータ制御装置35と、直流電圧指令を
出力する直流電圧指令発生手段としての直流電圧指令発
生器33と、この直流電圧指令と実際値とを比較して偏差
増巾値を出力する偏差増巾値発生手段としての電圧制御
アンプ25と、前記電源電圧と同期した信号と前記偏差増
巾値を乗算して電流指令信号を出力する電流指令発生手
段としての電流指令発生器26と、この電流指令信号と実
際値とを比較して電流源電圧指令を出力する電流源電圧
指令発生手段としての電流アンプ26と、前記電源電圧よ
り90度位相の進んだ進み電圧信号を出力する進み電圧発
生器27と、前記進み電圧信号と前記偏差増巾値を乗算し
て電圧源電圧指令を出力する電圧源電圧指令発生手段と
しての電圧指令発生器28と、前記直流電圧指令を入力し
て前記スイッチの開閉信号を出力する開閉信号発生手段
としての切替信号発生器34と、この開閉信号により前記
直流電圧指令が低いとき前記電圧源電圧指令をコンバー
タ電圧指令として、前記直流電圧指令が高いとき前記電
流源電圧指令をコンバータ電圧指令として出力する電圧
指令発生手段としての信号切替回路32と、三角波信号を
出力する三角波発生器31と、この三角波信号と前記コン
バータ電圧指令の大きさを比較してＰＷＭコンバータの
ゲートパルスを出力する入力ゲートパルス発生手段とし
ての比較器32より構成される。
【００１２】このように構成される交流電気車の制御装
置においては、主回路および制御回路を以下に示す内容
に着目して改良したものである。前述した表１は、変調
度Ｍ＝０．４と０．８のときに、基本波電圧Ｖ1 を同一
とするためには、Ｍ＝０．８のときには直流電圧ＶD を
半分とすれば良い事を示している。従って、直流電圧Ｖ
D を半分にし、変調度Ｍを倍にすれば、同一基本波電圧
Ｖ1 を出力しながら高調波電圧ＶH を（１）式に示すよ
うに半分にする事ができる。 ＶH ＝０．27ＶD ×０．５＝０．135 ＶD ・・・・・・・・・（１）
置においては、主回路および制御回路を以下に示す内容
に着目して改良したものである。前述した表１は、変調
度Ｍ＝０．４と０．８のときに、基本波電圧Ｖ1 を同一
とするためには、Ｍ＝０．８のときには直流電圧ＶD を
半分とすれば良い事を示している。従って、直流電圧Ｖ
D を半分にし、変調度Ｍを倍にすれば、同一基本波電圧
Ｖ1 を出力しながら高調波電圧ＶH を（１）式に示すよ
うに半分にする事ができる。 ＶH ＝０．27ＶD ×０．５＝０．135 ＶD ・・・・・・・・・（１）
【００１３】図４（ａ）より、交流電気車の低速域にお
いてはパワーが少なくても良い。すなわち、ＰＷＭコン
バータ12の入力パワーは、交流電源電圧ＶS と電源電流
ＩSの有効分の積で表されるので、電源電流ＩS が制御
できれば、特に直流電圧ＶDの高低には左右されない。
いてはパワーが少なくても良い。すなわち、ＰＷＭコン
バータ12の入力パワーは、交流電源電圧ＶS と電源電流
ＩSの有効分の積で表されるので、電源電流ＩS が制御
できれば、特に直流電圧ＶDの高低には左右されない。
【００１４】出力パワーＰは、モータ電圧ＶM とモータ
電流ＩM の有効分の積で表され、交流電気車が低速域で
は定トルク制御、すなわちモータ電流ＩM が一定となる
ようにモータ電圧ＶH が制御され、低速域ではモータ電
圧ＶM が低いので直流電圧ＶD も低くても良い。従っ
て、図４（ｂ）の如く交流電気車が低速の時は直流電圧
ＶD 、すなわち直流電圧指令ＶD ＊を低く設定し、速度
が上るとパワーも増加するので指令ＶD ＊を増加させる
事により、交流電気車の始動時を含めた低速域の高調波
電圧を減少させる事ができる。
電流ＩM の有効分の積で表され、交流電気車が低速域で
は定トルク制御、すなわちモータ電流ＩM が一定となる
ようにモータ電圧ＶH が制御され、低速域ではモータ電
圧ＶM が低いので直流電圧ＶD も低くても良い。従っ
て、図４（ｂ）の如く交流電気車が低速の時は直流電圧
ＶD 、すなわち直流電圧指令ＶD ＊を低く設定し、速度
が上るとパワーも増加するので指令ＶD ＊を増加させる
事により、交流電気車の始動時を含めた低速域の高調波
電圧を減少させる事ができる。
【００１５】さらに、図１〜５により詳細に説明する。
ＡＣコンデンサ15は、交流電源１とＡＣリアクトル11の
間に直列に接続され、スイッチ16はＡＣコンデンサ15に
並列に接続される。このような構成でＡＣコンデンサ15
が直列に接続される事により、直流電圧ＶD が低くても
直流電圧ＶD の上昇・下降を制御できる。すなわち、基
本波周波数fSにおいては、ＡＣリアクトル11とＡＣコン
デサン15の直列回路のリアクタンスを容量性となるよう
に、キャリア周波数fBでは誘導性となるように設定する
と、基本波周波数fSにおいて図３（ａ）の如きベクトル
図が成立する。
ＡＣコンデンサ15は、交流電源１とＡＣリアクトル11の
間に直列に接続され、スイッチ16はＡＣコンデンサ15に
並列に接続される。このような構成でＡＣコンデンサ15
が直列に接続される事により、直流電圧ＶD が低くても
直流電圧ＶD の上昇・下降を制御できる。すなわち、基
本波周波数fSにおいては、ＡＣリアクトル11とＡＣコン
デサン15の直列回路のリアクタンスを容量性となるよう
に、キャリア周波数fBでは誘導性となるように設定する
と、基本波周波数fSにおいて図３（ａ）の如きベクトル
図が成立する。
【００１６】図３（ａ）においてＶX1はＡＣリアクトル
11とＡＣコンデンサ15の直列回路にかかる電圧、ＩSDは
電源電流ＩS に含まれる有効分、ＩSQは同じく無効分で
ある。ＰＷＭコンバータ12の交流入力電圧ＶC を図３
（ａ）のように進相方向に制御する事により、電圧ＶX1
が図３（ａ）のようになり、電源電流ＩS の有効分ＩSD
が制御される事になり、ＰＷＭコンバータ12によりエネ
ルギーを交流側から直流側に送る事ができる。
11とＡＣコンデンサ15の直列回路にかかる電圧、ＩSDは
電源電流ＩS に含まれる有効分、ＩSQは同じく無効分で
ある。ＰＷＭコンバータ12の交流入力電圧ＶC を図３
（ａ）のように進相方向に制御する事により、電圧ＶX1
が図３（ａ）のようになり、電源電流ＩS の有効分ＩSD
が制御される事になり、ＰＷＭコンバータ12によりエネ
ルギーを交流側から直流側に送る事ができる。
【００１７】図３（ａ）はエネルギーを交流電源１より
受け取る場合のベクトル図であるが、エネルギー返す場
合は交流入力電圧ＶC を遅相方向に制御する事により可
能である。従来は、入力パワーの小さいときでも、図３
（ｂ）に示すが如く、電源電圧ＶS より大きな交流入力
電圧ＶC となるようにＰＷＭコンバータ12を制御しなけ
ればならなかったが、本発明では図３（ａ）に示す如く
小さな交流入力電圧ＶC により制御可能となる。
受け取る場合のベクトル図であるが、エネルギー返す場
合は交流入力電圧ＶC を遅相方向に制御する事により可
能である。従来は、入力パワーの小さいときでも、図３
（ｂ）に示すが如く、電源電圧ＶS より大きな交流入力
電圧ＶC となるようにＰＷＭコンバータ12を制御しなけ
ればならなかったが、本発明では図３（ａ）に示す如く
小さな交流入力電圧ＶC により制御可能となる。
【００１８】速度Ｎが上昇すると出力パワーＰが大きく
なり、ある直流電圧指令ＶDS＊になると、スイッチ16を
閉じてＡＣコンデンサを短絡し、図３（ｂ）に示す如き
従来の制御を行う事により、歪みの無い、基本波力率が
１の電源電流ＩS で直流電圧ＶD の制御を行う事ができ
る。
なり、ある直流電圧指令ＶDS＊になると、スイッチ16を
閉じてＡＣコンデンサを短絡し、図３（ｂ）に示す如き
従来の制御を行う事により、歪みの無い、基本波力率が
１の電源電流ＩS で直流電圧ＶD の制御を行う事ができ
る。
【００１９】図２において、直流電圧指令発生器33は、
図４（ｂ）に基づく直流電圧指令ＶD ＊を電圧制御アン
プ25，および切替信号発生器34に出力する。ここで直流
電圧指令発生器33で使用するモータの回転数Ｎは、実際
に検出するか、モータ電圧ＶM 、モータ電流ＩM 等から
演算によって求めても良い。インバータ制御装置35は直
流電圧ＶD を入力し、変調度Ｍを制御してＰＷＭインバ
ータ14のスイッチング素子を駆動するゲートパルスＧI
を出力する。ゲートパルスＧI の発生方法は公知である
ので省略する。
図４（ｂ）に基づく直流電圧指令ＶD ＊を電圧制御アン
プ25，および切替信号発生器34に出力する。ここで直流
電圧指令発生器33で使用するモータの回転数Ｎは、実際
に検出するか、モータ電圧ＶM 、モータ電流ＩM 等から
演算によって求めても良い。インバータ制御装置35は直
流電圧ＶD を入力し、変調度Ｍを制御してＰＷＭインバ
ータ14のスイッチング素子を駆動するゲートパルスＧI
を出力する。ゲートパルスＧI の発生方法は公知である
ので省略する。
【００２０】電圧制御アンプ25は、直流電圧指令ＶD ＊
と直流電圧検出器21で検出された実際の直流電圧ＶD を
入力し、その偏差を増巾した偏差増巾値ＶDD＊を電流指
令発生器26および電圧指令発生器28に出力する。ここ
で、偏差増巾値ＶDD＊は定常状態では直流であり、電流
指令発生器26および電圧指令発生器28で交流の指令値に
変換される。
と直流電圧検出器21で検出された実際の直流電圧ＶD を
入力し、その偏差を増巾した偏差増巾値ＶDD＊を電流指
令発生器26および電圧指令発生器28に出力する。ここ
で、偏差増巾値ＶDD＊は定常状態では直流であり、電流
指令発生器26および電圧指令発生器28で交流の指令値に
変換される。
【００２１】電圧検出器23で検出された交流電源１と同
期した電源電圧ＶS は、電流指令発生器26および進み電
圧発生器27に出力される。電流指令発生器26は偏差増巾
値ＶDD＊と電源電圧ＶS を入力し、その積である電流指
令ＩS ＊を電流制御アンプ29に出力する。ここで、偏差
増巾値ＶDD＊は直流であり、系統電源電圧ＶS は正弦波
なので、その積は偏差増巾値ＶDD＊に比例し、交流電源
１に同期した正弦波状の電流指令となる。
期した電源電圧ＶS は、電流指令発生器26および進み電
圧発生器27に出力される。電流指令発生器26は偏差増巾
値ＶDD＊と電源電圧ＶS を入力し、その積である電流指
令ＩS ＊を電流制御アンプ29に出力する。ここで、偏差
増巾値ＶDD＊は直流であり、系統電源電圧ＶS は正弦波
なので、その積は偏差増巾値ＶDD＊に比例し、交流電源
１に同期した正弦波状の電流指令となる。
【００２２】電流制御アンプ29は、電流指令ＩS ＊と電
流検出器22で検出された実際の電源電流ＩS を入力し、
その偏差を増巾した電流電源電圧指令ＶIS＊を信号切替
回路30に出力する。電流源電圧指令ＶIS＊により、図３
（ｂ）に示すが如き交流入力電圧ＶC をＰＷＭコンバー
タ12が出力する。
流検出器22で検出された実際の電源電流ＩS を入力し、
その偏差を増巾した電流電源電圧指令ＶIS＊を信号切替
回路30に出力する。電流源電圧指令ＶIS＊により、図３
（ｂ）に示すが如き交流入力電圧ＶC をＰＷＭコンバー
タ12が出力する。
【００２３】進み電圧発生器27は、電源電圧ＶS を入力
し、電圧ＶS より進んだ進み電圧信号ＶSQを電圧指令発
生器28に出力する。ここで進み電圧信号ＶSQの電圧ＶS
に対する進みは、通常、電源電流ＩS に対する有効分Ｉ
SDの割合を大きくするために、90度以下に設定される。
電圧指令発生器28は、進み電圧信号ＶSQと偏差増巾値Ｖ
DD＊を入力し、その積をとり、電圧源電圧指令ＶVD＊を
信号切替回路30に出力する。ここで偏差増巾値ＶDD＊は
直流であり、進み電圧指令ＶSQ は正弦波なので、その
積は偏差増巾値ＶDD＊に比例し、電源電圧ＶS より進ん
だ正弦波状の電圧指令となる。電圧源電圧指令ＶVD＊に
より、図３（ａ）に示す交流入力電圧ＶC をＰＷＭコン
バータ12が出力する。
し、電圧ＶS より進んだ進み電圧信号ＶSQを電圧指令発
生器28に出力する。ここで進み電圧信号ＶSQの電圧ＶS
に対する進みは、通常、電源電流ＩS に対する有効分Ｉ
SDの割合を大きくするために、90度以下に設定される。
電圧指令発生器28は、進み電圧信号ＶSQと偏差増巾値Ｖ
DD＊を入力し、その積をとり、電圧源電圧指令ＶVD＊を
信号切替回路30に出力する。ここで偏差増巾値ＶDD＊は
直流であり、進み電圧指令ＶSQ は正弦波なので、その
積は偏差増巾値ＶDD＊に比例し、電源電圧ＶS より進ん
だ正弦波状の電圧指令となる。電圧源電圧指令ＶVD＊に
より、図３（ａ）に示す交流入力電圧ＶC をＰＷＭコン
バータ12が出力する。
【００２４】切替信号発生器34は、直流電圧指令ＶD ＊
を入力し、スイッチ開閉信号ＧS をスイッチ16および信
号切替回路30に出力する。スイッチ16はスイッチ開閉信
号ＧS を入力し、図５に示すが如く、直流電圧指令ＶD
＊が切替電圧ＶDS＊より上昇すると、スイッチ16を閉
じ、切替電圧ＶDS＊より下降するとスイッチ16を開くも
のである。
を入力し、スイッチ開閉信号ＧS をスイッチ16および信
号切替回路30に出力する。スイッチ16はスイッチ開閉信
号ＧS を入力し、図５に示すが如く、直流電圧指令ＶD
＊が切替電圧ＶDS＊より上昇すると、スイッチ16を閉
じ、切替電圧ＶDS＊より下降するとスイッチ16を開くも
のである。
【００２５】信号切替回路30は、電流源電圧指令ＶIS
＊、電圧源点圧指令ＶVD＊およびスイッチ開閉信号ＧS
を入力し、図５に示すが如く、直流電圧指令ＶD ＊が切
替電圧ＶDS＊より上昇すると、電流源電圧指令ＶIS＊を
コンバータ電圧指令ＶC ＊とし、切替電圧ＶDS＊より下
降すると電圧源電圧指令ＶVD＊をコンバータ電圧指令Ｖ
C ＊として比較器32に出力する。
＊、電圧源点圧指令ＶVD＊およびスイッチ開閉信号ＧS
を入力し、図５に示すが如く、直流電圧指令ＶD ＊が切
替電圧ＶDS＊より上昇すると、電流源電圧指令ＶIS＊を
コンバータ電圧指令ＶC ＊とし、切替電圧ＶDS＊より下
降すると電圧源電圧指令ＶVD＊をコンバータ電圧指令Ｖ
C ＊として比較器32に出力する。
【００２６】比較器32は、コンバータ電圧指令ＶC ＊と
三角波発生器31より出力する三角波信号Ｓを入力し、そ
の大きさを比較してＰＷＭコンバータ12のスイッチング
素子を駆動するＰＷＭゲートパルスＧC を出力する。こ
こで、ＡＣコンデンサ15を直列に接続したときは、基本
波力率が１とならず進相電流が流れるが、全体の電流が
小さいために大きな問題点とはならない。なお、本発明
の交流電源１は、単相、３相どちらにおいても同様にＰ
ＷＭコンバータ12を制御できる。又、スイッチ16は接触
器又はＧＴＯ等のスイッチング素子で構成する事もでき
る。
三角波発生器31より出力する三角波信号Ｓを入力し、そ
の大きさを比較してＰＷＭコンバータ12のスイッチング
素子を駆動するＰＷＭゲートパルスＧC を出力する。こ
こで、ＡＣコンデンサ15を直列に接続したときは、基本
波力率が１とならず進相電流が流れるが、全体の電流が
小さいために大きな問題点とはならない。なお、本発明
の交流電源１は、単相、３相どちらにおいても同様にＰ
ＷＭコンバータ12を制御できる。又、スイッチ16は接触
器又はＧＴＯ等のスイッチング素子で構成する事もでき
る。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、交
流電気車が低速域では直流電圧ＶD を下げるために、系
統に直列に交流コンデンサ15を接続してＰＷＭコンバー
タ12を進相電圧を発生する電圧源として動作させ、交流
電気車が高速域では高い直流電圧ＶD を維持するため
に、交流コンデンサ15を短絡してＰＷＭコンバータ12を
電流を制御する電圧源として動作させるものである。こ
のように、直流電圧ＶD を交流電気車が低速域のとき低
くする事により、ＰＷＭインバータ14の高調波電圧の減
少による高調波電流の減少、および騒音の減少を図る事
ができる。さらに、直流電圧ＶD が低いとき、ＰＷＭコ
ンバータ12およびＰＷＭインバータ14のスイッチング素
子のスイッチング損失を減少させる事ができるので、Ｐ
ＷＭコンバータおよびインバータのフインを含めたスイ
ッチグ素子回りの構造を小さくする事ができる。
流電気車が低速域では直流電圧ＶD を下げるために、系
統に直列に交流コンデンサ15を接続してＰＷＭコンバー
タ12を進相電圧を発生する電圧源として動作させ、交流
電気車が高速域では高い直流電圧ＶD を維持するため
に、交流コンデンサ15を短絡してＰＷＭコンバータ12を
電流を制御する電圧源として動作させるものである。こ
のように、直流電圧ＶD を交流電気車が低速域のとき低
くする事により、ＰＷＭインバータ14の高調波電圧の減
少による高調波電流の減少、および騒音の減少を図る事
ができる。さらに、直流電圧ＶD が低いとき、ＰＷＭコ
ンバータ12およびＰＷＭインバータ14のスイッチング素
子のスイッチング損失を減少させる事ができるので、Ｐ
ＷＭコンバータおよびインバータのフインを含めたスイ
ッチグ素子回りの構造を小さくする事ができる。
【図１】図１は本発明の一実施例を示す主回路構成図で
ある。
ある。
【図２】図２は本発明の一実施例を示す制御回路ブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】図３は本発明の低速域あるいは高速域での原理
を説明するためのベクトル図である。
を説明するためのベクトル図である。
【図４】図４は速度対パワーあるいは速度対直流電圧指
令の関係を示す特性図である。
令の関係を示す特性図である。
【図５】図５は本発明における直流電圧指令対スイッチ
の開閉およびコンバータ電圧指令の関係図である。
の開閉およびコンバータ電圧指令の関係図である。
【図６】図６は従来の例を示す主回路構成図である。
１ 交流電源 ２ 交流電気車の主回路 ３ モータ 11 ＡＣリアクトル 12 ＰＷＭコンバータ 13 ＤＣコンデンサ 14 ＰＷＭインバータ 15 ＡＣコンデンサ 16 スイッチ 21 直流電圧検出器 22 交流電流検出器 23 交流電圧検出器 25 電圧制御アンプ 26 電流指令発生器 27 進み電圧発生器 28 電圧指令発生器 29 電流制御アンプ 30 信号切替回路 31 三角波発生器 32 比較器 33 直流電圧指令発生器 34 切替信号発生器 35 インバータ制御装置
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源電圧を直流電圧に変換するＰＷ
Ｍコンバータと、該ＰＷＭコンバータの交流側に直列に
接続されるＡＣリアクトルと、該ＡＣリアクトルの交流
電源側に直列に接続されるＡＣコンデンサと、該ＡＣコ
ンデンサに並列に接続されるスイッチと、前記ＰＷＭコ
ンバータの直流の出力間に接続されるＤＣコンデンサ
と、該ＤＣコンデンサと並列に接続されるＰＷＭインバ
ータと、該直流電圧を入力してＰＷＭインバータのゲー
トパルスを出力する負荷ゲートパルス発生手段と、直流
電圧指令を出力する直流電圧指令発生手段と、該直流電
圧指令発生手段の出力と実際値を比較して偏差増巾値を
出力する偏差増巾値発生手段と、前記電源電圧と同期し
た信号と前記偏差増巾値発生手段の出力を乗算して電流
指令信号を出力する電流指令発生手段と、該電流指令発
生手段の出力と実際値とを比較して電流源電圧指令を出
力する電流源電圧指令発生手段と、前記電源電圧より90
度位相の進んだ信号と前記偏差増巾値発生手段の出力を
乗算して電圧源電圧指令を出力する電圧源電圧指令発生
手段と、前記直流電圧指令発生手段の出力を入力して前
記スイッチの開閉信号を出力する開閉信号発生手段と、
該開閉信号発生手段の出力により前記直流電圧指令発生
手段の出力が低いとき前記電圧源電圧指令発生手段の出
力をコンバータ電圧指令として、前記直流電圧指令発生
手段の出力が高いとき前記電流源電圧指令発生手段の出
力をコンバータ電圧指令として出力する電圧指令発生手
段と、該コンバータ電圧指令と三角波信号の大きさを比
較してＰＷＭコンバータのゲートパルスを出力する入力
ゲートパルス発生手段とを備えた交流電気車の制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10373896A JP3576310B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 交流電気車の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10373896A JP3576310B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 交流電気車の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09271101A true JPH09271101A (ja) | 1997-10-14 |
| JP3576310B2 JP3576310B2 (ja) | 2004-10-13 |
Family
ID=14361973
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10373896A Expired - Lifetime JP3576310B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 交流電気車の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3576310B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102009049731A1 (de) | 2008-10-31 | 2010-07-15 | Fanuc Ltd. | Motorantriebsgerät und Motorantriebsverfahren |
| WO2011070609A1 (ja) * | 2009-12-08 | 2011-06-16 | 三菱電機株式会社 | 推進制御装置 |
| JP2012090453A (ja) * | 2010-10-20 | 2012-05-10 | Toshiba Tec Corp | 電力変換装置 |
| JP2016174494A (ja) * | 2015-03-18 | 2016-09-29 | 株式会社日立製作所 | 鉄道車両用の電力変換装置及びこれを備えた鉄道車両 |
-
1996
- 1996-03-29 JP JP10373896A patent/JP3576310B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102009049731A1 (de) | 2008-10-31 | 2010-07-15 | Fanuc Ltd. | Motorantriebsgerät und Motorantriebsverfahren |
| DE102009049731B4 (de) * | 2008-10-31 | 2015-06-25 | Fanuc Corporation | Motorantriebsgerät und Motorantriebsverfahren |
| WO2011070609A1 (ja) * | 2009-12-08 | 2011-06-16 | 三菱電機株式会社 | 推進制御装置 |
| JP4973813B2 (ja) * | 2009-12-08 | 2012-07-11 | 三菱電機株式会社 | 推進制御装置 |
| AU2009356390B2 (en) * | 2009-12-08 | 2013-08-15 | Mitsubishi Electric Corporation | Propulsion control device |
| AU2009356390B9 (en) * | 2009-12-08 | 2014-02-27 | Mitsubishi Electric Corporation | Propulsion control device |
| US8738208B2 (en) | 2009-12-08 | 2014-05-27 | Mitsubishi Electric Corporation | Propulsion control apparatus |
| JP2012090453A (ja) * | 2010-10-20 | 2012-05-10 | Toshiba Tec Corp | 電力変換装置 |
| JP2016174494A (ja) * | 2015-03-18 | 2016-09-29 | 株式会社日立製作所 | 鉄道車両用の電力変換装置及びこれを備えた鉄道車両 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3576310B2 (ja) | 2004-10-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4755504B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| Saito et al. | A single to three phase matrix converter with a power decoupling capability | |
| JP6131360B1 (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH09271101A (ja) | 交流電気車の制御装置 | |
| KR900005675A (ko) | 접지전위의 변조주파수 신호성분 제거기능을 갖춘 pwm-제어 전원장치 | |
| JPH0744834B2 (ja) | パルス幅制御方式電力変換装置 | |
| JPS5815492A (ja) | パルス幅制御変換器の制御方法 | |
| JP3590735B2 (ja) | 電力変換装置の制御回路 | |
| Maswood | A PWM voltage source inverter with PI controller for instantaneous motor current control | |
| JPS58107083A (ja) | 駆動回生変換電源装置 | |
| JP2697681B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP2004080855A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH09312978A (ja) | 直流−交流電流形変換器の制御装置 | |
| JP3772649B2 (ja) | 誘導機の速度制御装置 | |
| JP3524626B2 (ja) | 静止型電力変換装置 | |
| JPH10164846A (ja) | 電力変換装置の制御装置 | |
| JPH09312976A (ja) | 電圧形変換器の制御装置 | |
| JP3590195B2 (ja) | 電流形変換器の制御装置 | |
| JP2659365B2 (ja) | パルス幅変調制御インバータの制御方法 | |
| JP3166932B2 (ja) | Ｐｗｍ方式電圧形インバータの制御装置 | |
| JPH0156636B2 (ja) | ||
| JP2845543B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| KR930003008B1 (ko) | 스위칭각 특성 선형화 방식에 의한 펄스폭 변조 인버터 제어시스템 | |
| JPH0811066Y2 (ja) | Ｐｗｍインバータの電流制御回路 | |
| JPS6159074B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040610 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040628 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040707 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090716 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100716 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100716 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110716 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120716 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130716 Year of fee payment: 9 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |